JP3360328B2 - 永久磁石モータ駆動方法およびその装置 - Google Patents
永久磁石モータ駆動方法およびその装置Info
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Description
法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、回転子
の位置検出を行なうセンサを設けることなく永久磁石モ
ータを駆動するための方法およびその装置に関する。
化の強い要請に応えて、例えば、回転子を永久磁石で構
成し、固定子に巻回したコイルに与える電圧、電流の位
相を制御して回転界磁を得るようにした永久磁石モータ
が注目されている。この永久磁石モータは、理論的に2
次銅損がなく、しかも制御性が良好であるから、上記要
請に十分に応えることができると期待されている。しか
し、上記永久磁石モータを駆動するに当っては、回転子
の位置を検出することが必須になるので、位置検出セン
サを付加すると、永久磁石モータ自体のサイズが大きく
なるとともに、定期的なメンテナンスが必要になり、ひ
いてはコストアップを招いてしまう。
を特別に設けることなく、永久磁石モータの端子電圧に
基づいて回転子の位置検出を行ない、位置検出結果に基
づいてインバータを制御することにより永久磁石モータ
に与える電圧、電流の位相を制御することが提案されて
いる(平成4年電気学会全国大会、「電流形インバータ
によるPMモータの位置センサレス駆動」、小金沢竹
久、高橋勲、大山和伸、参照)。
駆動装置の構成を示す電気回路図であり、三相交流電源
1を入力とする三相ダイオードブリッジ整流回路2と、
三相ダイオードブリッジ整流回路2により得られる直流
電圧を電源とする降圧チョッパ回路3と、降圧チョッパ
回路3の出力を入力として所定のスイッチング動作を行
なって負荷としての、永久磁石モータを代表するブラシ
レスDCモータ6に三相電力を供給する、3対のスイッ
チング素子4aおよび各スイッチング素子4aと並列接
続されたダイオード4bからなる電圧形三相フルブリッ
ジインバータ4と、降圧チョッパ回路3に対して並列に
逆接続された回生電力バイパス用ダイオード5と、ブラ
シレスDCモータ6の誘起電圧を入力として、ブラシレ
スDCモータ6を力率がほぼ1になるように制御すべく
スイッチング指令を供給するインバータ制御回路8と、
降圧チョッパ回路3の出力端子間に設けられた小容量の
コンデンサ9とを有している。
bと、リアクトル3bの電流を直流に制御すべくスイッ
チング制御されるスイッチング素子3aと、スイッチン
グ素子3aを介して電解コンデンサ2bと並列に接続さ
れたダイオード3cとから構成されている。また、スイ
ッチング素子3aをスイッチングさせるためのチョッパ
制御回路は、電流指令値とリアクトル電流との差分を算
出する減算器3dと、減算器3dの減算結果を入力とす
るPI制御部3eと、所定の周波数の基準信号(例えば
三角波信号)とPI制御部3eからの出力信号との大小
比較を行ない比較結果信号をスイッチング指令としてス
イッチング素子3aに供給するコンパレータ3fとを有
している。
装置であれば、回生電力バイパス用ダイオード5が導通
していない状態において降圧チョッパ回路3の出力電流
はほぼ直流になる反面、回生電力バイパス用ダイオード
5が導通している状態において降圧チョッパ回路3の出
力電流が一定にならず、降圧チョッパ回路3の入力電圧
と出力電圧とがほぼ等しくなる。したがって、回生電力
バイパス用ダイオード5が導通する期間が短ければ降圧
チョッパ回路3の出力電流はほぼ直流になり、負荷電
流、電圧が電流形インバータ装置の波形になる。逆に、
回生電力バイパス用ダイオード5が導通する期間が長け
れば降圧チョッパ回路3の出力電圧が一定になる期間が
増えほぼ直流になり、負荷電流、電圧が電圧形インバー
タ装置の波形に似た波形になる。
ブラシレスDCモータ6の誘起電圧を入力としてインバ
ータ制御回路8により、ブラシレスDCモータ6の力率
をほぼ1にすべくスイッチング指令を電圧形三相フルブ
リッジインバータ4に供給するので、回生電力バイパス
用ダイオード5の導通期間を短縮でき、電流形インバー
タの波形により近づけることができるので、高調波成分
が低減され、電圧波形が正弦波に近くなることに起因し
てより一層高効率かつ低騒音のブラシレスDCモータ6
の運転を達成できる。
に小容量のコンデンサ9が接続されているので、負荷電
流リプルを小さくできる。この結果、高調波成分が減少
し、より高効率かつ低騒音の運転を行なうことができ、
さらに負荷としてコンプレッサを用いた場合等に特に問
題となる漏れ電流をも小さくできる。さらにまた、コン
デンサ9により負荷電流リプルを小さくできる関係上、
降圧チョッパ回路3のスイッチング素子3bのスイッチ
ング周波数を低くでき、スイッチングロスを少なくでき
る。
の誘起電圧が0であるからインバータ制御回路8による
制御を行なうことができないが、強制的に電圧形三相フ
ルブリッジインバータ4にスイッチング指令を供給する
ことによりブラシレスDCモータ6の始動を達成でき
る。そして、ある程度の誘起電圧が発生した後は、イン
バータ制御回路8によりスイッチング指令を供給して上
記の動作を行なわせる。尚、始動時の強制的運転を行な
う場合には過電流が流れる可能性があるが、降圧チョッ
パ回路3により過電流を確実に防止でき、安定な始動が
可能になる。
場合には必須とされていた回転位置センサが不要にな
り、しかも、従来のセンサレス制御回路で検出困難な低
速回転時に主回路が電流形インバータの働きをするため
に電圧波形が正弦波に近い。したがって、閉ループ制御
が可能な低速領域を拡張でき、広範囲にわたって安定な
運転を達成できる。また、インバータ制御回路8に含ま
れる積分器8b、コンパレータ8c等の構成を簡素化で
きる。
DCモータ6の相電圧を検出するための抵抗分圧回路8
aと、抵抗分圧回路8aにより検出された相電圧を入力
とする積分器8bと、積分器8bの出力の正負を判別す
るコンパレータ8cと、コンパレータ8cの判別結果を
入力とするフォトカプラ8dと、フォトカプラ8dから
の信号を入力としてスイッチング指令を得て出力する論
理演算回路8eとを有している。但し、積分器8b、コ
ンパレータ8cおよびフォトカプラ8dは三相分設けら
れてある。したがって、各相電圧毎に積分器8bにより
積分され、コンパレータ8cにより正負判別が行なわ
れ、フォトカプラ8dを通して論理演算回路8eに供給
される。論理演算回路8eにおいては、各相の正負判別
結果に基づいて、相電圧と線電流とが同相になるように
電圧形三相フルブリッジインバータ4に対するスイッチ
ング指令を得て出力する。この結果、ブラシレスDCモ
ータ6の力率がほぼ1になるので、回生電力バイパス用
ダイオード5の導通期間を短くでき、高調波成分を低減
できるとともに、負荷電圧波形を一層正弦波に近づける
ことができるので、ブラシレスDCモータ6の運転の高
効率化、低騒音化を達成できる。
ータセンサレス駆動装置を採用した場合には、電流の重
なり期間に素子の電圧が上昇し、回生電力バイパス用ダ
イオード5が導通し、電解コンデンサ2bにバイパスさ
れる。このバイパスされた電圧は、図11に示すように
スパイク電圧としてブラシレスDCモータ6の端子電圧
に重畳されることになる。特に、高速運転時には、重な
り角が大きくなり、スパイク電圧の幅が広くなってしま
うので、図12にA,Bで示すように、回転子の実際の
回転位置に対してブラシレスDCモータ6の端子電圧が
大幅にずれてしまうことになる。尚、図12には位置検
出信号をも示している。この結果、ブラシレスDCモー
タ6の端子電圧に基づいて回転子の回転位置の検出を行
なうと、到底無視し得ない位相誤差を生じ、ひいては、
モータ電流の位相がズレ、力率が悪くなり、モータ効率
が低下してしまうことになる。
ス駆動装置においては、閉ループ制御(ブラシレスDC
モータの端子電圧に基づいて回転子の回転位置検出を行
ない、回転位置検出結果に基づいて電圧形三相フルブリ
ッジインバータのスイッチングタイミングを制御するこ
と)に移行できる運転周波数を低くすべく、インバータ
制御回路8に含まれる積分器8bのゲインを高く設定す
ることが好ましく、強制運転に起因する失速、電流増大
等を抑制できるが、ゲインを高く設定すると、低周波ノ
イズの影響を受けやすくなるだけでなく、降圧チョッパ
回路3に起因するスパイク電圧、電源周波数成分の影響
をも受けやすくなり、この結果、ブラシレスDCモータ
6の端子電圧に基づいて回転子の回転位置の検出を行な
うと、到底無視し得ない位相誤差を生じ、ひいては、モ
ータ電流の位相がズレ、力率が悪くなり、モータ効率が
低下してしまうことになる。尚、後者の不都合は、降圧
チョッパ回路3、回生電力バイパス用ダイオード5を有
していないブラシレスDCモータ駆動装置においても同
様に発生する可能性がある。
たものであり、スパイク電圧等の影響を大幅に低減して
正確な回転位置の検出を行ない、ひいては永久磁石モー
タの高効率、高精度の駆動を達成できる永久磁石モータ
駆動方法およびその装置を提供することを目的としてい
る。
めの、請求項1の永久磁石モータ駆動方法は、回生電力
バイパス手段によりバイパスされた電圧と永久磁石モー
タの端子電圧との重畳期間を検出し、検出された重畳期
間に対応して、永久磁石モータの端子電圧に代えて所定
の電圧をスイッチング指令発生手段に供給する方法であ
る。
出された重畳期間に対応して、永久磁石モータの端子電
圧に代えて回生電力バイパス手段の導通初期における永
久磁石モータの端子電圧に対応する電圧をスイッチング
指令発生手段に供給する方法である。請求項3の永久磁
石モータ駆動装置は、回生電力バイパス手段の通電状態
を検出する通電状態検出手段と、回生電力バイパス手段
の通電状態が通電状態検出手段により検出されたことに
応答して、永久磁石モータの端子電圧に代えて所定の電
圧をスイッチング指令発生手段に供給する切替手段とを
含んでいる。
生電力バイパス手段の通電状態が通電状態検出手段によ
り検出されたことに応答して、該当する時点における永
久磁石モータの端子電圧を保持する保持手段をさらに含
み、切替手段として、回生電力バイパス手段の通電状態
が通電状態検出手段により検出されたことに応答して、
永久磁石モータの端子電圧に代えて保持手段に保持され
ている端子電圧に対応する電圧をスイッチング指令発生
手段に供給するものを採用している。
交流電源を入力とする整流手段の整流出力を降圧チョッ
パ手段により降圧させ、永久磁石モータの端子電圧に基
づいて得られた回転子位置検出信号に対応してスイッチ
ング指令発生手段によりスイッチング指令を発生し、発
生されたスイッチング指令に基づいて制御され、かつ降
圧された直流電源を入力とするインバータ手段により永
久磁石モータを駆動するとともに、降圧チョッパ手段と
並列に回生電力バイパス手段を設けて電流の重なり期間
におけるスイッチング素子の電圧の上昇時に対処する場
合において、回生電力バイパス手段によりバイパスされ
た電圧と永久磁石モータの端子電圧との重畳期間を検出
し、検出された重畳期間に対応して、永久磁石モータの
端子電圧に代えて所定の電圧をスイッチング指令発生手
段に供給するのであるから、スパイク電圧の影響を受け
て大きな位相誤差を生じている永久磁石の端子電圧をそ
のまま利用して回転子の回転位置を検出する場合と比較
して、位相誤差を大幅に低減でき、回転子の回転位置の
検出を高精度化でき、ひいては、永久磁石モータの高効
率、高精度の駆動を達成できる。
ば、検出された重畳期間に対応して、永久磁石モータの
端子電圧に代えて回生電力バイパス手段の導通初期にお
ける永久磁石モータの端子電圧に対応する電圧をスイッ
チング指令発生手段に供給するのであるから、永久磁石
モータの端子電圧に代えてスイッチング指令発生手段に
供給される電圧がスパイク電圧発生直前の電圧に対応す
る電圧になり、位相誤差を一層大幅に低減でき、回転子
の回転位置検出を一層高精度化でき、ひいては永久磁石
モータの一層高効率、高精度の駆動を達成できる。
ば、交流電源を入力とする整流手段の整流出力を降圧チ
ョッパ手段により降圧させ、永久磁石モータの端子電圧
に基づいて得られた回転子位置検出信号に対応してスイ
ッチング指令発生手段によりスイッチング指令を発生
し、発生されたスイッチング指令に基づいて制御され、
かつ降圧された直流電源を入力とするインバータ手段に
より永久磁石モータを駆動するとともに、降圧チョッパ
手段と並列に回生電力バイパス手段を設けてスイッチン
グ素子の電圧上昇をバイパスさせることにより永久磁石
モータを駆動する場合に、回生電力バイパス手段の通電
状態を通電状態検出手段により検出し、回生電力バイパ
ス手段の通電状態が通電状態検出手段により検出された
ことに応答して、切替手段により永久磁石モータの端子
電圧に代えて所定の電圧をスイッチング指令発生手段に
供給するのであるから、スパイク電圧の影響を受けて大
きな位相誤差を生じている永久磁石の端子電圧をそのま
ま利用して回転子の回転位置を検出する場合と比較し
て、位相誤差を大幅に低減でき、回転子の回転位置の検
出を高精度化でき、ひいては、永久磁石モータの高効
率、高精度の駆動を達成できる。
ば、回生電力バイパス手段の通電状態が通電状態検出手
段により検出されたことに応答して、該当する時点にお
ける永久磁石モータの端子電圧を保持する保持手段をさ
らに含み、切替手段が、回生電力バイパス手段の通電状
態が通電状態検出手段により検出されたことに応答し
て、永久磁石モータの端子電圧に代えて保持手段に保持
されている端子電圧に対応する電圧をスイッチング指令
発生手段に供給するのであるから、永久磁石モータの端
子電圧に代えてスイッチング指令発生手段に供給される
電圧がスパイク電圧発生直前の電圧に対応する電圧にな
り、位相誤差を一層大幅に低減でき、回転子の回転位置
検出を一層高精度化でき、ひいては永久磁石モータの一
層高効率、高精度の駆動を達成できる。
説明する。図1はこの発明の永久磁石モータ駆動装置の
一実施例を示す電気回路図であり、三相交流電源1を入
力とする三相ダイオードブリッジ整流回路2と、三相ダ
イオードブリッジ整流回路2により得られる直流電圧を
電源とする降圧チョッパ回路3と、降圧チョッパ回路3
の出力を入力として所定のスイッチング動作を行なって
負荷としての、永久磁石モータを代表するブラシレスD
Cモータ6に三相電力を供給する、3対のスイッチング
素子4aおよび各スイッチング素子4aと並列接続され
たダイオード4bからなる電圧形三相フルブリッジイン
バータ4と、降圧チョッパ回路3に対して並列に逆接続
された回生電力バイパス用ダイオード5と、ブラシレス
DCモータ6の誘起電圧を入力として、ブラシレスDC
モータ6を力率がほぼ1になるように制御すべくスイッ
チング指令を供給するインバータ制御回路8と、降圧チ
ョッパ回路3の出力端子間に設けられた小容量のコンデ
ンサ9とを有している。
ように、回生電力バイパス用ダイオード5と逆並列に接
続されたフォトカプラ7aと、フォトカプラ7aからの
出力信号のレベルを反転させる反転回路7bと、反転回
路7bから出力される反転信号を入力とするスイッチ制
御回路7cと、スイッチ制御回路7cにより制御され、
抵抗分圧回路8aにより検出された相電圧またはグラン
ド電圧を選択的に積分回路8bに供給する切替スイッチ
7dとをさらに含んでいる点が図10に示す従来の永久
磁石モータ駆動装置のインバータ制御回路と異なる。
示す従来の永久磁石モータ駆動装置と同様であるから、
詳細な説明は省略し、以下、相違点に関連する作用のみ
を説明する。回生電力バイパス用ダイオード5の非導通
状態に対応してフォトカプラ7aがONとなり、導通状
態に対応してOFFとなる。したがって、重なり期間に
回生電力バイパス用ダイオード5が導通するとフォトカ
プラ7aがOFFになり、重なり期間を検出できる。こ
のフォトカプラ7aのOFF信号は反転回路7bで反転
されてスイッチ制御回路7cに供給されるので、グラン
ド電圧を積分回路8bに供給すべく切替スイッチ7dが
切換動作される。この結果、スパイク電圧が重畳された
ブラシレスDCモータ6の端子電圧が積分回路8bに供
給されることを防止し、積分回路8bの積分出力を一定
に保持し続けることができる。この場合に、スパイク電
圧が重畳された端子電圧、グランド電圧の何れも回転子
の回転位置に対応する端子電圧とは異なるのであるが、
一般的にスパイク電圧は著しく大きいのであるから、グ
ランド電圧を積分回路8bに供給することにより回転子
の回転位置を高精度に検出できる。この結果、位相誤差
を著しく低減でき、ブラシレスDCモータ6の電流の位
相のズレを大幅に低減でき、ひいては力率を改善してブ
ラシレスDCモータ6を効率よく駆動できる。
圧が重畳された端子電圧に代えてグランド電圧を積分回
路8bに供給するようにしているが、グランド電圧に代
えて所定の電圧を供給してもよいことはもちろんであ
る。
の他の実施例の要部を示す電気回路図であり、図2の電
気回路図と異なる点は、ブラシレスDCモータ6の端子
電圧を所定のタイミングでサンプリングし、かつ保持す
るサンプル/ホールド回路(以下、S/H回路と略称す
る)7eをグランド電圧に代えて設けた点およびスイッ
チ制御回路7cによりS/H回路7eをサンプリングさ
せるべく制御する点のみである。
畳されたブラシレスDCモータ6の端子電圧をそのまま
積分回路8bに供給する代わりに、スパイク電圧が発生
する直前におけるブラシレスDCモータ6の端子電圧を
S/H回路7eにより保持し、積分回路8bに供給し続
けることができる。したがって、実際の端子電圧と異な
る可能性があるグランド電圧を積分回路8bに供給する
場合と比較して、回転子の回転位置に対応する端子電圧
からのズレが著しく小さい電圧を積分回路8bに供給で
き、一層高精度に回転子の回転位置を検出できる。この
結果、位相誤差を一層低減でき、ブラシレスDCモータ
6の電流の位相のズレを一層大幅に低減でき、ひいては
力率を著しく改善してブラシレスDCモータ6を一層効
率よく駆動できる。
のホールドについては0次ホールドであってもよいが、
1次ホールドであることが好ましく、回転子の回転位置
検出精度を一層向上できる。
のさらに他の実施例の要部を示す電気回路図であり、積
分回路8bに対してそれぞれ並列に積分ゲイン設定用抵
抗R1,R2,・・・,Rnと対応するスイッチSW
1,SW2,・・・,SWnとの直列接続回路を設けて
いるとともに、積分回路8bからの積分出力の正負を判
別するコンパレータ8cからの出力を入力とする周波数
/電圧変換回路(以下、F/V変換回路と略称する)7
fを設けており、さらに、それぞれのスイッチSW1,
SW2,・・・,SWnに対する切換指示信号を出力す
るコンパレータCMP1,CMP2,・・・,CMPn
の一方の入力端子にF/V変換回路7fからの出力電圧
を供給しているとともに、他方の入力端子に、上記スイ
ッチSW1,SW2,・・・,SWnのそれぞれに対す
る切換周波数に対応する基準電圧が供給されている。
2,・・・,Rnは、次式を満足するように設定するこ
とが好ましい。 ω>10・ωc ωc={R0・R1・R2・・・・・Rn・C/(R0
+R1+R2+・・・+Rn)}−1 ここで、ωはブラシレスDCモータ6の実角回転周波
数、ωcは積分回路8bのカットオフ周波数である。
回転周波数が著しく低い場合には、全てのスイッチSW
1,SW2,・・・,SWnがOFFであるから、抵抗
R0およびコンデンサCに基づいて定まる、十分に高い
積分ゲインで積分処理を行なう。この結果、閉ループ制
御によるブラシレスDCモータ6の駆動を行なうことが
できる運転周波数を十分に低くでき、始動後短時間で閉
ループ制御に移行できる。そして、運転周波数が高くな
れば、運転周波数の増加に対応してスイッチが順次ON
になるので、積分ゲインを規定する抵抗値が小さくな
り、積分ゲインを小さくできる(図5(A)(B)に示
す積分回路のボード線図参照)。したがって、低周波成
分に起因する回転位置の検出誤差を小さくできる。この
結果、位相誤差を著しく低減でき、ブラシレスDCモー
タ6の電流の位相のズレを大幅に低減でき、ひいては力
率を改善してブラシレスDCモータ6を効率よく駆動で
きる。
のさらに他の実施例の要部を示す電気回路図であり、図
4の実施例と異なる点は、複数個の抵抗R1,R2,・
・・,RnをスイッチSW1,SW2,・・・,SWn
を介して並列接続する代わりに電圧制御可変抵抗Rvを
設け、F/V変換回路7fからの出力電圧に基づいて電
圧制御可変抵抗Rvを制御するようにした点のみであ
る。
ゲインを段階的に変化させる代わりに、ブラシレスDC
モータ6の運転周波数に対応して連続的に変化させるこ
とができ、低周波成分を一層確実に排除できる。
のさらに他の実施例の要部を示す電気回路図であり、図
4の実施例と異なる点は、複数個の抵抗R1,R2,・
・・,RnをスイッチSW1,SW2,・・・,SWn
を介して並列接続する代わりに、抵抗分圧回路8aと積
分回路8bとの間にスイッチSWfを介して介挿可能な
ハイパスフィルタHPFを設け、F/V変換回路7fか
らの出力電圧によりスイッチSWfを制御するようにし
た点、および積分回路8bの出力を位置補正回路7gを
介してコンパレータ8cに位置する点のみである。
シレスDCモータ6の運転周波数が低い状態において積
分回路8bの積分ゲインが低くなったのと等価になる
が、運転周波数がある程度高くなれば、十分な積分ゲイ
ンが得られる状態になる。また、十分な積分ゲインが得
られる状態においては、ハイパスフィルタHPFにより
低周波成分を効果的に遮断できるのであるから、低周波
成分に起因する回転位置の検出誤差を小さくできる。こ
の結果、位相誤差を著しく低減でき、ブラシレスDCモ
ータ6の電流の位相のズレを大幅に低減でき、ひいては
力率を改善してブラシレスDCモータ6を効率よく駆動
できる。
のさらに他の実施例の要部を示すブロック図であり、抵
抗分圧回路8aにより検出された相電圧を、位相比較器
10a、ローパスフィルタ10bおよび電圧制御発振回
路(以下、VCO回路と略称する)10cからなる位相
ロックループ回路(以下、PLL回路と略称する)10
に供給し、PLL回路10により上記相電圧の基本周波
数を検出する。そして、検出された基本周波数をF/V
変換回路10dに供給し、検出された基本周波数を周波
数指令値とし、かつF/V変換回路10dにより得られ
た電圧を振幅指令値として振幅可変回路10eに供給す
ることによりブラシレスDCモータ6の端子電圧と同相
かつ振幅が等しい信号(端子電圧模擬信号)を得、端子
電圧模擬信号を積分回路8bに供給している。
ータ6の端子電圧がスパイク電圧、低周波ノイズ等を含
んでいても、これらの影響を受けていない基本周波数を
得、しかもブラシレスDCモータ6の端子電圧と同相か
つ振幅が等しい端子電圧模擬信号を得て積分することに
なり、スパイク電圧、低周波成分等に起因する回転位置
の検出誤差を小さくできる。この結果、位相誤差を著し
く低減でき、ブラシレスDCモータ6の電流の位相のズ
レを大幅に低減でき、ひいては力率を改善してブラシレ
スDCモータ6を効率よく駆動できる。
ッパ回路3、回生電力バイパス用ダイオード5を含む永
久磁石モータ駆動装置に適用できることはもちろんであ
るが、これらを含まない永久磁石モータ駆動装置にも同
様に適用できる。
の実施例の要部を示すブロック図であり、抵抗分圧回路
8aにより検出された相電圧を、可変ノッチフィルタ1
1aおよびF/V変換回路11bに供給しているととも
に、F/V変換回路11bからの出力電圧を可変ノッチ
フィルタ11aに供給することにより遮断周波数を設定
している。そして、可変ノッチフィルタ11aからの出
力信号を位相補正回路11cに供給してブラシレスDC
モータ6の端子電圧と同相になるように位相を補正し、
積分回路8bに供給している。
の基本周波数に基づいて6倍の周波数に対応する電圧を
出力するものである。ここで、6倍の周波数に対応する
電圧を出力するように設定しているのは、スパイク電圧
がブラシレスDCモータ6の端子電圧の基本周波数の6
倍の周波数成分を持つからである。この実施例の場合に
は、F/V変換回路11bがブラシレスDCモータ6の
端子電圧の基本周波数の6倍の周波数に対応する電圧を
出力し、可変ノッチフィルタ11aの遮断周波数をブラ
シレスDCモータ6の端子電圧の基本周波数の6倍に設
定するので、スパイク電圧成分を効率的に排除でき、し
かも位相補正回路11cにより、可変ノッチフィルタ1
1aに起因する位相のズレを補正できるので、スパイク
電圧に起因する回転位置の検出誤差を小さくできる。こ
の結果、位相誤差を著しく低減でき、ブラシレスDCモ
ータ6の電流の位相のズレを大幅に低減でき、ひいては
力率を改善してブラシレスDCモータ6を効率よく駆動
できる。したがって、上記何れかの実施例と組合せるこ
とにより、回転子の回転位置の検出精度を一層高めるこ
とができ、ブラシレスDCモータ6を一層効率よく駆動
できることになる。
力バイパス手段によりバイパスされた電圧と永久磁石モ
ータの端子電圧との重畳期間を検出し、検出された重畳
期間に対応して、永久磁石モータの端子電圧に代えて所
定の電圧をスイッチング指令発生手段に供給するのであ
るから、スパイク電圧の影響を受けて大きな位相誤差を
生じている永久磁石の端子電圧をそのまま利用して回転
子の回転位置を検出する場合と比較して、位相誤差を大
幅に低減でき、回転子の回転位置の検出を高精度化で
き、ひいては、永久磁石モータの高効率、高精度の駆動
を達成できるという特有の効果を奏する。
電圧に代えてスイッチング指令発生手段に供給される電
圧がスパイク電圧発生直前の電圧に対応する電圧にな
り、位相誤差を一層大幅に低減でき、回転子の回転位置
検出を一層高精度化でき、ひいては永久磁石モータの一
層高効率、高精度の駆動を達成できるという特有の効果
を奏する。
によりバイパスされた電圧と永久磁石モータの端子電圧
との重畳期間を通電状態検出手段により検出し、検出さ
れた重畳期間に対応して、切換手段により永久磁石モー
タの端子電圧に代えて所定の電圧をスイッチング指令発
生手段に供給するのであるから、スパイク電圧の影響を
受けて大きな位相誤差を生じている永久磁石の端子電圧
をそのまま利用して回転子の回転位置を検出する場合と
比較して、位相誤差を大幅に低減でき、回転子の回転位
置の検出を高精度化でき、ひいては、永久磁石モータの
高効率、高精度の駆動を達成できるという特有の効果を
奏する。
電圧に代えてスイッチング指令発生手段に供給される電
圧がスパイク電圧発生直前の電圧に対応する電圧にな
り、位相誤差を一層大幅に低減でき、回転子の回転位置
検出を一層高精度化でき、ひいては永久磁石モータの一
層高効率、高精度の駆動を達成できるという特有の効果
を奏する。
を示す電気回路図である。
ある。
例の要部を示す電気回路図である。
の実施例の要部を示す電気回路図である。
の実施例の要部を示す電気回路図である。
の実施例の要部を示す電気回路図である。
の実施例の要部を示す電気回路図である。
要部を示す電気回路図である。
装置の構成を示す電気回路図である。
子電圧に重畳された状態を示す波形図である。
DCモータ6の端子電圧のズレを示す波形図である。
回路 3 降圧チョッパ回路 4 電圧形三相フルブリッジ
インバータ 4a スイッチング素子 5 回生電力バイパス用ダ
イオード 6 ブラシレスDCモータ 7a フォトカプラ 7c スイッチ制御回路 7d スイッチ 7e S/H回路 7f F/V変換回路 8 インバータ制御回路 10 PLL回路 R1,R2,・・・,Rn ,Rv 抵抗 SW1,SW2,・・・,SWn スイッチ CMP1,CMP2,・・・,CMPn コンパレータ HPF ハイパスフィルタ
Claims (4)
- 【請求項1】 交流電源(1)を入力とする整流手段
(2)の整流出力を降圧チョッパ手段(3)により降圧
させ、永久磁石モータ(6)の端子電圧に基づいて得ら
れた回転子位置検出信号に対応してスイッチング指令発
生手段(8)によりスイッチング指令を発生し、発生さ
れたスイッチング指令に基づいて制御され、かつ降圧さ
れた直流電源を入力とするインバータ手段(4)により
永久磁石モータ(6)を駆動するとともに、降圧チョッ
パ手段(3)と並列に回生電力バイパス手段(5)を設
けてスイッチング素子(4a)の電圧上昇をバイパスさ
せる永久磁石モータ駆動装置において、回生電力バイパ
ス手段(5)によりバイパスされた電圧と永久磁石モー
タ(6)の端子電圧との重畳期間を検出し、検出された
重畳期間に対応して、永久磁石モータ(6)の端子電圧
に代えて所定の電圧をスイッチング指令発生手段(8)
に供給することを特徴とする永久磁石モータ駆動方法。 - 【請求項2】検出された重畳期間に対応して、永久磁石
モータ(6)の端子電圧に代えて回生電力バイパス手段
(5)の導通初期における永久磁石モータ(6)の端子
電圧に対応する電圧をスイッチング指令発生手段(8)
に供給する請求項1に記載の永久磁石モータ駆動方法。 - 【請求項3】 交流電源(1)を入力とする整流手段
(2)の整流出力を降圧チョッパ手段(3)により降圧
させ、永久磁石モータ(6)の端子電圧に基づいて得ら
れた回転子位置検出信号に対応してスイッチング指令発
生手段(8)によりスイッチング指令を発生し、発生さ
れたスイッチング指令に基づいて制御され、かつ降圧さ
れた直流電源を入力とするインバータ手段(4)により
永久磁石モータ(6)を駆動するとともに、降圧チョッ
パ手段(3)と並列に回生電力バイパス手段(5)を設
けてスイッチング素子(4a)の電圧上昇をバイパスさ
せる永久磁石モータ駆動装置において、回生電力バイパ
ス手段(5)の通電状態を検出する通電状態検出手段
(7a)と、回生電力バイパス手段(5)の通電状態が
通電状態検出手段(7a)により検出されたことに応答
して、永久磁石モータ(6)の端子電圧に代えて所定の
電圧をスイッチング指令発生手段(8)に供給する切替
手段(7c)(7d)とを含むことを特徴とする永久磁石
モータ駆動装置。 - 【請求項4】 回生電力バイパス手段(5)の通電状態
が通電状態検出手段(7a)により検出されたことに応
答して、該当する時点における永久磁石モータ(6)の
端子電圧を保持する保持手段(7e)をさらに含み、切
替手段(7c)(7d)が、回生電力バイパス手段(5)
の通電状態が通電状態検出手段(7a)により検出され
たことに応答して、永久磁石モータ(6)の端子電圧に
代えて保持手段(7e)に保持されている端子電圧に対
応する電圧をスイッチング指令発生手段(8)に供給す
るものである請求項3に記載の永久磁石モータ駆動装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29313992A JP3360328B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 永久磁石モータ駆動方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29313992A JP3360328B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 永久磁石モータ駆動方法およびその装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06153581A JPH06153581A (ja) | 1994-05-31 |
JP3360328B2 true JP3360328B2 (ja) | 2002-12-24 |
Family
ID=17790930
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29313992A Expired - Fee Related JP3360328B2 (ja) | 1992-10-30 | 1992-10-30 | 永久磁石モータ駆動方法およびその装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3360328B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5093073B2 (ja) * | 2008-11-27 | 2012-12-05 | 株式会社豊田自動織機 | 電動機の制御装置および制御方法 |
GB201010443D0 (en) * | 2010-06-22 | 2010-08-04 | Aeristech Ltd | Controller |
-
1992
- 1992-10-30 JP JP29313992A patent/JP3360328B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06153581A (ja) | 1994-05-31 |
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