JP5401537B2 - 交流電動機の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は，誘導電動機や永久磁石同期電動機などの交流モータを，パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）でインバータを駆動する交流電動機の駆動装置に関するものである。

交流電動機を高応答，高精度に制御する場合，電動機のトルクを管理する必要がある。それには，電動機の相電流を検出し，制御器内部にてトルク電流成分と励磁成分電流を各々独立に制御する必要がある。この技術はベクトル制御として広く用いられている。

電流検出手段として，相電流を直接検出するＤＣＣＴ（D.C. Current Transformer）は交流から直流まで幅広い検出が可能な電流センサであり、優れた特性を持つが，コストが高く，また，サイズが大きいため装置の小型化の障害になっている。小型の汎用インバータでは，ＤＣＣＴの代わりに，安価で，かつ，実装の容易なシャント抵抗が用いられる。

シャント抵抗を用いた電流検出方式としては，特開昭６３−８０７７４号公報（特許文献１），特開平６−１５３５２６号公報（特許文献２），特開２００８−１３１７７０号公報（特許文献３），および特開平６−２８４７４７号公報（特許文献４）がある。

特開昭６３−８０７７４号公報（特許文献１）は，図２１に示すように，インバータ各アームの下側にシャント抵抗を取り付ける電流検出方式であり，下側アームがオンのタイミングでシャント抵抗の電圧をサンプリングすれば，相電流を検出できる。

特開平６−１５３５２６号公報（特許文献２）は，図２２に示すように，直流母線電流にシャント抵抗を取り付けた電流検出方式である。この位置にシャント抵抗を取り付けるのは，インバータの過電流検出としては一般的に知られているが，特開平６−１５３５２６号公報（特許文献２）では，このシャント抵抗を流れる電流値から，電動機の相電流を再現している。すなわち、インバータ主回路のスイッチング状態から，シャント抵抗に流れる電流がどの相の電流であるかを判別している。

特開２００８−１３１７７０号公報（特許文献３）には，特許文献２の改良版が開示されている。特許文献２では，例えば低速駆動時や，キャリア周波数が高い領域において，パルス幅が短く電流の検出が困難となるため，特許文献３では、ＰＷＭの対称性を考慮した上でパルス幅に補正をかけて，検出精度を確保している。

また，特開平６−２８４７４７号公報（特許文献４）は，過電流検出の精度を向上する目的で，直流母線電流のシャント抵抗を２つ用意した電流検出方式が開示されている。１つのシャント抵抗を下アームの主回路スイッチング素子の合成電流検出に用い，もう片方のシャント抵抗をスイッチング素子に並列に接続されたダイオードの合成電流の検出に用いるものである。

特開昭６３−８０７７４号公報 特開平６−１５３５２６号公報 特開２００８−１３１７７０号公報 特開平６−２８４７４７号公報

しかし，特許文献１に記載の電流検出方法では，シャント抵抗が各相分（３個）必要となる問題がある。さらに,シャント抵抗には各相でばらつきが生じるため，三相不平衡の要因になる。センサの不平衡は，電動機や負荷の不平衡との区別が付かないため，制御側での補正は不可能であり、所望のトルク精度が得られない問題がある。

特許文献２及び３に開示された電流検出方式では，シャント抵抗が１個で済むため，相間ばらつきの心配はない。しかし，例えば，変調率の低い低速回転時や，高キャリア周波数時のように、パルス幅が短くなる条件においては，シャント抵抗を流れる電流が，狭い幅のパルス状の電流となり，リンギング等の影響で検出困難になる。これを特許文献３では緩和しているが，やはり限界がある。例えば，検出可能な条件までパルス幅に修正を加えれば，確かに電流の検出は可能になるものの，パルスの補正によって，高調波は増加し，それに伴う波形のひずみ，電動機の高調波損失による発熱，効率の低下などが問題になる。

特許文献４に開示された電流検出方式では，シャント抵抗は２個必要となるが，波形の対象性は維持されるため，三相アンバランスの心配はない。ただし，シャント抵抗を流れる電流は，どの相の電流かを特定することができない。例えば，ある相の下アームをオンした場合に，スイッチング素子がオンして，正方向の電流が流れているのか，あるいは，ダイオードがオンして負方向の電流が流れているのかの区別ができない問題がある。

特許文献４では，ベクトル制御のような精密な電流検出を目的としておらず，回生や高変調率時の電流検出を確実に行い，回路保護のための手段として用いており、このままでは，高精度な電動機制御を行うことは不可能である。

本発明の目的は，これらの問題に鑑み，交流電動機の相電流検出を，少ない部品点数で，かつ，ひずみの少ない電流波形によって高精度・高品質に実現する交流電動機の駆動装置を提供することにある。

本願において開示される発明のうち，代表的なものの概要を簡単に説明すれば，次の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる交流電動機の駆動装置は，正弦波状の交流電流を出力するインバータと，前記インバータに接続された三相交流電動機と，前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する交流電動機の駆動装置であって，直流母線電流検出手段として，インバータ主回路の上アームまたは下アームの三相のスイッチング素子の合成電流を検出する第１の電流検出手段と，三相の前記スイッチング素子にそれぞれ並列に接続されたダイオードの合成電流を検出する第２の電流検出手段の少なくとも一方を備え，その電流検出値を用いて，前記三相交流電動機に流れる交流電流の振幅と位相，もしくはこれらに相当する状態量を推定演算して，前記三相交流電動機を駆動することを特徴とする。

本願において開示される発明のうち，代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

本発明の代表的な実施の形態に関わる三相交流電動機の駆動装置によれば，装置の小型化と同時に，高精度，高効率，低騒音，高応答な電動機駆動装置を提供できる。

また、電流検出精度が確保できるため，ベクトル制御を用いた高応答な電動機駆動の実現も可能であり，特に，これまで難しいとされてきた零速度近傍のセンサレス駆動においても，高調波を増やすことなく，理想的な電動機駆動装置を実現できる。

本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の構成を表すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の主要部分の波形を示す図である。 図２の波形の詳細を示した図である。 本発明の第１の実施の形態に係わる検出電流Ｉ０の動きを示す図である。 本発明の第１の実施の形態に関わる電流推定器の構成を表すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロックを表す図である。 本発明の第２の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の主要部分の波形を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に関わるインバータ主回路の動作状態を示す図である。 本発明の第３の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロックを表す図である。 本発明の第３の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置のシャント電流の波形を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロックを表す図である。 本発明の第４の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧補正「なし」の場合の主要部分の波形を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧補正「あり」なしの場合の主要部分の波形を示す図である。 本発明の第４の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧補正状態を示す波形の図である。 本発明の第４の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の他の手法による電圧補正を示す波形の図である。 本発明の第５の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロックを表す図である。 本発明の第５の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロックの他の例を表す図である。 本発明の第６の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電流推定器を表す図である。 本発明の第７の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の電圧指令・電流検出ブロック，ならびにモータ定数測定器を表す図である。 本発明の第７の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の主要部分の波形を示す図である。 シャント抵抗を３個使用した電流検出回路の従来例の構成図である。 シャント抵抗を１個使用した電流検出回路の従来例の構成図である。

符号の説明

１…速度指令発生器、２…制御器、３…インバータ、４…直流電源、５…三相誘導電動機、６ａ…第１のシャント電流検出器、６ｂ…第２のシャント電流検出器、７…過電流検出器、８ａ〜８ｄ…加減算器、９…速度制御器、１０…Ｉｄ＊発生器、１１…ｄ軸電流制御器、１２…ｑ軸電流制御器、１３…速度推定器、１４…すべり演算器、１５…電気角位相演算器、１６…電圧指令・電流検出ブロック、１７…ｄｑ座標変換器、１８…ｄｑ逆変換器、１９…ＰＷＭ発生器、２０…電流推定器、３１…インバータ主回路、３２…出力プリドライバ、４１…商用交流電源、４２…整流器、４３…平滑コンデンサ。

以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

（第１の実施の形態）
図１は，本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機の駆動装置の構成を表すブロック図である。

この装置は，三相誘導電動機等の交流電動機の駆動を目的とするものである。大別すると，この装置は、速度指令発生器１，制御器２，インバータ３，インバータの電源４，および駆動対象である三相誘導電動機５（以下，誘導機と略称する）を含んで構成される。インバータ３は、インバータ主回路３１や出力プリドライバ３２，第１，第２のシャント電流検出器６ａ，６ｂを含むものとする。

速度指令発生器１は，誘導機５の回転速度指令ωｒ＊を与える手段であり，制御器２の上位に位置する。

制御器２は，回転速度指令ωｒ＊に，誘導機５の実際の回転数が一致するように，誘導機５への印加電圧の演算を行い，さらに，パルス幅変調を行って，インバータの主回路をスイッチングするゲート信号を出力する。この制御器２は，速度制御器（ＡＳＲ）９，ｄ軸電流指令（Ｉｄ＊）発生器１０，ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）１１，ｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）１２，速度推定器１３，すべり演算器１４，電気角位相演算器１５及び電圧指令・電流検出ブロック１６を備える。この電圧指令・電流検出ブロック１６は、本発明の特徴部であり、詳細は後述する。なお、８ａ〜８ｄは加減算器である。

電源４は，商用交流電源４１を整流する整流器４２と，整流波形の電圧脈動を滑らかにする平滑コンデンサ４３から成る。また、第１，第２のシャント電流検出器６ａ，６ｂの値を観測し，過大電流発生時に、すかさずゲート信号を遮断してインバータを保護する過電流検出器７が備えられている。

次に、各構成要素の動作について説明する。

速度指令発生器１から与えられた速度指令ωｒ＊は，加減算器８ａにて，速度推定値ωｒｃとの偏差が計算され，それに基づいて速度制御器（ＡＳＲ）９にて，トルク電流指令Ｉｑ＊が演算される。通常，誘導機５の回転数ωｒが指令値ωｒ＊と一致するように，実速度ωｒを観測しながら必要な電流指令Ｉｑ＊を発生させる仕組みとなっている。本実施例は，速度センサレスであり、速度推定器１３にて，誘導機５の回転速度を推定演算しており，この出力ωｒｃを実速度と同等に扱って，トルク電流指令Ｉｑ＊を演算している。無論，速度検出器を用いて，回転速度を計測した結果をωｒｃの代わりに用いる場合にも適用できることは言うまでもない。

トルク電流指令Ｉｑ＊に対して，実際の誘導機のトルク電流成分であるＩｑｃとの偏差を加減算器８ｃにて演算し，この偏差に基づいて，ｄ電流制御器（ＩｑＡＣＲ）１２にてｑ軸電圧指令Ｖｑｃ＊が演算される。

ｄ軸電流指令Ｉｄ＊発生器１０は、誘導機５の励磁電流に相当するｄ軸電流の電流指令Ｉｄ＊を発生する。この電流指令Ｉｄ＊は、加減算器８ｂにて，実際の励磁電流成分Ｉｄｃとの偏差が計算され，その値から，ｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）１１にて，誘導機のｄ軸電圧指令Ｖｄｃ＊が演算される。これら，ｄ軸電流制御器１１，ｑ軸電流制御器１２は，一般的な比例積分制御にて構成されている。

速度推定器１３では，誘導機５の回転速度推定を行う。近年，パルス・エンコーダなどの速度センサを用いないで誘導機をベクトル制御する“速度センサレス・ベクトル制御”が広く用いられており，本実施形態もそれを想定している。速度推定の方法については，公知のいずれかの手法を採るものとして，詳細な説明は省略する。また，誘導機の場合，すべり周波数を負荷状態に応じて適切に制御する必要がある。本実施形態においては，すべり演算器１４にて、Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に応じてすべり周波数ωｓを演算し，回転速度の推定値ωｒｃに加算して，誘導機５の駆動周波数であるω１を演算している。

ベクトル制御では，誘導機５の電圧，電流を、誘導機５の二次磁束を基準にして回転座標軸上で観測して制御を行う。この回転座標軸の位相角θｄｃは，駆動周波数ω１を積分器にて積分することで得られる。この演算は，電気角位相演算器１５にて行われる。

本発明の特徴部である電圧指令・電流検出ブロック１６は，ｄｑ座標変換器１７，ｄｑ逆変換器１８，ＰＷＭ発生器１９，ならびに電流推定器２０によって構成されている。ｄｑ座標変換器１７は、誘導機５の電流（交流量）を，ｄｑ座標軸上の励磁電流成分（ｄ軸電流）Ｉｄｃとトルク電流成分（ｑ軸電流）Ｉｑｃに変換する。ｄｑ逆変換器１８は、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊を三相交流座標上の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。ＰＷＭ発生器１９は、前記Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて，インバータ３をスイッチング動作させるためのパルス幅変調信号を発生する。最後に，電流推定器２０は、シャント電流ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮの値を読み込み，誘導機５の電流の特徴量である“振幅”，ならびに“位相”を演算する。

ＰＷＭ発生器１９は，出力プリドライバ３２を制御するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を出力し，インバータ主回路３１をオン・オフする。ＰＷＭ発生器からは，シャント電流をサンプリングするためのトリガー信号ＣＰが，電流推定器２０へ送られる。

直流電源４は，前述のように，インバータ３にエネルギーを供給する直流電源である。

インバータ主回路部３１は，６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成される。また，電流検出器としては，各相の下側スイッチング素子を流れるすべての電流の総和を検出する第１のシャント抵抗６ａと，同様に各相のフリーホイールダイオードを流れる電流の総和を検出する第２のシャント抵抗６ｂを備えている。これらの検出信号は，アナログ信号として制御器２へ入力されている。

次に，このモータ駆動システムの基本動作について説明する。本実施形態では，誘導機のベクトル制御技術を基本としている。ベクトル制御技術の原理は，回転子に鎖交する二次磁束を基準とした回転座標軸（ｄｑ座標軸）上にて，トルクに寄与する電流Ｉｑと，磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法である。図１におけるｄ軸電流制御器１１，ｑ軸電流制御器１２，ｄｑ変換器１７，ｄｑ逆変換器１８などは，このベクトル制御技術実現のための主要部分である。

次に，本発明の特徴部分である電圧指令・電流検出ブロック１６について，図２〜５を用いて説明する。

図２は、本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機駆動装置の主要部分の波形を示す図である。図２において，（ａ）は誘導機５に流れる相電流波形，（ｂ）は誘導機５への相電圧指令波形，（ｃ）はＰＷＭ発生器１９にて，パルス幅変調に用いられている三角波キャリア波形である。被検出電流については、まず、（ｄ）は直流母線電流ＩＤＣ０であり、（ｅ）の第１のシャント電流ＩＤＣＰと，（ｆ）の第２のシャント電流ＩＤＣＮの合成波形である。

ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮには，絶対値が最も大きくなる相の電流波形が，円弧状に点線のように現れている。これらの円弧状の波形は，電気角で６０度の周期で変化している。また，ＩＤＣＰは正側のみ，ＩＤＣＮは負側のみの波形であり，両者を加算するとＩＤＣ０になる。これらの拡大波形を図３に示す。

図３では，図２の波形を拡大すると同時に，パルス幅変調された相電圧波形Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ，ならびに線間電圧波形Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを加えた。

パルス幅変調は，図３（ｂ）に示すように，三角波キャリアと相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の比較によって生成され，同図（ｃ）に示す相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗがインバータ３より出力される。

ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮは，三相電圧がすべて−ＶＤＣ／２となる条件（同図中に［Ａ］と示す期間）で，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれかの相電流が検出できる。図３の例では，ｖ相の電流Ｉｖが検出可能である。よって，このタイミングでＩＤＣＰ，あるいはＩＤＣＮをサンプリングすれば，確実に一つの相を検出できる。タイミングの作り方としては，例えば図３のように，三角波キャリアのピーク信号（ＣＰ）をトリガーにしてもよい。

公知例である特開平６−１５３５２６号公報（特許文献２）では，図３における［Ｂ］，ならびに［Ｃ］の期間にて，直流母線電流ＩＤＣ０をサンプリングする。この場合，図から明らかなように，非常に狭いパルス幅の電流を検出する必要があり，リンギングやノイズの影響を受けやすい。特に、同図［Ｄ］のような細いパルス状の波形の場合には，検出が難しい。しかしながら，ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮでは，パルス幅が十分に確保できるため，検出を確実に行うことができる。

次に，図４を使って，ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮから，誘導機５を流れる電流の振幅と位相を求める方法について説明する。

図４は，相電圧指令Ｖｕ＊と，ＩＤＣＰ（あるいはＩＤＣＮを用いても問題ない）の検出電流Ｉ０の波形（キャリアのピークでサンプリングした波形）を，条件を変えて示したものである。同図内のＩ１が電流の振幅（ピーク値）であり，同図内のδが電流の位相角である。力率１の条件（同図（ｂ））では，相電圧指令のピーク付近に，電流検出波形Ｉ０のピーク付近の波形が完全に重なっていることがわかる。すなわち，電流検出値Ｉ０のピークを探すことで，電流の振幅，ならびに位相情報が得られることがわかる。誘導機の場合には，力率が１になることはほとんど無いため，遅れ位相であることを想定しておく。

誘導機は，無負荷の状態（同図（ｃ））では，励磁電流が支配的となるため，電圧に対して電流はほぼ９０度遅れとなる。そのため，電流Ｉ０のピークは各６０度毎の期間の後半付近にある。負荷が増えてくると，徐々に力率が高くなり，ピークの位相が進んでくる。このピークの位相角から，逆算して電流位相を演算して求める。

図５に，これらの動作を行う電流推定器２０の構成図を示す。図に示すように，シャント電流ＩＤＣＰ，ならびにＩＤＣＮは，電流サンプルホルダ２０２ａ，ｂにおいて，ＰＷＭ発生器１９からのトリガーＣＰによってサンプリングされる。次に，ＩＤＣＰ，ならびにＩＤＣＮのいずれかを選択するスイッチ２０１において，電流検出値Ｉ０が選択される。両者は同じ値を示すが，誘導機の電気特性や動作状態によって，パルスの幅が異なってくる。どちらを選択するかは，誘導機の動作条件などから，パルス幅の広い方を設定しておけばよい。あるいは，条件によって，切り替えるようにしてもよい。

Ｉ０は，ピーク探索器２０３によって探索され，振幅Ｉ１と位相δが演算される。Ｉ１とδは極座標系であるので，これをｄｑ軸上の座標であるＩｄｃ，Ｉｑｃにｄｑ座標変換器１７にて変換する。

以上，本実施形態によれば，シャント電流の検出電流から誘導機の相電流の振幅と位相を演算することが可能であり，それによって，誘導機を高性能なベクトル制御で駆動することが可能となる。

（第２の実施の形態）
次に本発明の第２の実施の形態について説明する。

第１の実施の形態では，インバータの出力相電圧がすべて負（−ＶＤＣ／２）となる条件で，シャント電流をサンプリングし，その波形のピーク値を探索することで，誘導機の相電流の振幅，位相情報を求めた。第１の実施形態は，もっとも簡便な構成でのベクトル制御が可能であるが，電気角で６０度周期の電流情報しか得られないため，応答性に問題が生じる可能性がある。

ベクトル制御は，トルク制御を高応答化できることがメリットの一つであるため，その点においては課題が残る。第２の実施形態では，この課題を解決する。

図６に，第２の実施形態における電圧指令・電流検出ブロック１６Ｂを示す。この電圧指令・電流検出ブロック１６Ｂを，図１における電圧指令・電流検出ブロック１６の代わりに用いることで，第２の実施形態が実現できる。

図６において，図１ならびに図５と同じ番号の部品は，同じものを表している。新たに加わった部品には，電流推定器２０Ｂ，ｄｑ軸上の電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃから電流位相θｉを演算する電流位相演算器２１，電流位相θｉから，Ｉ０がどの相の電流であるかを判別するＩ０相選択器２２がある。また，電流推定器２０Ｂには，ＩＤＣＰとＩＤＣＮの和を演算する加減算器８ｅ，その加算値をサンプルホールドするサンプルホルダ２０２ｃ，２０２ｄ，これらのサンプルホルダに，ホールドのタイミングＴ１，Ｔ２を与えるタイミング設定器２０４を備えている。さらに、サンプルホルダ２０２ｃ，２０２ｄの出力Ｉａ１，Ｉａ２と、スイッチ２０１が出力する電流値Ｉ０から，相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する相電流再現器２０５を備えている。ｄｑ座標変換器１７Ｂは，三相交流信号（ここではＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）をｄｑ座標軸上の量に変換するｄｑ座標変換器である。

図６において，新たに付加された部品によって，従来の１シャント抵抗による電流再現が可能になる（例えば，特開平６−１５３５２６号公報（特許文献２））。タイミング設定器２０４において，電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の大小関係から，どのタイミングでＩＤＣ０をサンプリングするかを設定する。通常のＰＷＭ方式では，三相電流の内，二相の電流が検出できる。

図７に，タイミングＴ１，Ｔ２とシャント電流の様子を示す。図の条件では，スイッチングモードが１〜４の４種類であり，ＩＤＣ０には，モード２，モード３の時に電流が現れ，モード１，４の時には電流は零になる。ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮは，モード１において零であり，モード４においては，両者とも等しいＩｖが観測される。これらの様子を，図８に示す。

図８（ａ）に示すように，モード１では，各相の上側スイッチがすべてオンとなり，誘導機５の端子電圧は零になる。このとき，インバータ３と誘導機５は，切り離された状態になっている。誘導機を流れていた電流は，上側のスイッチング素子，ならびにダイオードを経由して短絡され，シャント抵抗には電流は流れない。同図（ｂ）に示すモード２では，Ｖ相のみが下アーム・オンとなるため，シャント電流には，Ｖ相の電流が流れる。Ｖ相電流が“正”であればＩＤＣＮに電流が流れ，“負”であればＩＤＣＰに電流が発生する。モード３（同図（ｃ））では，モード２と同様にして，Ｕ相の電流がシャント電流に流れる。

同図（ｄ）におけるモード４の状態では，誘導機５の相電流は，下側アームを通して短絡され，同時にＩＤＣＰ，ＩＤＣＮに同じ電流（向きは逆）が流れる。

モード１，モード４は，出力電圧が零である状態であり，インバータ３の出力電圧が小さい領域（誘導機の駆動周波数が低い条件）にて，その期間が長くなる。逆に，モード２，３の期間は短くなる。実施形態１でも述べた通り，ＩＤＣ０の波形から，相電流を再現するには，非常に狭いパルス電流をサンプリングする必要があり，リンギングやノイズの影響を受けやすい。例えば，図７におけるモード２の期間は非常に短く，Ｔ１の設定が限界にある。図の条件では，Ｖ相の電流値が，Ｉ０，ならびにＩａ１として検出できることがわかる。しかし，Ｉａ１の検出値は，微小パルスをサンプリングしたものであり，精度が出にくい条件である。Ｖ相電流Ｉｖは，ＩＤＣ０から検出するよりも，Ｉ０からの値を用いた方が，安定に検出できることがわかる。よって，相電流再現器２０５では，Ｉ０として検出した電流を優先して用いるようにし，残りの相をＩａ１，Ｉａ２から選択する。図７の場合には，Ｉａ２を選択し，Ｉｕとして検出することになる。

尚，相電流再現器２０５では，Ｉ０がどの相の電流であるかが既知でなければならない。それには，電流位相演算器２１，ならびにＩ０相選択器２２を用いる。電流位相演算器２１では，過去の電流値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを用いて，以下の演算を行う。

θｉ＝θｄｃ＋ａｔａｎ（Ｉｑｃ／Ｉｄｃ）・・・（１）
ここで、θｄｃ：制御器内部の基準位相，ａｔａｎ：アークタンジェント演算である。

上式によって，誘導機５の電流の瞬時の位相θｉが求められる。θｉが得られれば，三相電流のうち，どの電流がＩＤＣＰ，ならびにＩＤＣＮに発生するかが判断できる。その条件式は下記のようになる。

（ｉ） −３０≦θｉ≦ ３０［ｄｅｇ］ → Ｉｕ
（ｉｉ） ３０≦θｉ≦ ９０［ｄｅｇ］ → −Ｉｗ
（ｉｉｉ） ９０≦θｉ≦１５０［ｄｅｇ］ → Ｉｖ
（ｉｖ）１５０≦θｉ≦２１０［ｄｅｇ］ → −Ｉｕ
（ｖ） ２１０≦θｉ≦２７０［ｄｅｇ］ → Ｉｗ
（ｖｉ）２７０≦θｉ≦３３０［ｄｅｇ］ → −Ｉｖ・・・（２）
これらは，Ｉ０相選択器２２に，テーブルデータとして保存しておく。上記に従って，Ｉ０としてサンプリングされる電流が，どの相電流であるかを瞬時に求めることができる。この情報を信号Ｐｉｃｐとして，相電流再現器２０５に与え，相電流再現を行う際に，優先的に利用する。

本実施形態によれば，より高精度な電流検出が実現可能となり，簡便な回路でありながらもベクトル制御の高応答化に貢献できる。

尚，図６ならびに本実施形態以降の実施形態において，ＩＤＣ０を求める際に，ＩＤＣＰとＩＤＣＮをアナログ値として合成した後に，サンプルホールドを行う構成として説明している。しかし、サンプルホールドを行い，デジタル量として制御器内部に取り込んだ後に，両者を加算することも可能である。実際にマイコンを用いる場合には，そのような処理になるが，実施形態の説明の便宜上，処理の順番を逆にして説明しているだけである。動作上は，どちらも等価である。

（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。

第２の実施形態は，検出電流Ｉ０が，どの相の電流かを推定する機能と，さらに従来方式によってＩＤＣ０から相電流を再現する機能との，両者を組み合わせるものであった。前述したように，従来技術では，相電流の再現が困難な場合がある。本実施形態では，予め、その再現困難な条件を考慮することによって，よりシンプルな構成で電流検出が可能となる例を示す。

図９に，第３の実施形態における電圧指令・電流検出ブロック１６Ｃを示す。この電圧指令・電流検出ブロック１６Ｃを，図１における電圧指令・電流検出ブロック１６の代わりに用いることで，第３の実施形態を実現できる。

図９において，図１，図５，ならびに図６と同じ番号の部品は，同じものを表している。新たに加わった部品は，タイミング設定器２０４Ｃ，相電流再現器２０５Ｃであり，また，図６におけるサンプルホルダ２０２Ｄが削除され，ＩＤＣ０が１つのタイミングだけでサンプリングされる構成になっている。

図１０に，実際の波形を模擬したシャント電流波形を示す。実際にインバータ３で誘導機５を駆動した場合，スイッチング素子がスイッチ動作を行うたびに，図に示すような“リンギング”が必ず発生する。このリンギングの大きさ（振幅），周波数，持続時間などは，インバータや誘導機の特性，設置条件，ケーブルの長さなどに依存し，一概に対策することは難しい。一般的に，インバータと誘導機を結ぶケーブルが長いほど，リンギングの持続時間が長くなる。

図１０のようにリンギングが発生すると，例えば，狭いパルス幅の期間（図中の［Ａ］）において，電流をサンプリングすることは困難である。このような条件では“リンギング”を検出することになり，著しく精度が劣化する。

本実施形態によれば，ＩＤＣＰ，あるいはＩＤＣＮの検出により，少なくとも１相の電流情報は得られることから，無理に検出困難な条件で，相電流を検出する必要はない。条件の良い，すなわちパルス幅の広い方のみを選択して，電流を読み込めばよい。図１０では，パルス幅の広い電流（この場合は，Ｉｕ）のみをＴ１のタイミングでサンプリングし，相電流再現に用いる。

これらの動作は，タイミング設定器２０４Ｃに対して，Ｉ０がどの相であるかの信号Ｐｉｃｐを与え，その相以外をサンプリングするように，タイミングＴ１の設定を行う。タイミングの設定は，キャリアの上り，あるいは下りの周期で１回でよい。よって，サンプルホルダを１個少ない構成で，かつ，アルゴリズム自体もシンプルなものとして，誘導機５の電流検出が可能になる。

（第４の実施の形態）
次に本発明の第４の実施の形態について説明する。

第３の実施の形態では，ＩＤＣ０からの電流読み込みが，キャリアの半周期において１回のみで十分となる例を示した。

しかし，ＩＤＣ０を１回だけサンプリングする場合でも限界が発生する。例えば，インバータ３から誘導機５までケーブルが１００ｍにも及ぶ場合には，リンギングの継続時間は１０数μｓに及ぶ。三角波キャリアとしては，２０ｋＨｚ程度まで高くする場合もあり，キャリアの周期（５０μｓ）に対して，１０数μｓのリンギングの影響は大きく，実施形態３での対応は困難である。

そこで，電圧指令自体に補正をかけて，パルス幅を強制的に広げる手段を付加して，この問題を解決する。

図１１に，第４の実施形態における電圧指令・電流検出ブロック１６Ｄを示す。この電圧指令・電流検出ブロック１６Ｄを，図１における電圧指令・電流検出ブロック１６の代わりに用いることで，第４の実施形態を実現できる。

図１１において，図１，図５，図６ならびに図９と同じ番号の部品は，同じものを表している。新たに加わった部品は，電圧補正器２３，ならびに加減算器８ｆ〜８ｈである。電圧補正器２３は，三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して補正電圧ｄＶｕ，ｄＶｖ，ｄＶｗを加えて，電圧指令を補正する。この補正は，キャリア周期の最小単位を基準（三角波比較の場合には，キャリアの単調増加，もしくは単調減少を最小単位となる）に，その複数個分を一つの電圧指令変更周期として補正を行う。この電圧指令変更周期内においては，各相の補正電圧はそれぞれ平均が零となるように演算され，元の電圧指令への影響を少なくしている。

図１２に補正前の電圧指令波形，相電圧波形，ＩＤＣ０の波形を，図１３に補正後の各波形を示す。これらの波形では，ＩＤＣ０に発生するリンギングの持続時間が長いものとして示している。

図１２に示すように，電圧補正を行う前は，リンギングが長いために，Ｔ１のタイミングでもリンギングの一部を検出してしまっている。これに対して，パルス幅を広げるように，電圧指令の補正を行ったのが図１３である。図では，Ｖｕ＊のみの補正量を加えて，検出するパルスの幅だけを広げている。キャリアの単調増加周期において電圧に補正を加え，その次の単調減少周期（図ではＴＤＯＷＮと記載）では，修正した量を差し引き，平均零となるようにしている。この結果，リンギングの収まったタイミングでの電流検出が実現できている。また，この手法を用いる場合には，電流検出は間欠的に行うものとし，図に示すようにＴＵＰの周期で電流を検出し，ＴＤＯＷＮの周期では検出は行わない。

この動作を図１４に示す。電流検出のために加える電圧を“検出補正電圧”とし，その検出補正電圧をキャンセルする電圧を“修正電圧”と記している。電流検出は，電流検出フラグに基づいて行う。この例では，常にキャリアの単調増加期間においてのみ電流検出を行うことになる。

このようなパルス幅変調信号の補正は，従来例でも知られている（例えば，特開２００８−１３１７７０号公報（特許文献３））。従来方式では，条件が厳しくなると，三相電圧の２相に補正を加える必要が出てくる。その場合，電流に大きな脈動成分が発生し，補正を加えたことによる検出誤差が生じてしまう場合もある。あるいは，高調波量の増加により，電磁騒音や電動機の鉄損などの損失が増大化する。

本実施形態によれば，最悪な条件であっても，補正を加えるのは三相電圧指令の１相のみでよい。図１１では，Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のすべてに補正量を加えているが，実際には，１相しか補正は行わず，その他の補正量は零として与えている。よって，高調波発生量は従来よりも少なく，検出誤差，損失の増加を確実に改善できる。

尚，特開２００８−１３１７７０号公報（特許文献３）では，三角波キャリアの単調増加，ならびに単調減少周期の奇数個分を電圧指令変更周期として，検出精度の向上と，高調波発生量の抑制を行っている。本実施形態においても，その手法の導入は可能である。図１５にその様子を示す。

動作原理は，公知例である特開２００８−１３１７７０号公報（特許文献３）に記載されているので省略する。この公知例は，修正電圧を加える際に，検出補正電圧の前後に複数個に分けて加算することに特徴がある。この結果，電流検出フラグが，キャリアの単調増加時，ならびに単調減少時に交互に現れることになる。これが電流波形の対称性を維持し，高調波の増加の抑制，検出精度の向上に作用している。この補正方法も，条件が厳しくなれば，三相の電圧指令のうち，２相に対して補正を行う必要が出てくる。しかし，本発明に導入すれば，前述の通りに，１相にだけ補正を行えばよいので，公知例に比べてさらに精度の向上，損失の低減が実現できる。

（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。

第４の実施形態では，ＩＤＣ０の電流検出が困難な場合に，電圧指令を補正して，パルス幅を変更することで電流検出を行うものであった。しかし，電圧指令の変更は，少なからず波形のひずみを生じさせることになる。例えば，過渡応答特性はさほど必要でないが，損失だけを極力少なくしたいようなシステムでは，電圧補正は行いたくない。第５の実施形態は，これらの課題を解決する例である。

図１６に，第５の実施形態における電圧指令・電流検出ブロック１６Ｅを示す。この電圧指令・電流検出ブロック１６Ｅを，図１における電圧指令・電流検出ブロック１６の代わりに用いることで，第５の実施形態を実現できる。

図１６において，図１，図５，図６，図９，ならびに図１１と同じ番号の部品は，同じものを表している。図１１に対して，新たに加わった部品は，ｄｑ逆座標変換器１８ｂと，電流切替スイッチ２４である。

ｄｑ逆座標変換器１８ｂは，演算結果のＩｄｃ，Ｉｑｃを入力して，三相電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃに変換する。この処理は，電流検出・演算が行われる周期の１回前の計算結果に基づいて行われる。電流切替スイッチ２４は，相電流再現にて求めた三相電流と，上記の三相電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃのどちらかを選択するかを決めるスイッチである。スイッチが「１」であれば，再現電流が選択され，「０」側であれば，１回前の結果から逆算した三相電流（Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃ）が選択される。この選択は，各相毎に行われる。

パルス幅が短く，ＩＤＣ０からの検出が困難な場合には，本実施形態ではＩａからの再現処理を行わない。電圧補正器２３は，常に零の補正電圧を出力する。その代わり，Ｉ０は確実に検出可能であるから，それは電流再現に用いる。ただし，少なくとも，もう１相の情報がないと誘導機５の相電流の振幅，ならびに位相を特定することができないため，ここでは過去の値であるＩｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃのいずれかを用いる。再現できない分を，過去の値から借用して演算を行う。この手法は，制御動作上は単なる「遅れ」となって制御系に影響を与えるが，Ｉ０は検出値として使用していることから，制御系としては不安定にはなりにくい。少なくとも，Ｉ０によって電流が最大となる状態は管理されることになる。

尚，ＩＤＣ０の検出不可時において，図１６では過去の検出値から代用する手法を示したが，図１７に示すように，Ｉｄｃ，Ｉｑｃの代わりに電流指令であるＩｄｃ＊，Ｉｑｃ＊を用いてもよい。この場合には，遅れ要素とならないため，むしろ安定性は向上する。

（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。

本発明の望ましい実施態様においては，図１におけるシャント抵抗６ａ，６ｂのように、基本構成として，シャント抵抗を２個使用する。シャント抵抗は，通常数１０ｍΩ〜数１００ｍΩの低抵抗が用いられ，誤差も大きい。さらに、抵抗器である以上，温度によって値が変化する。

複数個のシャント抵抗を用いる場合，特に問題となるのは，それらのばらつきである。各アームにシャント抵抗を備える従来例（特開昭６３−８０７７４号公報（特許文献１））では，三相のアンバランスによって，トルク脈動が発生する可能性が高い。

本発明の実施態様においては，電流の向きによって，ばらつきの影響が出る可能性がある。本実施形態は，そのばらつきの補正方法に関する。

図１８に，第６の実施形態における電流推定器２０Ｇを示す。この電流推定器２０Ｇを，これまでの実施形態における電圧指令・電流検出ブロックに用いることで第６の実施形態を実現できる。

図１８は，ゲイン設定器２０６と，可変ゲイン増幅器２０７ａ，２０７ｂが付加されている。ゲイン設定器２０６は，サンプルホルダ２０２ａ，２０２ｂの出力を入力し，両者のずれを計算する。この計算は，インバータ３の出力電圧が，三相すべてが負（−ＶＤＣ／２）となる期間に行うようにする。この期間においては，両者を流れる電流は符号が異なるだけで絶対値は等しくなるはずである。両者にずれがあれば，それはシャント抵抗６ａ，６ｂのばらつきによるものとみなすことができる。

このばらつきがなくなるように，可変ゲイン増幅器２０７ａ，あるいは２０７ｂのいずれかを補正する。これによって，シャント抵抗のばらつきは補正され，トルク脈動の発生が抑制される。尚，図１８ではアナログ増幅器として，可変ゲイン増幅器を導入したが，実際には，ＡＤコンバータでデジタル量として入力し，その後ソフトウエア上の処理としてゲイン補正を行う方が，部品数，コストの面で有利である。

（第７の実施の形態）
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。

交流電動機の駆動装置では，交流電動機を直流電動機と同等に扱うことが可能な“ベクトル制御”が用いられることが多い。このベクトル制御では，特に電動機の電気定数を合わせ込む必要がある。すでに、汎用インバータの高級機種などでは，この電気定数を自動的に調整する“オートチューニング機能”が搭載されている。このオートチューニング機能は，インバータ３を用いて，誘導機５に単相電圧を印加し，それによって流れる交流電流から，誘導機のインダクタンス，抵抗を測定するものである。単相が用いられるのは，誘導機５の回転子を固定するためである。このような単相励磁によって，電動機の漏れインダクタンスと巻線抵抗が演算できる。通常は，電流検出精度を必要とするため，電流センサ（ＤＣＣＴ）が取り付けられたインバータで適用されるのが一般的である。

本実施形態では，本発明の特徴であるシャント電流検出手段によるオートチューニング機能を提供する。

図１９に，第７の実施形態における電圧指令・電流検出ブロック１６Ｈと，モータ定数測定器２５を示す。これらを，例えば図９に示す第３の実施形態に導入すれば，第７の実施形態を実現できる。もちろん，他の実施形態にも適用可能である。

図１９において，モータ定数測定器２５は，オートチューニング機能を動作させた際に機能し，誘導機５の電気的定数を測定するための電圧指令を作成する。電圧切替スイッチ２６は，各スイッチによって，通常動作とオートチューニング動作とを切り替えることができる。通常は，すべてのスイッチを「１」側にしておくが，オートチューニング時には「０」に切り替えて，モータ定数測定器２５の出力をインバータ３を介して誘導機５に印加する。これによって，誘導機５には電流が流れ，これまで説明してきたシャント電流値ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮを三角波キャリアピークでサンプリングし，そのどちらかの値Ｉ０を読み込む。モータ定数測定器２５では，この値Ｉ０を用いて，印加電圧との関係からモータ定数を計測する。

図１９の動作を，図２０の波形を用いて説明する。

オートチューニング動作時には，通常の三相平衡電圧ではなく，交番磁界を発生させるために単相電圧が印加される。図２０（ａ）に示すように，ＶｕからＶｖ，Ｖｗに電圧が印加される。ＶｖならびにＶｗは同じ波形であり，両者ともＶｕと位相が反転し，振幅が半分の波形になっている。

この結果，同図（ｂ）のような交流電流が誘導機５に流れる。電圧指令との位相差は，誘導機５の漏れインダクタンスによって生じている。電流の位相と振幅から，誘導機５の巻線抵抗とインダクタンスを計算することができる。

このとき，シャント電流は，それぞれ同図（ｄ）〜（ｆ）となる。交流電動機は，停止状態ではわずかな印加電圧で定格電流に到達するため，図のように，ＩＤＣ０は極めて狭い幅のパルス電流の集合になる。逆に，ＩＤＣＰ，ＩＤＣＮは通電幅が広がり，電流を読み込みやすくなる。従来型の１シャント電流検出を用いると，図２０（ｄ）の波形となるため，第４の実施形態で示したような電圧補正が必要になる。しかし，電圧補正によると，検出誤差を増やす恐れがあり，オートチューニング機能にはふさわしくなく，チューニング精度が劣化する可能性が高い。

本実施形態では，ＩＤＣ０をオートチューニングに用いずに，同図（ｅ），（ｆ）におけるＩＤＣＰ，あるいはＩＤＣＮを導入する。ＩＤＣＰ，あるいはＩＤＣＮを三角波キャリアのピークにてサンプリングすると，同図（ｅ），（ｆ）に点線で図示したように、相電流Ｉｕを全波整流したような円弧状の電流波形が得られる。この波形から，高精度にモータ定数を演算で求めることができる。

具体的には，上記円弧状の波形のピークを探索すれば求めることが可能である。

また，フーリエ級数展開，あるいはフーリエ変換によって，電流の振幅，位相を計算することも可能である。図２０（ｅ），（ｆ）には，基本波周波数の２倍の高調波が最も多く含まれており，その成分をフーリエ級数展開によって求めればよい。図２０（ｇ）に，基準となる２倍周波数関数の波形を示す。これらを同図（ｅ），あるいは（ｆ）で検出した円弧状の成分に掛け算し，平均値を計算することで，２倍成分の含有率が求められる。この含有率と，元の電流波形との関係をあらかじめ求めておけば，電流の位相と振幅を算出でき，その結果から，誘導機５のインダクタンス，抵抗を導出できる。

以上，本発明による実施形態について説明した。説明上，交流電動機として誘導機を用いて説明したが，他の交流電動機，例えば，永久磁石型同期電動機，巻線型同期電動機，その他の交流電動機に対しても，すべての実施形態が適用可能である。電流推定部分の演算は，どのような交流電動機であっても適用可能である。また，電動機に限らず，三相交流を扱う電源コンバータなどにも適用できる。

また，シャント抵抗器は，主回路の下アーム側（マイナス側）に接続したが，上アーム側に同様な回路を取り付けても問題はない。本発明を同じように適用可能である。

尚，本発明における制御器は，マイコンで実現することが可能であり，説明に用いたそれぞれの部品は，マイコン内部のロジック，あるいはソフトウエアとして実現できるものである。

既述の通り，本発明は交流電動機の駆動装置を，小型・高精度・低損失なシステムにするための技術である。この装置の適用範囲は，産業用汎用インバータを始め，それを用いたファン，ポンプ，圧縮機，昇降機，コンベアなどの回転速度制御に利用可能である。

Claims (10)

1. 正弦波状の交流電流を出力するインバータと、前記インバータに接続された三相交流電動機と、前記インバータに対してパルス幅変調信号を出力し前記インバータを制御する制御器を有する交流電動機の駆動装置であって、
   前記インバータ主回路の上アームまたは下アームの各相スイッチング素子の合成電流を検出する第１の電流検出手段と、前記各相スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続されたダイオードの合成電流を検出する第２の電流検出手段のうち少なくとも一方と、
   前記第１，第２の電流検出手段の少なくとも一方の電流検出値を用いて、前記三相交流電動機に流れる交流電流の振幅と位相を推定演算する推定演算手段とを備え、
   前記推定演算手段は、前記パルス幅変調信号の周期毎に行うものとし、
   前記インバータの出力線間電圧が零となる期間、すなわち三相それぞれの上アームのスイッチング素子がすべてオン、あるいは、三相それぞれの下アームのスイッチング素子がすべてがオンである期間における前記第１の電流検出手段及び／又は第２の電流検出手段の検出電流値を用いて、前記三相交流電動機に流れる交流電流の振幅と位相を推定演算することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
2. 請求項１において、
   前記インバータの出力線間電圧が零となる期間、すなわち三相それぞれの上アームのスイッチング素子がすべてオン、あるいは、三相それぞれの下アームのスイッチング素子がすべてがオンである期間において、前記第１の電流検出手段及び／又は第２の電流検出手段の検出電流値Ｉ０を前記制御器に読み込み、
   さらに、前記インバータの出力線間電圧が零でない期間において、前記第１，第２の電流検出手段の検出電流値を合成した電流検出値Ｉａを前記制御器内部に読み込み、
   前記推定演算手段は、前記２つの電流検出値Ｉ０とＩａに基づき、三相交流電流の振幅と位相を推定演算することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
3. 請求項２において、前記インバータの出力線間電圧が零でない電圧を２種類以上連続して出力するものとし、該２種類の出力線間電圧の中で、１種類の電圧を選択して、その電圧の出力期間において前記電流検出値Ｉａの検出を行うことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
4. 請求項１〜３のいずれかにおいて、前記パルス幅変調信号は、三相交流信号と、三角波キャリア信号を比較することで生成するものを用い、該三角波キャリアが単調増加、もしくは単調減少となる期間を単位周期とみなし、該単位周期の複数個分を電圧指令変更周期として、
   前記電圧指令変更周期における補正量の平均値が零もしくは略零となるような補正信号を、前記三相交流信号の少なくとも１相に加算し、前記電圧指令変更周期内の補正結果として、少なくとも１つの線間電圧パルス幅が、所定量以上に確保されているものであることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
5. 請求項４において、前記電圧指令変更周期内における三角波キャリア単位周期の個数として、３以上の奇数個を電圧指令変更周期とすることを特徴とする交流電動機の駆動装置。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、前記制御器における電流振幅と位相の推定演算として、前記三相交流電動機の過去に検出した電流検出値、電流推定値、あるいは前記三相交流電動機に流し込む電流指令値のいずれかを用いて、現時点の電流振幅、位相を推定することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
7. 請求項１〜６のいずれかにおいて、前記インバータの出力電圧が零となる状態、すなわち三相それぞれの上アームのスイッチング素子がオン、あるいは、三相それぞれの下アームのスイッチング素子がすべてがオンである状態において、前記第１および第２の電流検出手段の検出値を前記制御器に読み込み、これら２つの電流検出値の差が零となるように、電流検出ゲインを調整する電流検出ゲイン補正手段を備えたことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
8. 請求項１において、
   前記インバータ主回路の上アームまたは下アームの各相スイッチング素子の合成電流を検出する第１の電流検出手段と、前記各相スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続されたダイオードの合成電流を検出する第２の電流検出手段のうち少なくとも一方と、
   前記インバータが、前記三相交流電動機に対して交番電流を出力し、該交番電流を、前記電流検出手段の少なくとも一方の電流検出値を用いて検出し、前記三相交流電動機の抵抗値およびインダクタンス値を含む電気定数を計測する定数計測手段を備えたことを特徴とする交流電動機の駆動装置。
9. 請求項８において、前記電気定数を計測する際、前記制御器内部にて、フーリエ級数展開、もしくはフーリエ変換に相当する演算を用い、該演算に周期関数として、前記交番電流の２倍の周期の関数を導入することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
10. 請求項１において、
    前記インバータをＰＷＭ制御する際のキャリア周波数を１０ｋＨｚを越えて設定し、かつ、前記三相交流電動機に対してベクトル制御を適用することを特徴とする交流電動機の駆動装置。

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