JP3353396B2 - Muse−ntscダウンコンバータ - Google Patents
Muse−ntscダウンコンバータInfo
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、MUSE方式により
伝送されるハイビジョン信号を、NTSCモニターで再
生できる信号に変換するMUSE−NTSC方式変換器
に関するものである。
伝送されるハイビジョン信号を、NTSCモニターで再
生できる信号に変換するMUSE−NTSC方式変換器
に関するものである。
【0002】
【従来の技術】図36は従来のMUSE−NTSCダウ
ンコンバータを示すブロック図である。(参考文献:テ
レビジョン学会誌、1991 Vol.45 No.1
1 5−2−3 MUSE−NTSCダウンコンバータ
水谷芳樹著 社団法人テレビジョン学会編)図におい
て、1はMUSE信号を入力処理する入力信号処理回
路、2はMUSE系からNTSC系に時間軸を変換する
時間軸変換処理回路、3はY信号と色差信号を分離する
信号分離回路、4はY信号を1125本の走査線から5
25本の走査線に変換するYの走査線変換回路、5は信
号分離回路3で分離された4倍に時間軸圧縮されて伝送
されている色差信号を元にもどすために4倍の時間に伸
長する時間伸長回路、6は色差信号を変換されたYの走
査線にあわせる色差の垂直フィルタ、7は変換した走査
線の本数をさらに2/3に圧縮する垂直圧縮回路、8は
2つの信号から1つの信号を選択する2−1セレクタ
ー、9は変換された信号にいろいろな信号処理をほどこ
す画像処理回路、10は画像処理されたデジタル信号を
アナログ信号に変換するD/A変換器、12はMUSE
系のクロックの16.2MHZの発振器、13は16:
9のモニターで真円率が保てる変換モード(以後フルモ
ードとする)と4:3のモニターで水平方向をほぼ全部
変換し垂直方向変換をフルモードの2/3にして真円率
を保つ変換モード(以後ワイドとする)のシステムロッ
クである14.742MHZの発振器、14は4:3の
モニターで水平方向を切り捨てて真円率を保つ変換モー
ド(以後ズームモードとする)のシステムクロックであ
る10.08MHZの発振器である。
ンコンバータを示すブロック図である。(参考文献:テ
レビジョン学会誌、1991 Vol.45 No.1
1 5−2−3 MUSE−NTSCダウンコンバータ
水谷芳樹著 社団法人テレビジョン学会編)図におい
て、1はMUSE信号を入力処理する入力信号処理回
路、2はMUSE系からNTSC系に時間軸を変換する
時間軸変換処理回路、3はY信号と色差信号を分離する
信号分離回路、4はY信号を1125本の走査線から5
25本の走査線に変換するYの走査線変換回路、5は信
号分離回路3で分離された4倍に時間軸圧縮されて伝送
されている色差信号を元にもどすために4倍の時間に伸
長する時間伸長回路、6は色差信号を変換されたYの走
査線にあわせる色差の垂直フィルタ、7は変換した走査
線の本数をさらに2/3に圧縮する垂直圧縮回路、8は
2つの信号から1つの信号を選択する2−1セレクタ
ー、9は変換された信号にいろいろな信号処理をほどこ
す画像処理回路、10は画像処理されたデジタル信号を
アナログ信号に変換するD/A変換器、12はMUSE
系のクロックの16.2MHZの発振器、13は16:
9のモニターで真円率が保てる変換モード(以後フルモ
ードとする)と4:3のモニターで水平方向をほぼ全部
変換し垂直方向変換をフルモードの2/3にして真円率
を保つ変換モード(以後ワイドとする)のシステムロッ
クである14.742MHZの発振器、14は4:3の
モニターで水平方向を切り捨てて真円率を保つ変換モー
ド(以後ズームモードとする)のシステムクロックであ
る10.08MHZの発振器である。
【0003】図37は図36で示す時間軸変換処理回路
2のブロック図である。図において16はMUSE信号
からラインを検出して奇偶数のラインの判定信号を出力
するライン判定回路、17はMUSE信号からNTSC
信号に時間軸変換するための時間軸変換メモリである。
2のブロック図である。図において16はMUSE信号
からラインを検出して奇偶数のラインの判定信号を出力
するライン判定回路、17はMUSE信号からNTSC
信号に時間軸変換するための時間軸変換メモリである。
【0004】図38は図36で示すYの走査線変換回路
4の具体的な一例のブロック図である。18は走査線を
変換するための垂直フィルタの係数を掛ける固定係数
器、19は加算器、図39はYの走査変換をサンプル点
のモデルで解説したものである。
4の具体的な一例のブロック図である。18は走査線を
変換するための垂直フィルタの係数を掛ける固定係数
器、19は加算器、図39はYの走査変換をサンプル点
のモデルで解説したものである。
【0005】図40は図36で示す垂直圧縮回路7の具
体的な一例のブロック図である。図において、20は入
力信号を1ライン遅延させるラインメモリ、21は垂直
圧縮用のメモリである。図41は垂直圧縮をサンプル点
のモデルで説明したものである。
体的な一例のブロック図である。図において、20は入
力信号を1ライン遅延させるラインメモリ、21は垂直
圧縮用のメモリである。図41は垂直圧縮をサンプル点
のモデルで説明したものである。
【0006】次に動作について説明する。入力したMU
SE信号は入力信号処理回路1でディエンファシス、コ
ントロール信号検出、PLL等の処理が施される。この
入力処理された信号を時間軸変換処理回路2で時間軸処
理する。図37で示すように入力処理された信号を奇数
ラインと偶数ラインに分け、別々に時間軸変換メモリ1
7に入力し16.2MHZの信号を例えばフルモードと
ワイドモードの時は2−1セレクター8で14.742
MHZの発振器を選択しシステムクロック14.742
MHZに変換する。またズームモードの場合はシステム
クロックを変更し、10.08MHZに変換する。時間
軸変換された信号はY信号と色差信号に信号分離回路3
で分離し、それぞれY信号の走査線変換回路4、色差信
号の時間伸長回路5に入力される。
SE信号は入力信号処理回路1でディエンファシス、コ
ントロール信号検出、PLL等の処理が施される。この
入力処理された信号を時間軸変換処理回路2で時間軸処
理する。図37で示すように入力処理された信号を奇数
ラインと偶数ラインに分け、別々に時間軸変換メモリ1
7に入力し16.2MHZの信号を例えばフルモードと
ワイドモードの時は2−1セレクター8で14.742
MHZの発振器を選択しシステムクロック14.742
MHZに変換する。またズームモードの場合はシステム
クロックを変更し、10.08MHZに変換する。時間
軸変換された信号はY信号と色差信号に信号分離回路3
で分離し、それぞれY信号の走査線変換回路4、色差信
号の時間伸長回路5に入力される。
【0007】Y信号に関して、まずY信号の走査線変換
回路4はMUSEの有効走査線1032本を、516本
に変換する。すなわち2本のMUSE走査線から1本の
走査線を作り出している。図38はその具体的な一例の
ブロック図であり、時間軸変換処理回路2において奇数
ラインと偶数ラインで時間軸を変換された信号を、信号
分離回路3により色差信号を分離しY信号成分のみを含
む奇数ラインと偶数ラインの信号を各々固定係数回路1
8に入力して所定の固定係数を掛け加算器19で足し合
わされる。その様子を図39のサンプリングモデルで示
す。このように2本の走査線から1本の走査線を作り出
す。図38、図39の例では固定係数は1/2である。
ここでは最も単純な例を説明したが、1032本から5
16本を作り出すための垂直フィルタは、多くの走査線
を用いて変換した方が折返し歪の少ない変換が可能であ
るので場合によっては、この垂直フィルタと2次元内挿
回路を兼用することもある。
回路4はMUSEの有効走査線1032本を、516本
に変換する。すなわち2本のMUSE走査線から1本の
走査線を作り出している。図38はその具体的な一例の
ブロック図であり、時間軸変換処理回路2において奇数
ラインと偶数ラインで時間軸を変換された信号を、信号
分離回路3により色差信号を分離しY信号成分のみを含
む奇数ラインと偶数ラインの信号を各々固定係数回路1
8に入力して所定の固定係数を掛け加算器19で足し合
わされる。その様子を図39のサンプリングモデルで示
す。このように2本の走査線から1本の走査線を作り出
す。図38、図39の例では固定係数は1/2である。
ここでは最も単純な例を説明したが、1032本から5
16本を作り出すための垂直フィルタは、多くの走査線
を用いて変換した方が折返し歪の少ない変換が可能であ
るので場合によっては、この垂直フィルタと2次元内挿
回路を兼用することもある。
【0008】色差信号はMUSE信号において1/4に
時間軸圧縮されているので、時間伸長回路5で4倍に時
間伸長される。このブロック図の場合時間伸長回路は奇
数ライン色信号と偶数ライン色信号とに分かれて処理さ
れているので、2回路必要である。時間軸伸長された色
差信号は色差信号の垂直フィルタでY信号の走査線と垂
直位置を合わせるフィルタを掛ける。色差信号は各51
6本ライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、Y信号と色差信号両方の垂直位置をあうよ
うに色差別々のフィルタをかける。走査変換されたY信
号と垂直位相の合った色差信号は2−1セレクター8で
選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回路
9を通してD/A変換器10に接続される。
時間軸圧縮されているので、時間伸長回路5で4倍に時
間伸長される。このブロック図の場合時間伸長回路は奇
数ライン色信号と偶数ライン色信号とに分かれて処理さ
れているので、2回路必要である。時間軸伸長された色
差信号は色差信号の垂直フィルタでY信号の走査線と垂
直位置を合わせるフィルタを掛ける。色差信号は各51
6本ライン交代で送信されてくるので走査線を変換する
のではなく、Y信号と色差信号両方の垂直位置をあうよ
うに色差別々のフィルタをかける。走査変換されたY信
号と垂直位相の合った色差信号は2−1セレクター8で
選択され、フルモード、ズームモード時は画像処理回路
9を通してD/A変換器10に接続される。
【0009】ワイドモード時は垂直圧縮回路7で有効垂
直走査線を2/3に変換する。図40でブロック図でし
めすようにラインメモリ20で遅延し、図41のサンプ
ル点のモデルで示すように3本のラインを用いるフィル
タと2本のラインを用いるフィルタを図40の切り替え
スイッチにより切り替えることで3本の走査線から2本
の走査線を作り出している。3ラインを用いるフィルタ
も2ラインを用いるフィルタも固定係数器18の固定係
数をかけるが、それぞれの固定係数器は同じ係数のもの
と異なる係数のものがあり、例えば下側の係数は1/2
であるが上側は1/4、1/2、1/4である。有効走
査線を2/3にするには同一時間では処理できないの
で、一度垂直圧縮メモリ21に演算結果を記憶し順次出
力することで垂直方向に2/3の有効走査線を変換する
ことができる。この図36のブロックでは図40で示す
回路がY信号、色差信号のそれぞれに必要である。
直走査線を2/3に変換する。図40でブロック図でし
めすようにラインメモリ20で遅延し、図41のサンプ
ル点のモデルで示すように3本のラインを用いるフィル
タと2本のラインを用いるフィルタを図40の切り替え
スイッチにより切り替えることで3本の走査線から2本
の走査線を作り出している。3ラインを用いるフィルタ
も2ラインを用いるフィルタも固定係数器18の固定係
数をかけるが、それぞれの固定係数器は同じ係数のもの
と異なる係数のものがあり、例えば下側の係数は1/2
であるが上側は1/4、1/2、1/4である。有効走
査線を2/3にするには同一時間では処理できないの
で、一度垂直圧縮メモリ21に演算結果を記憶し順次出
力することで垂直方向に2/3の有効走査線を変換する
ことができる。この図36のブロックでは図40で示す
回路がY信号、色差信号のそれぞれに必要である。
【0010】これらフルモード、ズームモード、ワイド
モードで変換された信号は、画像処理回路9で例えば輪
郭補正等の画像処理をされた上D/A変換器10でアナ
ログ信号に変換される。
モードで変換された信号は、画像処理回路9で例えば輪
郭補正等の画像処理をされた上D/A変換器10でアナ
ログ信号に変換される。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】従来のMUSE−NT
SCコンバータは以上のように構成されているので、フ
ルモードとズームモードでは、MUSE信号の有効走査
線1032本を516本に変換するため、NTSC変換
した後の信号を受像するモニターは、有効走査線が51
6本より少ない483本であるため483本しか表示し
えず、画面上下の情報が消えてしまい、ワイドモードで
は別の走査線変換回路が必要であり、さらにY信号用と
色差信号用の走査線変換回路、垂直フィルタが各々必要
であり回路規模が大きいという問題点があった。
SCコンバータは以上のように構成されているので、フ
ルモードとズームモードでは、MUSE信号の有効走査
線1032本を516本に変換するため、NTSC変換
した後の信号を受像するモニターは、有効走査線が51
6本より少ない483本であるため483本しか表示し
えず、画面上下の情報が消えてしまい、ワイドモードで
は別の走査線変換回路が必要であり、さらにY信号用と
色差信号用の走査線変換回路、垂直フィルタが各々必要
であり回路規模が大きいという問題点があった。
【0012】また時間軸変換と垂直圧縮に3個のメモリ
が必要であり、フルモード、ワイドモードとズームモー
ドで2つのシステムクロックの発振器が必要なため回路
規模にともなうコスト高という問題点のみならず、複数
のシステムクロック周波数の高調波信号やビート信号が
テレビチューナ回路等に影響を与えるという問題点もあ
った。
が必要であり、フルモード、ワイドモードとズームモー
ドで2つのシステムクロックの発振器が必要なため回路
規模にともなうコスト高という問題点のみならず、複数
のシステムクロック周波数の高調波信号やビート信号が
テレビチューナ回路等に影響を与えるという問題点もあ
った。
【0013】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、フルモードとズームモードで
は、MUSE信号の有効走査線1032本を従来の51
6本に代えてNTSCの有効走査線483本に合致させ
る走査線数に変換し、さらに複数の走査変換をひとつの
走査線変換回路で行い、回路規模の縮小とまたシステム
クロックをひとつにして上記従来の課題を解決すること
を目的とする。
ためになされたもので、フルモードとズームモードで
は、MUSE信号の有効走査線1032本を従来の51
6本に代えてNTSCの有効走査線483本に合致させ
る走査線数に変換し、さらに複数の走査変換をひとつの
走査線変換回路で行い、回路規模の縮小とまたシステム
クロックをひとつにして上記従来の課題を解決すること
を目的とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】この発明は、MUSE方
式の有効走査線を一定ライン数毎に所定のライン数に変
換することにより前記MUSE方式の画像信号をNTS
C方式の複数の表示態様に対応する画像信号に変換する
MUSE−NTSCダウンコンバータであって、前記一
定ライン数を変換周期とした前記表示態様に対応する周
期信号を出力する手段と、前記周期信号に基づいて、前
記変換周期毎に変換される前記MUSE方式の各有効ラ
インに乗じる所定の重み係数を生成する手段と、前記各
重み係数を乗じた、前記MUSE方式の第1の有効走査
線および前記第1の有効走査線に隣接する第2の有効走
査線を加算することにより前記表示態様に対応するライ
ン数の有効走査線を生成する手段とを備えたものであ
る。
式の有効走査線を一定ライン数毎に所定のライン数に変
換することにより前記MUSE方式の画像信号をNTS
C方式の複数の表示態様に対応する画像信号に変換する
MUSE−NTSCダウンコンバータであって、前記一
定ライン数を変換周期とした前記表示態様に対応する周
期信号を出力する手段と、前記周期信号に基づいて、前
記変換周期毎に変換される前記MUSE方式の各有効ラ
インに乗じる所定の重み係数を生成する手段と、前記各
重み係数を乗じた、前記MUSE方式の第1の有効走査
線および前記第1の有効走査線に隣接する第2の有効走
査線を加算することにより前記表示態様に対応するライ
ン数の有効走査線を生成する手段とを備えたものであ
る。
【0015】また、変換周期毎に生成される新たな有効
走査線の数を2のべき数とし、前記変換周期を前記2の
べき数の2倍より大きい奇数により近似すると共に、各
重み係数をそれぞれ2の分数のべき数に基づいて生成す
るものである。
走査線の数を2のべき数とし、前記変換周期を前記2の
べき数の2倍より大きい奇数により近似すると共に、各
重み係数をそれぞれ2の分数のべき数に基づいて生成す
るものである。
【0016】また、分母の値を変換周期毎に生成される
新たな有効走査線の数として、分子の値が偶数となる重
み係数を用いてNTSC方式の偶数フィールドの有効走
査線を生成し、前記分子の値が奇数となる重み係数を用
いて前記NTSC方式の奇数フィールドの有効走査線を
生成するものである。また、フルモードおよびワイドモ
ードの表示態様に対応する有効走査線の水平ドット数お
よび水平周波数を、それぞれ909ポイントおよび1
4.31818MHzとすることにより垂直周波数を6
0Hzに近似するものである。また、フルモードおよび
ワイドモードの表示態様に対応する有効走査線の水平ド
ット数を909ポイントとし、ズームモードの表示態様
に対応する有効走査線の水平ドット数を隣接する3ポイ
ントのデータに基づいて4ポイントのデータを生成する
直線内挿により748ポイントとし、前記各表示態様に
おける水平周波数を14.31818MHzとすること
により垂直周波数を60Hzに近似するものである。ま
た、ズームモードの表示態様に対応する有効走査線の水
平ドット数および水平周波数を、それぞれ682ポイン
トおよび10.738635MHzとしたものである。
新たな有効走査線の数として、分子の値が偶数となる重
み係数を用いてNTSC方式の偶数フィールドの有効走
査線を生成し、前記分子の値が奇数となる重み係数を用
いて前記NTSC方式の奇数フィールドの有効走査線を
生成するものである。また、フルモードおよびワイドモ
ードの表示態様に対応する有効走査線の水平ドット数お
よび水平周波数を、それぞれ909ポイントおよび1
4.31818MHzとすることにより垂直周波数を6
0Hzに近似するものである。また、フルモードおよび
ワイドモードの表示態様に対応する有効走査線の水平ド
ット数を909ポイントとし、ズームモードの表示態様
に対応する有効走査線の水平ドット数を隣接する3ポイ
ントのデータに基づいて4ポイントのデータを生成する
直線内挿により748ポイントとし、前記各表示態様に
おける水平周波数を14.31818MHzとすること
により垂直周波数を60Hzに近似するものである。ま
た、ズームモードの表示態様に対応する有効走査線の水
平ドット数および水平周波数を、それぞれ682ポイン
トおよび10.738635MHzとしたものである。
【0017】
【作用】この発明による請求項1に記載のMUSE−N
TSCダウンコンバータは、表示態様に対応する周期信
号に基づいて、変換周期毎に変換されるMUSE方式の
各有効ラインに乗じる所定の重み係数を生成し、各重み
係数を乗じた、MUSE方式の隣接する2本の有効走査
線を加算することにより表示態様に対応するライン数の
有効走査線を生成するので、MUSE方式の画像信号を
NTSC方式の複数の表示態様に対応する画像信号に変
換することができる。
TSCダウンコンバータは、表示態様に対応する周期信
号に基づいて、変換周期毎に変換されるMUSE方式の
各有効ラインに乗じる所定の重み係数を生成し、各重み
係数を乗じた、MUSE方式の隣接する2本の有効走査
線を加算することにより表示態様に対応するライン数の
有効走査線を生成するので、MUSE方式の画像信号を
NTSC方式の複数の表示態様に対応する画像信号に変
換することができる。
【0018】また、請求項2に記載のMUSE−NTS
Cダウンコンバータは、各重み係数をそれぞれ2の分数
のべき数に基づいて生成するので、各重み係数を容易に
生成することができる。
Cダウンコンバータは、各重み係数をそれぞれ2の分数
のべき数に基づいて生成するので、各重み係数を容易に
生成することができる。
【0019】
【実施例】実施例1.図 1は本実施例のシステムブロック図であり、図1にお
いて31は入力したMUSE信号をディエンファシスや
コントロール信号検出、リサンブリングのためのPLL
同期処理、及びリサンプリングしたデータの2次元内挿
等の処理を施す入力信号処理回路、32は本実施例の垂
直走査線変換回路、33は本実施例の示す係数発生回
路、34は本実施例の示すライン周期作成回路、35は
MUSE信号からNTSC信号への時間軸変換処理回
路、36は輪郭補正やブランキング信号の付加等の画像
処理回路、10はデジタル信号をアナログ信号に変換す
るD/A変換器である。
いて31は入力したMUSE信号をディエンファシスや
コントロール信号検出、リサンブリングのためのPLL
同期処理、及びリサンプリングしたデータの2次元内挿
等の処理を施す入力信号処理回路、32は本実施例の垂
直走査線変換回路、33は本実施例の示す係数発生回
路、34は本実施例の示すライン周期作成回路、35は
MUSE信号からNTSC信号への時間軸変換処理回
路、36は輪郭補正やブランキング信号の付加等の画像
処理回路、10はデジタル信号をアナログ信号に変換す
るD/A変換器である。
【0020】図2、3は本実施例の垂直走査変換処理回
路周辺の具体的な一例であり、図において37はMUS
E信号のY信号または色差信号を1ライン遅延させるラ
インメモリ、38は係数発生回路33からの係数に応じ
て信号に可変係数を掛ける可変係数器、39は、係数発
生回路33の内部でライン周期作成回路34の信号から
ラインに応じて係数を発生する2つの係数発生ROM、
40はMUSE信号から同期信号等のタイミング信号を
発生するとともにライン周期作成回路34を制御する信
号を発生するタイミング信号発生回路である。図4は図
2、図5は図3の各々の構成による垂直走査変換回路に
よるサンプル点の変換の様子を、モデル的に説明したも
のである。
路周辺の具体的な一例であり、図において37はMUS
E信号のY信号または色差信号を1ライン遅延させるラ
インメモリ、38は係数発生回路33からの係数に応じ
て信号に可変係数を掛ける可変係数器、39は、係数発
生回路33の内部でライン周期作成回路34の信号から
ラインに応じて係数を発生する2つの係数発生ROM、
40はMUSE信号から同期信号等のタイミング信号を
発生するとともにライン周期作成回路34を制御する信
号を発生するタイミング信号発生回路である。図4は図
2、図5は図3の各々の構成による垂直走査変換回路に
よるサンプル点の変換の様子を、モデル的に説明したも
のである。
【0021】次に動作について説明する。MUSE信号
の有効走査線は1032本であるがハイビジョン信号の
1035本から送信の都合上3本少なくしているので、
MUSE信号も有効走査線を1035本と考えると、N
TSCの有効走査線は483本であり、どちらの有効走
査線率も92%になり、有効走査線の比は15:7にな
る。すなわちMUSE信号の有効走査線を7/15に変
換すれば、具体的にはMUSE信号15本から7本を作
成すれば483本になりNTSCのモニターで垂直方向
を全部再現できる。
の有効走査線は1032本であるがハイビジョン信号の
1035本から送信の都合上3本少なくしているので、
MUSE信号も有効走査線を1035本と考えると、N
TSCの有効走査線は483本であり、どちらの有効走
査線率も92%になり、有効走査線の比は15:7にな
る。すなわちMUSE信号の有効走査線を7/15に変
換すれば、具体的にはMUSE信号15本から7本を作
成すれば483本になりNTSCのモニターで垂直方向
を全部再現できる。
【0022】図1において、入力信号処理回路31でデ
ィエンファシスや2次元内挿の信号処理を施された10
35本対応の信号を垂直走査変換回路32に入力する。
最も簡単に上記7/15の変換を行なう垂直走査変換回
路を図2で示す。タイミング信号発生回路40で変換す
るラインの始まり、すなわち映像データの始まりの信号
をライン周期作成回路34に入力する。ライン周期作成
回路34では、この信号から15ライン周期で1から1
5までの信号を繰り返し係数発生回路33に出力する。
係数発生回路33は、図2で示す係数ROMか図3で示
す係数ROMと演算回路によって構成され、図4で示す
ように1/7から1(0を含む)までの係数を可変係数
器38に出力し可変係数器38ではこの係数を入力処理
した信号とこれを1ライン遅延した信号に掛ける。この
例の場合2つの可変係数器38は同じ物であるが、掛け
る係数は図4の通り異なり、2つの係数の和は1になる
ように設計されている。このようにして垂直走査変換回
路32では15本の走査線から7本の走査線に変換して
いる。図3は垂直走査変換回路32の別の例を示す。こ
こではラインメモリ37を2本使用し15本から7本を
作成するとき3本の直線内挿を用いてフィルタ特性を改
善しているだけで、図4で示すように係数が1/28か
ら13/28に変化しているが、基本的には15本周期
で係数が変化し同じである。このようにして走査線変換
された信号を時間軸変換処理回路35で時間軸を変換し
画像処理回路36で画像処理を施しD/A変換器でアナ
ログ信号にすればNTSCモニターで垂直方向を欠ける
ことなく全部変換して再生することが可能である。
ィエンファシスや2次元内挿の信号処理を施された10
35本対応の信号を垂直走査変換回路32に入力する。
最も簡単に上記7/15の変換を行なう垂直走査変換回
路を図2で示す。タイミング信号発生回路40で変換す
るラインの始まり、すなわち映像データの始まりの信号
をライン周期作成回路34に入力する。ライン周期作成
回路34では、この信号から15ライン周期で1から1
5までの信号を繰り返し係数発生回路33に出力する。
係数発生回路33は、図2で示す係数ROMか図3で示
す係数ROMと演算回路によって構成され、図4で示す
ように1/7から1(0を含む)までの係数を可変係数
器38に出力し可変係数器38ではこの係数を入力処理
した信号とこれを1ライン遅延した信号に掛ける。この
例の場合2つの可変係数器38は同じ物であるが、掛け
る係数は図4の通り異なり、2つの係数の和は1になる
ように設計されている。このようにして垂直走査変換回
路32では15本の走査線から7本の走査線に変換して
いる。図3は垂直走査変換回路32の別の例を示す。こ
こではラインメモリ37を2本使用し15本から7本を
作成するとき3本の直線内挿を用いてフィルタ特性を改
善しているだけで、図4で示すように係数が1/28か
ら13/28に変化しているが、基本的には15本周期
で係数が変化し同じである。このようにして走査線変換
された信号を時間軸変換処理回路35で時間軸を変換し
画像処理回路36で画像処理を施しD/A変換器でアナ
ログ信号にすればNTSCモニターで垂直方向を欠ける
ことなく全部変換して再生することが可能である。
【0023】上記説明は走査線を483本に変換するモ
ードすなわちフルモードとズームモードであるが、ワイ
ドモードでも走査線を変換することができる。ワイドモ
ードは真円率を保つためにフル、ズームモードの3/4
の走査線に変換するので7/15に3/4を乗算して7
/20の変換をするか7/15変換をしたのち3/4の
変換をすればよい。すなわち20本の走査線から7本の
走査線をつくるため、ライン周期作成回路34は20本
周期で1から20の信号を出力しこれを係数発生回路で
1/7から1まで(0を含む)の係数を発生しコントロ
ールすればワイドモードに変換することができるし、ま
た上記説明の走査線変換で15本を7本に変換した後、
4本の走査線から3本の走査線を作成しても実現でき
る。
ードすなわちフルモードとズームモードであるが、ワイ
ドモードでも走査線を変換することができる。ワイドモ
ードは真円率を保つためにフル、ズームモードの3/4
の走査線に変換するので7/15に3/4を乗算して7
/20の変換をするか7/15変換をしたのち3/4の
変換をすればよい。すなわち20本の走査線から7本の
走査線をつくるため、ライン周期作成回路34は20本
周期で1から20の信号を出力しこれを係数発生回路で
1/7から1まで(0を含む)の係数を発生しコントロ
ールすればワイドモードに変換することができるし、ま
た上記説明の走査線変換で15本を7本に変換した後、
4本の走査線から3本の走査線を作成しても実現でき
る。
【0024】この例に於ける可変係数器は乗算器やRO
Mと演算回路を用いても実現できる。例えばROMは1
/15、2/15、3/15を用意しておけばあとは加
減算で簡単に係数を掛けることが可能である。またこの
例では極めて簡単な垂直走査線変換回路を示したがより
多くの複数のライン間の直線内挿を用いれば、走査線変
換による折返し歪を低減することができる。またこの例
では入力信号処理回路31で2次元内挿したとして説明
したが、垂直走査線変換回路32で2次元内挿を兼用す
ることも可能で兼用すればラインメモリを削減すること
ができる。
Mと演算回路を用いても実現できる。例えばROMは1
/15、2/15、3/15を用意しておけばあとは加
減算で簡単に係数を掛けることが可能である。またこの
例では極めて簡単な垂直走査線変換回路を示したがより
多くの複数のライン間の直線内挿を用いれば、走査線変
換による折返し歪を低減することができる。またこの例
では入力信号処理回路31で2次元内挿したとして説明
したが、垂直走査線変換回路32で2次元内挿を兼用す
ることも可能で兼用すればラインメモリを削減すること
ができる。
【0025】実施例2.シ ステムブロックは実施例1の図1に示すものと同様な
のでここでは省略し、Yの垂直走査変換部分についての
み説明を行なう。図6上段は本発明の最も簡単なYの垂
直走査変換部分のブロック図で図において、41はMU
SE信号のY成分を1ライン遅延させるYのラインメモ
リ、42は2のべき乗の分数の可変係数器、43は変換
後の2倍より多い奇数のライン周期作成回路である。図
7はサンプル点のモデルを用いてこの変換の様子を説明
した図であり、図6下段は本実施例の別の例を示す。
のでここでは省略し、Yの垂直走査変換部分についての
み説明を行なう。図6上段は本発明の最も簡単なYの垂
直走査変換部分のブロック図で図において、41はMU
SE信号のY成分を1ライン遅延させるYのラインメモ
リ、42は2のべき乗の分数の可変係数器、43は変換
後の2倍より多い奇数のライン周期作成回路である。図
7はサンプル点のモデルを用いてこの変換の様子を説明
した図であり、図6下段は本実施例の別の例を示す。
【0026】次に動作について説明する。実施例1にお
いて説明したように、フル、ズームモードの垂直走査線
変換はMUSE信号の有効走査線を7/15すればNT
SCの有効走査線に全ての走査線が変換できるが、その
ため各ライン間の直線内挿の係数が複雑で回路構成上、
乗算器やROMが複数必要になる。この垂直走査線変換
の関係を示す比7/15、の分子の値を2のべき乗の形
で表現しえるように近似すれば、回路は2のべき乗の分
数の可変係数器42でよくなる。例えば7/15を4/
9で近似すればライン間の直線内挿の係数は0、1/
4、1/2、3/4、1の五種類でよくこの係数はビッ
トシフトと加算器と簡単なゲート回路で実現でき、回路
規模を大幅に削減することが可能である。この4/9の
係数では変換後の垂直走査線は460(=1035×4
/9)本になりNTSCの有効走査線内ではあるが誤差
が23本もあり大きいので、実際には8/17や32/
69を用いれば誤差は4本程度となり、8/17、32
/69とも分子が2のべき乗になるように選んであるの
でライン間の係数はビットシフトと加算器と簡単なゲー
ト回路で実現できる。以上の用にフル、ズームモードの
垂直走査線変換では分子を2のべき乗とし分母を分子の
2倍より大きい奇数とすることで近似することが可能で
ある。
いて説明したように、フル、ズームモードの垂直走査線
変換はMUSE信号の有効走査線を7/15すればNT
SCの有効走査線に全ての走査線が変換できるが、その
ため各ライン間の直線内挿の係数が複雑で回路構成上、
乗算器やROMが複数必要になる。この垂直走査線変換
の関係を示す比7/15、の分子の値を2のべき乗の形
で表現しえるように近似すれば、回路は2のべき乗の分
数の可変係数器42でよくなる。例えば7/15を4/
9で近似すればライン間の直線内挿の係数は0、1/
4、1/2、3/4、1の五種類でよくこの係数はビッ
トシフトと加算器と簡単なゲート回路で実現でき、回路
規模を大幅に削減することが可能である。この4/9の
係数では変換後の垂直走査線は460(=1035×4
/9)本になりNTSCの有効走査線内ではあるが誤差
が23本もあり大きいので、実際には8/17や32/
69を用いれば誤差は4本程度となり、8/17、32
/69とも分子が2のべき乗になるように選んであるの
でライン間の係数はビットシフトと加算器と簡単なゲー
ト回路で実現できる。以上の用にフル、ズームモードの
垂直走査線変換では分子を2のべき乗とし分母を分子の
2倍より大きい奇数とすることで近似することが可能で
ある。
【0027】またワイドモードにおいても、実施例1に
おいて説明したように、7/20に垂直走査線を変換す
るのであるが,フル、ズームモードと同様にこのままで
はライン間の直線内挿の係数が複数であるので、7/2
0を分子が2のべき乗で分母が分子の2倍より大きい奇
数で近似すると上述と同様に回路は極めて簡単になる。
例えば7/20を4/11、8/23等の比で近似すれ
ば、ライン間の直線内挿の係数はビットシフトと加算器
と簡単なゲート回路で実現できる。
おいて説明したように、7/20に垂直走査線を変換す
るのであるが,フル、ズームモードと同様にこのままで
はライン間の直線内挿の係数が複数であるので、7/2
0を分子が2のべき乗で分母が分子の2倍より大きい奇
数で近似すると上述と同様に回路は極めて簡単になる。
例えば7/20を4/11、8/23等の比で近似すれ
ば、ライン間の直線内挿の係数はビットシフトと加算器
と簡単なゲート回路で実現できる。
【0028】上記説明を図6及図7を用いて説明する。
説明を簡単にするためフル、ズームモードで垂直走査線
変換を最も簡単な4/9にした時、変換ラインの2倍よ
り多い奇数のライン周期作成回路43は9ライン周期で
1から9までの信号を発生する。これを係数発生回路3
3で0、1/4、1/2、3/4、1の五種類の係数を
発生させ、2のべき乗の分数の可変係数器42でライン
に係数を掛け、ライン間で直線内挿する。このもようを
サンプル点のモデルで説明したものが図7である。図7
を見ればわかるように2ライン間の直線内挿は9ライン
周期でしかも上述した様に極めて簡単な係数なので2の
べき乗の分数の可変係数器42は極めて簡単に構成でき
る。またフル、ズームモードの8/17やワイドモード
の8/23はそれぞれ17ライン周期、23ライン周期
でライン間の直線内挿の係数は、1/8から1(0を含
む)でこの例の可変係数器より演算回路とビットシフト
が1回増えるだけで実現できる。
説明を簡単にするためフル、ズームモードで垂直走査線
変換を最も簡単な4/9にした時、変換ラインの2倍よ
り多い奇数のライン周期作成回路43は9ライン周期で
1から9までの信号を発生する。これを係数発生回路3
3で0、1/4、1/2、3/4、1の五種類の係数を
発生させ、2のべき乗の分数の可変係数器42でライン
に係数を掛け、ライン間で直線内挿する。このもようを
サンプル点のモデルで説明したものが図7である。図7
を見ればわかるように2ライン間の直線内挿は9ライン
周期でしかも上述した様に極めて簡単な係数なので2の
べき乗の分数の可変係数器42は極めて簡単に構成でき
る。またフル、ズームモードの8/17やワイドモード
の8/23はそれぞれ17ライン周期、23ライン周期
でライン間の直線内挿の係数は、1/8から1(0を含
む)でこの例の可変係数器より演算回路とビットシフト
が1回増えるだけで実現できる。
【0029】図6下段は本実施例の別の例を示す。ここ
では垂直走査線変換の比は同じでライン間の直線内挿を
3ラインにしフィルタ特性を改善している。回路動作は
図6と同じで例えば4/9に垂直走査変換するならば9
ライン周期で4本の出力をえるが3ラインの直線内挿に
すれば係数は少し複雑になる。この例のようにより多く
のラインの直線内挿を用いれば係数は複雑になるがフィ
ルタ特性は改善でき、垂直走査変換による折り返し歪を
削減できる。またこの例は垂直走査線変換を説明したが
ライン間で直線内挿する際にY信号のサブサンプル位相
で水平方向の演算を加えることで2次元内挿の演算を兼
用できラインメモリを削減することができる。
では垂直走査線変換の比は同じでライン間の直線内挿を
3ラインにしフィルタ特性を改善している。回路動作は
図6と同じで例えば4/9に垂直走査変換するならば9
ライン周期で4本の出力をえるが3ラインの直線内挿に
すれば係数は少し複雑になる。この例のようにより多く
のラインの直線内挿を用いれば係数は複雑になるがフィ
ルタ特性は改善でき、垂直走査変換による折り返し歪を
削減できる。またこの例は垂直走査線変換を説明したが
ライン間で直線内挿する際にY信号のサブサンプル位相
で水平方向の演算を加えることで2次元内挿の演算を兼
用できラインメモリを削減することができる。
【0030】実施例3.図 8は本実施例の色差信号の垂直走査線変換を示すブロ
ック図で図において、44は色差信号を1ライン遅延さ
せる色差信号のラインメモリ、45はシステムで定めた
Yの走査線変換の1/2の分数の可変係数器、46はシ
ステムで定めたYの2倍のライン周期のライン周期作成
回路である。図9は図8のブロックの動作をサンプル点
のモデルで説明したものである。
ック図で図において、44は色差信号を1ライン遅延さ
せる色差信号のラインメモリ、45はシステムで定めた
Yの走査線変換の1/2の分数の可変係数器、46はシ
ステムで定めたYの2倍のライン周期のライン周期作成
回路である。図9は図8のブロックの動作をサンプル点
のモデルで説明したものである。
【0031】従来の色差信号はフル、ズームモードで
は、Y信号の走査線を516本すなわち2本の走査線か
ら1本の走査線を作成した点に垂直位相を合わせたフィ
ルタを掛けただけで元の色差信号の走査線が516本で
あることから垂直走査線変換は無く、垂直フィルタだけ
であった。またワイドモードでは516本の走査線を2
/3に色差信号もY信号も垂直走査変換していた。しか
し実施例1、2で示すようにフル、ズームモードでY信
号の有効走査線を1032本から483本に変換する場
合は色差も516本から483本に変換しなければなら
ず、ワイド時には1032本からダイレクトに7/20
すなわち約360本に色差も変換しなければならない。
MUSE信号では色差信号はライン交代でY信号の走査
線の半分で送信されてくるのでY信号と同一ライン周期
で変換することは実施例1、2で示す例えば7/15や
4/9等の係数ではライン周期が奇数のため難しい。そ
こでY信号の2倍のライン周期で2倍の走査線に変換す
ればよく、例えばY信号が7/15ならば色差信号は2
8/30、Y信号が4/9や8/17なら色差信号は1
6/18、32/34に変換すればよい。ここで分母の
数字はMUSE信号の走査線をしめし両色差信号を含ん
でいて、分子は両方の色差信号の変換後の走査線の和で
ある。従って片方の色差で見れば分母、分子が半分にな
り上記変換は14/15、8/9、16/17となりラ
イン間の直線内挿の係数はY信号の係数の1/2とな
る。例えば1/7が1/14になり1/4が1/8とな
る。ワイドモードでも同様でY信号が7/20なら片方
の色差信号は14/20、両色差信号では28/40に
変換すればよい。
は、Y信号の走査線を516本すなわち2本の走査線か
ら1本の走査線を作成した点に垂直位相を合わせたフィ
ルタを掛けただけで元の色差信号の走査線が516本で
あることから垂直走査線変換は無く、垂直フィルタだけ
であった。またワイドモードでは516本の走査線を2
/3に色差信号もY信号も垂直走査変換していた。しか
し実施例1、2で示すようにフル、ズームモードでY信
号の有効走査線を1032本から483本に変換する場
合は色差も516本から483本に変換しなければなら
ず、ワイド時には1032本からダイレクトに7/20
すなわち約360本に色差も変換しなければならない。
MUSE信号では色差信号はライン交代でY信号の走査
線の半分で送信されてくるのでY信号と同一ライン周期
で変換することは実施例1、2で示す例えば7/15や
4/9等の係数ではライン周期が奇数のため難しい。そ
こでY信号の2倍のライン周期で2倍の走査線に変換す
ればよく、例えばY信号が7/15ならば色差信号は2
8/30、Y信号が4/9や8/17なら色差信号は1
6/18、32/34に変換すればよい。ここで分母の
数字はMUSE信号の走査線をしめし両色差信号を含ん
でいて、分子は両方の色差信号の変換後の走査線の和で
ある。従って片方の色差で見れば分母、分子が半分にな
り上記変換は14/15、8/9、16/17となりラ
イン間の直線内挿の係数はY信号の係数の1/2とな
る。例えば1/7が1/14になり1/4が1/8とな
る。ワイドモードでも同様でY信号が7/20なら片方
の色差信号は14/20、両色差信号では28/40に
変換すればよい。
【0032】上記説明を具体的なブロック図で説明する
と、例えばフル、ズームモードで実施例2において説明
したY信号の変換を4/9とするとこのとき色差信号の
垂直走査変換はY信号の2倍のライン周期作成回路46
で18本のライン周期を発生し、係数発生回路33で係
数を発生し、Y信号の1/2の分数の可変係数器45で
係数を掛け、2ライン離れたライン間で直線内挿する。
この様子をサンプル点のモデルで説明したものが図9で
ある。図9において黒丸がR−Y信号、斜線の丸がB−
Y信号である。この色差信号の変換後の垂直位置はY信
号の垂直位置にあわせて設計してある。図からわかるよ
うにY信号のライン間の直線内挿の係数の半分の係数す
なわち1/8から1(0を含む)の係数である。さらに
従来の色差信号の垂直フィルタは固定係数のフィルタで
あるため両色差信号とY信号の垂直位置を合わせるため
に色差信号に別々のフィルタが必要であったがこの垂直
走査変換回路の場合は時系列に両色差信号を処理するた
めひとつの回路でよい。
と、例えばフル、ズームモードで実施例2において説明
したY信号の変換を4/9とするとこのとき色差信号の
垂直走査変換はY信号の2倍のライン周期作成回路46
で18本のライン周期を発生し、係数発生回路33で係
数を発生し、Y信号の1/2の分数の可変係数器45で
係数を掛け、2ライン離れたライン間で直線内挿する。
この様子をサンプル点のモデルで説明したものが図9で
ある。図9において黒丸がR−Y信号、斜線の丸がB−
Y信号である。この色差信号の変換後の垂直位置はY信
号の垂直位置にあわせて設計してある。図からわかるよ
うにY信号のライン間の直線内挿の係数の半分の係数す
なわち1/8から1(0を含む)の係数である。さらに
従来の色差信号の垂直フィルタは固定係数のフィルタで
あるため両色差信号とY信号の垂直位置を合わせるため
に色差信号に別々のフィルタが必要であったがこの垂直
走査変換回路の場合は時系列に両色差信号を処理するた
めひとつの回路でよい。
【0033】また図8は最も簡単な本実施例の具体的な
ブロック図であり、さらに多くの色差のラインメモリを
使用すれば垂直走査線変換による折り返し歪を削減でき
る。また垂直走査線変換回路の直線内挿時に色差信号の
サブサンプル位相に合わせて水平方向の演算も同時に行
なえば色差信号の2次元内挿回路と兼用でき回路規模と
ラインメモリを削減することができる。
ブロック図であり、さらに多くの色差のラインメモリを
使用すれば垂直走査線変換による折り返し歪を削減でき
る。また垂直走査線変換回路の直線内挿時に色差信号の
サブサンプル位相に合わせて水平方向の演算も同時に行
なえば色差信号の2次元内挿回路と兼用でき回路規模と
ラインメモリを削減することができる。
【0034】実施例4.図 10は本実施例の垂直走査線変換回路のブロック図で
ある。図において37はラインメモリ、38は可変係数
器、40はタイミング信号発生回路、47は第一の係数
発生回路、48は第一のライン周期作成回路、49は第
二の係数発生回路、50は第二のライン周期作成回路、
51は垂直走査線変換モード切り換えスイッチである。
図11は図10のブロックの動作をサンプル点のモデル
で説明したものである。
ある。図において37はラインメモリ、38は可変係数
器、40はタイミング信号発生回路、47は第一の係数
発生回路、48は第一のライン周期作成回路、49は第
二の係数発生回路、50は第二のライン周期作成回路、
51は垂直走査線変換モード切り換えスイッチである。
図11は図10のブロックの動作をサンプル点のモデル
で説明したものである。
【0035】次に動作について説明する。従来のM−N
コンバータではフル、ズームモードとワイドモードで別
々の垂直走査線変換回路が必要であった。このためライ
ンメモリや演算回路が複数必要で回路規模が大きかっ
た。本実施例はこの問題を解決しかつ変換後MUSEの
有効走査線がNTSCの有効走査線内にすべて変換でき
る方式である。実施例1において説明したように、フ
ル、ズームモードではMUSE信号の垂直走査線を7/
15に変換すればNTSCの有効走査線483本内に変
換できることをのべた。また同様にワイドモードにおい
ても真円率を保つ上でMUSE信号の垂直走査線を7/
20に変換すればよい。ここでフル、ズームの7/15
の垂直走査線変換の係数とワイドの7/20の垂直走査
線変換の係数は、例えば2ライン間の直線内挿で垂直走
査線変換を行なう場合、1/7から1(0をふくむ)で
あり、ライン周期を15本周期と20本周期に変え、ラ
イン毎の係数発生を変えれば垂直走査線変換回路をほと
んど兼用することができる。
コンバータではフル、ズームモードとワイドモードで別
々の垂直走査線変換回路が必要であった。このためライ
ンメモリや演算回路が複数必要で回路規模が大きかっ
た。本実施例はこの問題を解決しかつ変換後MUSEの
有効走査線がNTSCの有効走査線内にすべて変換でき
る方式である。実施例1において説明したように、フ
ル、ズームモードではMUSE信号の垂直走査線を7/
15に変換すればNTSCの有効走査線483本内に変
換できることをのべた。また同様にワイドモードにおい
ても真円率を保つ上でMUSE信号の垂直走査線を7/
20に変換すればよい。ここでフル、ズームの7/15
の垂直走査線変換の係数とワイドの7/20の垂直走査
線変換の係数は、例えば2ライン間の直線内挿で垂直走
査線変換を行なう場合、1/7から1(0をふくむ)で
あり、ライン周期を15本周期と20本周期に変え、ラ
イン毎の係数発生を変えれば垂直走査線変換回路をほと
んど兼用することができる。
【0036】図10はその具体的な最も簡単な例であ
る。タイミング信号発生回路40でMUSE信号の変換
の開始の信号を出力しこの信号を受け、第一のライン周
期作成回路では例えば15本周期で1から15を第一の
係数発生回路47に出力する。同様に第二のライン周期
発生回路50では例えば20本周期で1から20を第二
の係数発生回路49に出力する。第一、第二の係数発生
回路では図12で示すような係数を発生する。例えば第
一の係数発生回路47ではライン周期の4本目に5/
7、1ライン遅延信号に2/7を出力するが、第二の係
数発生回路49では5本目に3/7、1ライン遅延出力
に4/7を出力する。このように係数は1/7から1ま
での分数であるが、ライン周期と係数発生の順が変化し
ているのでモード切り換えスイッチ51で2−1セレク
ター8を制御し、モードの変化に対応している。上記か
らわかるようにラインメモリ37と可変係数器38と加
算器は兼用できるため、回路規模とラインメモリを削減
することができる。
る。タイミング信号発生回路40でMUSE信号の変換
の開始の信号を出力しこの信号を受け、第一のライン周
期作成回路では例えば15本周期で1から15を第一の
係数発生回路47に出力する。同様に第二のライン周期
発生回路50では例えば20本周期で1から20を第二
の係数発生回路49に出力する。第一、第二の係数発生
回路では図12で示すような係数を発生する。例えば第
一の係数発生回路47ではライン周期の4本目に5/
7、1ライン遅延信号に2/7を出力するが、第二の係
数発生回路49では5本目に3/7、1ライン遅延出力
に4/7を出力する。このように係数は1/7から1ま
での分数であるが、ライン周期と係数発生の順が変化し
ているのでモード切り換えスイッチ51で2−1セレク
ター8を制御し、モードの変化に対応している。上記か
らわかるようにラインメモリ37と可変係数器38と加
算器は兼用できるため、回路規模とラインメモリを削減
することができる。
【0037】上述の説明ではフル、ズームとワイドモー
ドの切り換えについて説明したが、別の真円率を保つ垂
直走査線変換の必要なモードにおいてもライン周期と係
数発生回路を変えて対応することができる。この場合、
係数によっては可変係数器がまったく同一ではないかも
知れないが兼用はできる。また本実施例では2線間の直
線内挿で説明したがさらに多くのラインメモリを使用す
れば垂直走査線変換による折り返し歪を削減できる。ま
た垂直走査線変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相
に合わせて水平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿
回路と兼用でき回路規模とラインメモリを削減すること
ができる。
ドの切り換えについて説明したが、別の真円率を保つ垂
直走査線変換の必要なモードにおいてもライン周期と係
数発生回路を変えて対応することができる。この場合、
係数によっては可変係数器がまったく同一ではないかも
知れないが兼用はできる。また本実施例では2線間の直
線内挿で説明したがさらに多くのラインメモリを使用す
れば垂直走査線変換による折り返し歪を削減できる。ま
た垂直走査線変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相
に合わせて水平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿
回路と兼用でき回路規模とラインメモリを削減すること
ができる。
【0038】実施例5.図 12は本実施例の最も簡単な垂直走査線変換回路のブ
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、38は可変係数器、52
はYの係数発生回路、53は色差の係数発生回路、54
は色差のライン周期作成回路、40はタイミング信号発
生回路である。図13は図12のブロック図の動作を示
すサンプル点のモデルである。
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、38は可変係数器、52
はYの係数発生回路、53は色差の係数発生回路、54
は色差のライン周期作成回路、40はタイミング信号発
生回路である。図13は図12のブロック図の動作を示
すサンプル点のモデルである。
【0039】次に動作について説明する。従来色差信号
は垂直走査線変換を行なわず、走査変換されたY信号の
垂直位置に合わせたフィルタをかけていたのでY信号の
走査線変換回路とは別であった。またワイドモード時は
色差信号も垂直走査線変換を行なっていたが色差信号を
時間伸長した後なのでY信号と色差信号は別々の回路で
変換されていたので回路規模が大きかった。そこで実施
例3で示したYの2倍のライン周期で1/2の係数を用
いかつMUSE信号は水平方向にY信号と色差を時間軸
上に時系列で多重していることを利用し水平方向で信号
のライン遅延とライン間の直線内挿の係数を可変するこ
とで1つの垂直走査線変換回路を、Y信号と色差信号用
の走査線変換回路に兼用することができ、ラインメモリ
と全体の回路規模を従来の構成に比して削減することが
できる。
は垂直走査線変換を行なわず、走査変換されたY信号の
垂直位置に合わせたフィルタをかけていたのでY信号の
走査線変換回路とは別であった。またワイドモード時は
色差信号も垂直走査線変換を行なっていたが色差信号を
時間伸長した後なのでY信号と色差信号は別々の回路で
変換されていたので回路規模が大きかった。そこで実施
例3で示したYの2倍のライン周期で1/2の係数を用
いかつMUSE信号は水平方向にY信号と色差を時間軸
上に時系列で多重していることを利用し水平方向で信号
のライン遅延とライン間の直線内挿の係数を可変するこ
とで1つの垂直走査線変換回路を、Y信号と色差信号用
の走査線変換回路に兼用することができ、ラインメモリ
と全体の回路規模を従来の構成に比して削減することが
できる。
【0040】図12においてタイミング信号発生回路4
0からY信号と色差信号の切り換え信号が出力される。
この信号でライン遅延がY信号の時は1ライン遅延、色
差信号の時は2ライン遅延になる。またライン間の直線
内挿の係数も図13で示すように切り換える。ここでは
実施例3において説明した様に色差ライン周期をY信号
の2倍とし、色差信号のライン間の直線内挿の係数をY
信号の1/2とすれば、色差の係数に対応できる可変係
数回路38であればY信号の係数にも対応でき可変係数
回路を兼用できる。例えば図13で示すようにフル、ズ
ームモードでY信号を4/9の垂直走査線変換とすると
色差信号は両方で16/18となり18ライン周期で走
査線変換を行なえばY信号も色差信号も各々8ラインの
変換となり、直線内挿の係数も色差信号の1/8が最小
でありY信号の1/4を兼用できることから可変係数器
38を兼用することができる。
0からY信号と色差信号の切り換え信号が出力される。
この信号でライン遅延がY信号の時は1ライン遅延、色
差信号の時は2ライン遅延になる。またライン間の直線
内挿の係数も図13で示すように切り換える。ここでは
実施例3において説明した様に色差ライン周期をY信号
の2倍とし、色差信号のライン間の直線内挿の係数をY
信号の1/2とすれば、色差の係数に対応できる可変係
数回路38であればY信号の係数にも対応でき可変係数
回路を兼用できる。例えば図13で示すようにフル、ズ
ームモードでY信号を4/9の垂直走査線変換とすると
色差信号は両方で16/18となり18ライン周期で走
査線変換を行なえばY信号も色差信号も各々8ラインの
変換となり、直線内挿の係数も色差信号の1/8が最小
でありY信号の1/4を兼用できることから可変係数器
38を兼用することができる。
【0041】また本実施例では2線間の直線内挿で説明
したがさらに多くのラインメモリを使用すれば垂直走査
線変換による折り返し歪を削減できる。また垂直走査線
変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相に合わせて水
平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿回路と兼用で
き回路規模とラインメモリを削減することができる。
したがさらに多くのラインメモリを使用すれば垂直走査
線変換による折り返し歪を削減できる。また垂直走査線
変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相に合わせて水
平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿回路と兼用で
き回路規模とラインメモリを削減することができる。
【0042】実施例6.図 14は本実施例の最も簡単な垂直走査線変換回路のブ
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、44は色差のラインメモ
リ、56は第一のライン周期作成回路と係数発生回路、
57は第二のライン周期作成回路と係数発生回路、42
は2のべき乗の分数の可変係数器、52はYの係数発生
回路、53は色差の係数発生回路、54は色差のライン
周期作成回路、40はタイミング信号発生回路、51は
モード切り換えスイッチである。
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、44は色差のラインメモ
リ、56は第一のライン周期作成回路と係数発生回路、
57は第二のライン周期作成回路と係数発生回路、42
は2のべき乗の分数の可変係数器、52はYの係数発生
回路、53は色差の係数発生回路、54は色差のライン
周期作成回路、40はタイミング信号発生回路、51は
モード切り換えスイッチである。
【0043】次に動作について説明する。実施例4、5
において説明したように垂直走査線変換のモードが複数
存在しモードによりライン周期と係数発生回路を切り換
えてかつ水平方向でY信号と色差信号の垂直走査線変換
を係数を切り換えることで垂直走査線変換回路を兼用す
る場合、全ての変換の係数を2のべき乗の分数にするこ
とで係数器をビットシフトと簡単なゲート回路と加算器
で構成することができ回路規模を極めて小さくすること
ができる。図14は本実施例の最も簡単なブロック図に
ついて説明すると、例えばフル、ズームモードではY信
号を8/17、色差信号を32/34とし図14の第一
のライン周期作成回路と係数発生回路56で動作すると
するとライン周期は34本周期で係数は最小が1/16
となる。また第二のライン周期作成回路と係数発生回路
57でワイドモードの変換を行なうとし、Y信号を8/
23、色差信号を32/46とすれば係数の最小は1/
16となる。すなわちフル、ズームモードとワイドモー
ドのY信号と色差信号は1/16から1までの可変係数
器で全て兼用できる。1/16から1までの可変係数器
は最大4ビットシフトと簡単なゲート回路と加算器で実
現できROMや乗算器が必要でなく回路規模は大幅に削
減できる。
において説明したように垂直走査線変換のモードが複数
存在しモードによりライン周期と係数発生回路を切り換
えてかつ水平方向でY信号と色差信号の垂直走査線変換
を係数を切り換えることで垂直走査線変換回路を兼用す
る場合、全ての変換の係数を2のべき乗の分数にするこ
とで係数器をビットシフトと簡単なゲート回路と加算器
で構成することができ回路規模を極めて小さくすること
ができる。図14は本実施例の最も簡単なブロック図に
ついて説明すると、例えばフル、ズームモードではY信
号を8/17、色差信号を32/34とし図14の第一
のライン周期作成回路と係数発生回路56で動作すると
するとライン周期は34本周期で係数は最小が1/16
となる。また第二のライン周期作成回路と係数発生回路
57でワイドモードの変換を行なうとし、Y信号を8/
23、色差信号を32/46とすれば係数の最小は1/
16となる。すなわちフル、ズームモードとワイドモー
ドのY信号と色差信号は1/16から1までの可変係数
器で全て兼用できる。1/16から1までの可変係数器
は最大4ビットシフトと簡単なゲート回路と加算器で実
現できROMや乗算器が必要でなく回路規模は大幅に削
減できる。
【0044】また本実施例では2線間の直線内挿で説明
したがさらに多くのラインメモリを使用すれば垂直走査
線変換による折り返し歪を削減できる。また垂直走査線
変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相に合わせて水
平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿回路と兼用で
き回路規模とラインメモリを削減することができる。
したがさらに多くのラインメモリを使用すれば垂直走査
線変換による折り返し歪を削減できる。また垂直走査線
変換回路の直線内挿時にサブサンプル位相に合わせて水
平方向の演算も同時に行なえば2次元内挿回路と兼用で
き回路規模とラインメモリを削減することができる。
【0045】実施例7.図 15は本実施例の最も簡単な垂直走査線変換回路のブ
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、58は第一フィールドの
係数発生回路、59は第二フィールドの係数発生回路、
38は可変係数器、60はライン周期作成回路、40は
タイミング信号発生回路である。図16はサンプル点の
モデルで説明したものである。
ロック図であり、図において55はMUSE信号を1ラ
イン遅延できるラインメモリ、58は第一フィールドの
係数発生回路、59は第二フィールドの係数発生回路、
38は可変係数器、60はライン周期作成回路、40は
タイミング信号発生回路である。図16はサンプル点の
モデルで説明したものである。
【0046】つぎに動作について説明する。従来のM−
Nコンバータでは厳密にフィールド間でインターレース
を合わせるため、べつの垂直走査線変換回路を用いた
り、若干の誤差を許容していた。本実施例では上述の実
施例の垂直走査線変換回路をもちいて簡単にフィールド
間のインターレースを確保することである。そのために
図15で示すようにタイミング信号発生回路40の出力
のフィールド判定信号をもちいて第一フィールドの係数
発生回路58と第二フィールドの係数発生回路59の出
力を切り換えて可変係数器38で係数を掛け直線内挿す
る。このとき本来変換の係数の1/2の係数を用い第一
フィールドの係数発生回路58で発生する係数の分子を
偶数とし第二フィールド係数発生回路59の係数をの分
子を奇数とすれば簡単にインターレースが保てる。例え
ば図16で示すようにフル、ズームモードで4/9の垂
直走査線変換をするとき最小1/4の係数で良いところ
を1/8の係数をもちい第一フィールドでは分子が偶数
すなわち1/4倍数の係数を用い、第2フィールドでは
1/8の係数を用いることでインターレースを保つこと
ができる。
Nコンバータでは厳密にフィールド間でインターレース
を合わせるため、べつの垂直走査線変換回路を用いた
り、若干の誤差を許容していた。本実施例では上述の実
施例の垂直走査線変換回路をもちいて簡単にフィールド
間のインターレースを確保することである。そのために
図15で示すようにタイミング信号発生回路40の出力
のフィールド判定信号をもちいて第一フィールドの係数
発生回路58と第二フィールドの係数発生回路59の出
力を切り換えて可変係数器38で係数を掛け直線内挿す
る。このとき本来変換の係数の1/2の係数を用い第一
フィールドの係数発生回路58で発生する係数の分子を
偶数とし第二フィールド係数発生回路59の係数をの分
子を奇数とすれば簡単にインターレースが保てる。例え
ば図16で示すようにフル、ズームモードで4/9の垂
直走査線変換をするとき最小1/4の係数で良いところ
を1/8の係数をもちい第一フィールドでは分子が偶数
すなわち1/4倍数の係数を用い、第2フィールドでは
1/8の係数を用いることでインターレースを保つこと
ができる。
【0047】実施例8.図 17は本実施例のM−Nコンバータの時間軸変換前の
ブロック図であり、図において31はMUSE信号に入
力処理を施す入力信号処理回路、62は実施例1から7
で示す垂直走査線変換回路、63は時間軸変換メモリ、
44は色差のラインメモリ、64は垂直走査線回路内の
ライン周期作成回路の出力から色差信号の遅延をコント
ロールする制御信号作成回路、65は3信号から1信号
を選択する3−1セレクターである。図18はこのタイ
ミングチャートである。
ブロック図であり、図において31はMUSE信号に入
力処理を施す入力信号処理回路、62は実施例1から7
で示す垂直走査線変換回路、63は時間軸変換メモリ、
44は色差のラインメモリ、64は垂直走査線回路内の
ライン周期作成回路の出力から色差信号の遅延をコント
ロールする制御信号作成回路、65は3信号から1信号
を選択する3−1セレクターである。図18はこのタイ
ミングチャートである。
【0048】次に動作について説明する。従来のM−N
コンバータでは、図36で示すよう時間軸変換処理用に
奇数ライン用と偶数ライン用の二つのメモリ17とさら
にワイドモードの垂直圧縮用の3個の変換メモリが必要
であった。本実施例はかかる問題点を解決するためにな
されたもので実施例1から7において説明した垂直走査
線変換回路の出力の色差信号を最大2ライン遅延させて
Y信号と色差信号を順序よく並び変えて時間軸変換メモ
リと垂直圧縮メモリを一つにしたので、回路規模が小さ
くなり、LSI化に適したシステムになる。図17のブ
ロック図に示すように実施例1から7において示す垂直
走査線変換回路62の色差出力を色差のラインメモリ4
4で2ライン遅延させその遅延前後の3信号を3−1セ
レクター65に接続する。垂直走査線変換回路62の出
力は例えば図18の最上段で示すようにY信号と色差信
号は順序よく並んではいない。これは変換の過程で例え
ば7/15や7/20の変換率で直線内挿をもちい変換
しているので全てのラインで変換処理が行なわれないた
めである。そのため最大で色差信号が2ライン先行しか
つ色差信号の出力順がかわる。このため色差信号をライ
ンメモリ44で遅延させ垂直走査線変換回路62のライ
ン周期作成回路の出力を制御信号作成回路64で2つの
色差信号それぞれの遅延を3−1セレクター65で制御
することで図18の中段のタイミングチャートで示すよ
うに並び変え、順序よく時間軸変換メモリに書き込むこ
とができる。ここでタイミングチャートの斜線部分は無
効データなので書き込まない。このように順序よくY信
号と色差信号を時間軸変換メモリ63に書き込むことで
メモリを効率的に使え、ワイドモードの時間圧縮メモリ
と兼用でき、時間軸変換メモリ63の読み込み側では、
順に読み出せば良いので回路を小さくすることができ
る。
コンバータでは、図36で示すよう時間軸変換処理用に
奇数ライン用と偶数ライン用の二つのメモリ17とさら
にワイドモードの垂直圧縮用の3個の変換メモリが必要
であった。本実施例はかかる問題点を解決するためにな
されたもので実施例1から7において説明した垂直走査
線変換回路の出力の色差信号を最大2ライン遅延させて
Y信号と色差信号を順序よく並び変えて時間軸変換メモ
リと垂直圧縮メモリを一つにしたので、回路規模が小さ
くなり、LSI化に適したシステムになる。図17のブ
ロック図に示すように実施例1から7において示す垂直
走査線変換回路62の色差出力を色差のラインメモリ4
4で2ライン遅延させその遅延前後の3信号を3−1セ
レクター65に接続する。垂直走査線変換回路62の出
力は例えば図18の最上段で示すようにY信号と色差信
号は順序よく並んではいない。これは変換の過程で例え
ば7/15や7/20の変換率で直線内挿をもちい変換
しているので全てのラインで変換処理が行なわれないた
めである。そのため最大で色差信号が2ライン先行しか
つ色差信号の出力順がかわる。このため色差信号をライ
ンメモリ44で遅延させ垂直走査線変換回路62のライ
ン周期作成回路の出力を制御信号作成回路64で2つの
色差信号それぞれの遅延を3−1セレクター65で制御
することで図18の中段のタイミングチャートで示すよ
うに並び変え、順序よく時間軸変換メモリに書き込むこ
とができる。ここでタイミングチャートの斜線部分は無
効データなので書き込まない。このように順序よくY信
号と色差信号を時間軸変換メモリ63に書き込むことで
メモリを効率的に使え、ワイドモードの時間圧縮メモリ
と兼用でき、時間軸変換メモリ63の読み込み側では、
順に読み出せば良いので回路を小さくすることができ
る。
【0049】ここでは色差信号の遅延が最大2ラインと
して説明したが、これはMUSE信号の色差信号の4ラ
イン先行の遅延との兼ね合いで変わるが最小でも2ライ
ン遅延が必要である。また図18の最下段に示すような
タイミングチャートで時間軸変換メモリ63に書き込む
ことも可能で、この形式を用いると時間軸変換後の回路
構成が簡単になる。
して説明したが、これはMUSE信号の色差信号の4ラ
イン先行の遅延との兼ね合いで変わるが最小でも2ライ
ン遅延が必要である。また図18の最下段に示すような
タイミングチャートで時間軸変換メモリ63に書き込む
ことも可能で、この形式を用いると時間軸変換後の回路
構成が簡単になる。
【0050】実施例9.図 19は本実施例のM−Nコンバータの時間軸変換前の
ブロック図であり、図において31はMUSE信号に入
力処理を施す入力信号処理回路、62は実施例1から7
において示す垂直走査線変換回路、63は時間軸変換メ
モリ、44は色差信号のラインメモリ、64は垂直走査
線変換回路内のライン周期作成回路の出力から色差信号
の遅延をコントロールする制御信号作成回路、65は3
信号から1信号を選択する3−1セレクター、66は色
信号の、時間軸を伸長する色差伸長回路、67は水平タ
イミング制御回路、68はY信号の多重用のメモリ、6
9は色差信号の多重用のメモリである。図19はこのタ
イミングチャートである。
ブロック図であり、図において31はMUSE信号に入
力処理を施す入力信号処理回路、62は実施例1から7
において示す垂直走査線変換回路、63は時間軸変換メ
モリ、44は色差信号のラインメモリ、64は垂直走査
線変換回路内のライン周期作成回路の出力から色差信号
の遅延をコントロールする制御信号作成回路、65は3
信号から1信号を選択する3−1セレクター、66は色
信号の、時間軸を伸長する色差伸長回路、67は水平タ
イミング制御回路、68はY信号の多重用のメモリ、6
9は色差信号の多重用のメモリである。図19はこのタ
イミングチャートである。
【0051】次に動作について説明する。MUSE信号
の色差信号は時間軸上で多重されていて、具体的にはY
信号の前に1/4に圧縮されて送信されてくるため、M
−Nコンバータでは受信後色差信号を4倍に伸長しなく
てはならない。従来のM−Nコンバータでは色差信号を
4倍に伸長するのに各色差毎に伸長していたので2つの
伸長用のメモリが必要であった。また実施例8において
説明したように従来のM−Nコンバータでは2つの時間
軸変換メモリと時間圧縮用のメモリが必要であった。本
実施例は係る問題点を解決するため、実施例1から7に
おいて示す垂直走査線変換回路62の出力からの色差信
号を直接に伸長することで色差伸長回路に必要なメモリ
を一つにし、色差信号のラインメモリ44を2個用いY
信号と色差信号のラインを合わせた後、Yと色差を各々
の多重用メモリ68及び69で3/2倍に伸長し、Y信
号を2個、色差信号を1個の順に2−1セレクタにより
時分割多重した後、その多重化された信号が時間軸変換
メモリ63にとりこまれる。したがいこの実施例の時分
割多重化処理はいいかえると時間圧縮用のメモリ機能を
1部果すために後続の時間軸変換後の回路を簡素化しえ
るものである。
の色差信号は時間軸上で多重されていて、具体的にはY
信号の前に1/4に圧縮されて送信されてくるため、M
−Nコンバータでは受信後色差信号を4倍に伸長しなく
てはならない。従来のM−Nコンバータでは色差信号を
4倍に伸長するのに各色差毎に伸長していたので2つの
伸長用のメモリが必要であった。また実施例8において
説明したように従来のM−Nコンバータでは2つの時間
軸変換メモリと時間圧縮用のメモリが必要であった。本
実施例は係る問題点を解決するため、実施例1から7に
おいて示す垂直走査線変換回路62の出力からの色差信
号を直接に伸長することで色差伸長回路に必要なメモリ
を一つにし、色差信号のラインメモリ44を2個用いY
信号と色差信号のラインを合わせた後、Yと色差を各々
の多重用メモリ68及び69で3/2倍に伸長し、Y信
号を2個、色差信号を1個の順に2−1セレクタにより
時分割多重した後、その多重化された信号が時間軸変換
メモリ63にとりこまれる。したがいこの実施例の時分
割多重化処理はいいかえると時間圧縮用のメモリ機能を
1部果すために後続の時間軸変換後の回路を簡素化しえ
るものである。
【0052】まず実施例1から7において示した垂直走
査線変換回路の出力は図20のいちばん上のタイミング
チャートで示すように色差信号とY信号のラインがあっ
てないがこれをまず色差信号だけを伸長用のメモリに書
き込み伸長する。伸長された色差信号を色差のラインメ
モリ44で2ライン遅延させる。この遅延前後の信号を
3−1セレクター65で制御信号作成回路64の出力で
切り替え色差を同一タイミングにした後水平タイミング
制御回路67の出力で両色差信号を時分割多重する。こ
の多重した色差信号とY信号はタイミングを図20の中
段に示す様に、Yが32.4MHZ色差がその半分の1
6.2MHZの周期に対応する時間間隔でB−Y、R−
Yが交互に並んでいる。このY信号と色差信号を多重用
メモリ68、69で3/2倍に伸長し伸長した信号を2
−1セレクター8で切り換えてYと色差信号を時分割多
重すると図20の最下段のタイミングチャートとなり2
組のY信号に1つの色差信号、別の2組のY信号に別の
色差信号という組合せの連続で多重される。1サイクル
は図からわかるようにY信号4個各色差信号1個となり
色差信号は4倍に伸長されてYと位置が合っていること
から、時間軸変換した後きわめて簡単な回路すなわちタ
イミングを合わせて抜き取るだけで多重した信号をデコ
ードでき、このとき色差の伸長も済んでいるので時間軸
変換後の回路は簡単になる。
査線変換回路の出力は図20のいちばん上のタイミング
チャートで示すように色差信号とY信号のラインがあっ
てないがこれをまず色差信号だけを伸長用のメモリに書
き込み伸長する。伸長された色差信号を色差のラインメ
モリ44で2ライン遅延させる。この遅延前後の信号を
3−1セレクター65で制御信号作成回路64の出力で
切り替え色差を同一タイミングにした後水平タイミング
制御回路67の出力で両色差信号を時分割多重する。こ
の多重した色差信号とY信号はタイミングを図20の中
段に示す様に、Yが32.4MHZ色差がその半分の1
6.2MHZの周期に対応する時間間隔でB−Y、R−
Yが交互に並んでいる。このY信号と色差信号を多重用
メモリ68、69で3/2倍に伸長し伸長した信号を2
−1セレクター8で切り換えてYと色差信号を時分割多
重すると図20の最下段のタイミングチャートとなり2
組のY信号に1つの色差信号、別の2組のY信号に別の
色差信号という組合せの連続で多重される。1サイクル
は図からわかるようにY信号4個各色差信号1個となり
色差信号は4倍に伸長されてYと位置が合っていること
から、時間軸変換した後きわめて簡単な回路すなわちタ
イミングを合わせて抜き取るだけで多重した信号をデコ
ードでき、このとき色差の伸長も済んでいるので時間軸
変換後の回路は簡単になる。
【0053】実施例10.図 21は本実施例のブロック図であり、図において31
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、72は時間軸変換後のシステムクロッ
クである14.31818MHZ(4fsc)である。
図22はMUSE信号の1フレームと変換後のNTSC
1フレームを比較したものである。図23は時間軸変換
メモリ62を説明したものであり図24は時間軸変換メ
モリのリード側で1水平期間とデータを比較したもので
ある。
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、72は時間軸変換後のシステムクロッ
クである14.31818MHZ(4fsc)である。
図22はMUSE信号の1フレームと変換後のNTSC
1フレームを比較したものである。図23は時間軸変換
メモリ62を説明したものであり図24は時間軸変換メ
モリのリード側で1水平期間とデータを比較したもので
ある。
【0054】実施例1から6において示す垂直走査線変
換回路62によりフルモードにおいてはMUSE信号の
前有効走査線が変換後のNTSCの有効走査線内に変換
され、またワイドモードにおいてもフルモードで変換さ
れることを前提に垂直方向を圧縮したので時間軸の変換
(水平方向)もMUSEの12/11を含めて真円にな
るように変換されなければならない。フル、ワイドモー
ドではNTSCの有効画面率になるように水平方向を計
算すると有効水平データ748ポイントに対し1水平の
ポイント数は910になる。しかし910ポイント、5
25本で水平のシステム周波数をNTSCクロマのサブ
キャリアの4倍にすると垂直周波数は59.94HZと
なりMUSE信号の垂直周波数60HZとはあわないた
めインターレースが保てなかったり垂直の上部がゆがん
だりする問題がある。そこで1水平のポイント数を90
9とした上でシステムクロック周波数をNTSCのクロ
マのサブキャリアの4倍にすることで、垂直周波数は限
りなく60HZに近似でき、インターレースがとれ垂直
上部曲がりは無くなる。このもようを図22に示す。左
側は、MUSEの1フレームを示し、右側は変換後の1
フレームを示す。1フレームでの変換誤差は0.01%
となり充分に実用の範囲にはいる。変換後のシステムク
ロックをNTSCクロマのサブキャリアの4倍に選んだ
ことでNTSCモニターのデジタル処理のシステムクロ
ックと同じかサブキャリアの倍数の関係にあるのでシス
テムの連結がよく、クロックの高周波信号やビート信号
による妨害の発生を抑圧することができる。
換回路62によりフルモードにおいてはMUSE信号の
前有効走査線が変換後のNTSCの有効走査線内に変換
され、またワイドモードにおいてもフルモードで変換さ
れることを前提に垂直方向を圧縮したので時間軸の変換
(水平方向)もMUSEの12/11を含めて真円にな
るように変換されなければならない。フル、ワイドモー
ドではNTSCの有効画面率になるように水平方向を計
算すると有効水平データ748ポイントに対し1水平の
ポイント数は910になる。しかし910ポイント、5
25本で水平のシステム周波数をNTSCクロマのサブ
キャリアの4倍にすると垂直周波数は59.94HZと
なりMUSE信号の垂直周波数60HZとはあわないた
めインターレースが保てなかったり垂直の上部がゆがん
だりする問題がある。そこで1水平のポイント数を90
9とした上でシステムクロック周波数をNTSCのクロ
マのサブキャリアの4倍にすることで、垂直周波数は限
りなく60HZに近似でき、インターレースがとれ垂直
上部曲がりは無くなる。このもようを図22に示す。左
側は、MUSEの1フレームを示し、右側は変換後の1
フレームを示す。1フレームでの変換誤差は0.01%
となり充分に実用の範囲にはいる。変換後のシステムク
ロックをNTSCクロマのサブキャリアの4倍に選んだ
ことでNTSCモニターのデジタル処理のシステムクロ
ックと同じかサブキャリアの倍数の関係にあるのでシス
テムの連結がよく、クロックの高周波信号やビート信号
による妨害の発生を抑圧することができる。
【0055】またシステムクロックをNTSCのクロマ
のサブキャリア(以降fscとする)の4倍に選んだこ
とから実施例8、9において示す信号多重回路70で3
2.4MHZで時間軸変換メモリに書き込まれたデータ
を読みだすのには、図23で示すように4倍のfscす
なわち14.31818MHZの倍の周波数の28.6
3636MHZ(8fsc)のクロックで読みだす必要
がある。書き込まれた1水平分のデータは図24の上段
に示す様に1124ポイントあり、1水平909ポイン
トでは読み出すことができないので、クロックを例えば
倍にし、1水平を1818にして読みだし、読みだした
データをシステムクロックに変換することで時間軸変換
を行なうことができる。
のサブキャリア(以降fscとする)の4倍に選んだこ
とから実施例8、9において示す信号多重回路70で3
2.4MHZで時間軸変換メモリに書き込まれたデータ
を読みだすのには、図23で示すように4倍のfscす
なわち14.31818MHZの倍の周波数の28.6
3636MHZ(8fsc)のクロックで読みだす必要
がある。書き込まれた1水平分のデータは図24の上段
に示す様に1124ポイントあり、1水平909ポイン
トでは読み出すことができないので、クロックを例えば
倍にし、1水平を1818にして読みだし、読みだした
データをシステムクロックに変換することで時間軸変換
を行なうことができる。
【0056】実施例11.図 25は本実施例のブロック図であり、図において31
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、73は時間軸変換後のシステムクロッ
クである10.738635MHZ(3fsc)であ
る。図26はズームモード時の1水平の総ポイント数と
有効ポイント数の図であり、図27はズームモード時の
時間軸変換メモリ62を説明したものである。
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、73は時間軸変換後のシステムクロッ
クである10.738635MHZ(3fsc)であ
る。図26はズームモード時の1水平の総ポイント数と
有効ポイント数の図であり、図27はズームモード時の
時間軸変換メモリ62を説明したものである。
【0057】次に動作について説明する。ズームモード
はMUSE信号を実施例1から7において示す垂直走査
線変換回路62で全有効走査線をNTSCの有効走査線
483に変換したことから4:3のNTSCのモニター
で真円率を保つためには水平方向を4/3倍にしなけれ
ばならない。そこで実施例10において示すようにフ
ル、ワイドモードを1水平の総ポイント数を909、シ
ステム周波数を14.31818MHZに選択した場
合、ズームモードにおいては真円率を保つためにシステ
ムクロックを3/4倍すなわちNTSCのクロマのサブ
キャリアの3倍の10.738635NHZにすればよ
い。このとき図26で示すように1水平の総ポイントは
682ポイントとなり、有効な水平のデータは561と
なる。これはフル、ワイドモードの水平のポイントの3
/4になる。ズームモードでは有効なデータが561ポ
イントとなりフル、ズームに比べて少なくなるので、時
間軸変換メモリ63の書き込み側でデータを水平方向の
両側か片側を欠落しても良いが、書き込みはフル、ワイ
ドモードと同様に全データを書き込み読み出し時に範囲
を指定し読み出せば良く、このようにすれば例えばメモ
リの書き込みを止め画面を静止したときでも全データを
ユーザーが選択することができる。また時間軸変換メモ
リ63の読みだしのクロックは実施例8、9において示
す多重回路70で多重して書き込まれているのでY信号
のデータと両色差信号のデータを1水平期間中に読み出
すにはシステムクロックの倍のクロックが必要で図27
で示すようにNTSCのクロマのサブキャリアの6倍ク
ロック21.47727NHZか必要となる。このよう
にシステムクロックを実施例10と同じようにNTSC
のクロマのサブキャリアの倍数に選んだことからM−N
コンバータ後のシステムとの連結が良く、クロックの高
調波信号やビート信号による妨害の発生を抑圧すること
ができる。
はMUSE信号を実施例1から7において示す垂直走査
線変換回路62で全有効走査線をNTSCの有効走査線
483に変換したことから4:3のNTSCのモニター
で真円率を保つためには水平方向を4/3倍にしなけれ
ばならない。そこで実施例10において示すようにフ
ル、ワイドモードを1水平の総ポイント数を909、シ
ステム周波数を14.31818MHZに選択した場
合、ズームモードにおいては真円率を保つためにシステ
ムクロックを3/4倍すなわちNTSCのクロマのサブ
キャリアの3倍の10.738635NHZにすればよ
い。このとき図26で示すように1水平の総ポイントは
682ポイントとなり、有効な水平のデータは561と
なる。これはフル、ワイドモードの水平のポイントの3
/4になる。ズームモードでは有効なデータが561ポ
イントとなりフル、ズームに比べて少なくなるので、時
間軸変換メモリ63の書き込み側でデータを水平方向の
両側か片側を欠落しても良いが、書き込みはフル、ワイ
ドモードと同様に全データを書き込み読み出し時に範囲
を指定し読み出せば良く、このようにすれば例えばメモ
リの書き込みを止め画面を静止したときでも全データを
ユーザーが選択することができる。また時間軸変換メモ
リ63の読みだしのクロックは実施例8、9において示
す多重回路70で多重して書き込まれているのでY信号
のデータと両色差信号のデータを1水平期間中に読み出
すにはシステムクロックの倍のクロックが必要で図27
で示すようにNTSCのクロマのサブキャリアの6倍ク
ロック21.47727NHZか必要となる。このよう
にシステムクロックを実施例10と同じようにNTSC
のクロマのサブキャリアの倍数に選んだことからM−N
コンバータ後のシステムとの連結が良く、クロックの高
調波信号やビート信号による妨害の発生を抑圧すること
ができる。
【0058】実施例12.図 28は本実施例のブロック図であり、図において31
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、72は時間軸変換後のシステムクロッ
クである14.31818MHZ(4fsc)、73は
時間軸変換後のシステムクロックである10.7386
35MHZ(3fsc)、74は時間軸変換後のクロッ
クの発生器である85.90908MHZ(24fs
c)発振器である。図29は本実施例の別の例を示すブ
ロック図であり、図28より多重回路70を除去し、Y
信号の時間軸変換メモリ75と色差用信号時間軸変換メ
モリ76を用い、時間軸変換後のクロックの発生器を4
2.95454MHZ発振器77をもちいたものであ
る。
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、71は画像処理回路を含む時間軸変
換後の処理回路、72は時間軸変換後のシステムクロッ
クである14.31818MHZ(4fsc)、73は
時間軸変換後のシステムクロックである10.7386
35MHZ(3fsc)、74は時間軸変換後のクロッ
クの発生器である85.90908MHZ(24fs
c)発振器である。図29は本実施例の別の例を示すブ
ロック図であり、図28より多重回路70を除去し、Y
信号の時間軸変換メモリ75と色差用信号時間軸変換メ
モリ76を用い、時間軸変換後のクロックの発生器を4
2.95454MHZ発振器77をもちいたものであ
る。
【0059】次に動作について説明する。フル、ワイド
モードとズームモードでは真円率を保つため実施例1
0、11において説明したように別々のクロックが必要
である。そのため従来のM−Nコンバータでは二つのシ
ステムクロックを発振器で発生しこれを切り換えて対応
していた。本実施例では実施例10、11において示す
フル、ワイドモードのシステムクロックである14.3
1818MHZ(4fsc)とズームモードのシステム
クロックである10.738635MHZ(3fsc)
の公倍数のクロックを発振器で発振しこれを分周しシス
テムクロックとする。図28のブロックの場合は実施例
8、9で示す信号多重回路70を用いているので時間軸
変換メモリの読み出しクロックにフル、ワイドモードで
は28.63636MHZ(8fsc)とズームモード
では21.47727MHZ(6fsc)が必要である
から両者の最小公倍数である24fscすなわち85.
90908MHZを発振し分周しシステムクロックにし
てモードにより切り換えるかモードにより分周比を切り
換えてシステムクロックにする。また図29のブロック
ではY信号の時間軸変換メモリ75と色差信号の時間軸
変換メモリ76を用いているので時間軸変換メモリの読
み出しクロックはシステムクロックと同じなので両シス
テムクロックの最小公倍数である42.95454MH
Z(12fsc)の発振器で発振しこれを分周し切り換
えるかまたは分周比を切り換えてシステムクロックるす
る。このように構成したので発振器は一つで良くMUS
E信号のクロックである32.4MHZとPLLをかけ
るときのVCXOは一つで良くなる。
モードとズームモードでは真円率を保つため実施例1
0、11において説明したように別々のクロックが必要
である。そのため従来のM−Nコンバータでは二つのシ
ステムクロックを発振器で発生しこれを切り換えて対応
していた。本実施例では実施例10、11において示す
フル、ワイドモードのシステムクロックである14.3
1818MHZ(4fsc)とズームモードのシステム
クロックである10.738635MHZ(3fsc)
の公倍数のクロックを発振器で発振しこれを分周しシス
テムクロックとする。図28のブロックの場合は実施例
8、9で示す信号多重回路70を用いているので時間軸
変換メモリの読み出しクロックにフル、ワイドモードで
は28.63636MHZ(8fsc)とズームモード
では21.47727MHZ(6fsc)が必要である
から両者の最小公倍数である24fscすなわち85.
90908MHZを発振し分周しシステムクロックにし
てモードにより切り換えるかモードにより分周比を切り
換えてシステムクロックにする。また図29のブロック
ではY信号の時間軸変換メモリ75と色差信号の時間軸
変換メモリ76を用いているので時間軸変換メモリの読
み出しクロックはシステムクロックと同じなので両シス
テムクロックの最小公倍数である42.95454MH
Z(12fsc)の発振器で発振しこれを分周し切り換
えるかまたは分周比を切り換えてシステムクロックるす
る。このように構成したので発振器は一つで良くMUS
E信号のクロックである32.4MHZとPLLをかけ
るときのVCXOは一つで良くなる。
【0060】実施例13.図 30は本実施例のブロック図であり、図において31
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、78は多重回路70で多重した信号
をY信号と色差信号に分離する信号分離回路、79は多
重した信号を分離するとともにY信号、色差信号ともに
3つのデータから4つのデータを作成する信号分離と3
−4データ変換回路、36は画像処理回路、51はモー
ド切り替えスイッチ、72は時間軸変換後のシステムク
ロックである14.31818MHZ(4fsc)であ
る。図31は3−4データ変換回路の動作を示すサンプ
ル点のモデルである。
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、78は多重回路70で多重した信号
をY信号と色差信号に分離する信号分離回路、79は多
重した信号を分離するとともにY信号、色差信号ともに
3つのデータから4つのデータを作成する信号分離と3
−4データ変換回路、36は画像処理回路、51はモー
ド切り替えスイッチ、72は時間軸変換後のシステムク
ロックである14.31818MHZ(4fsc)であ
る。図31は3−4データ変換回路の動作を示すサンプ
ル点のモデルである。
【0061】次に動作について説明する。従来のM−N
コンバータではフル、ワイドモードとズームモードを切
り換えて使用する際、時間軸変換後のシステムクロック
を切り換えて実現していた。本実施例はかかる問題点を
解決するためになされたものでフル、ワイドモードとズ
ームモードで信号処理を変え、特にズームモードでは3
個のデータを隣接する数点の直線内挿で4個のデータを
作成することでズームモードでの水平方向の拡大を行い
システムクロックを一つにしている。図30は本実施例
のブロック図であるが、入力信号処理回路31で入力処
理され垂直走査線変換回路62で走査線をモードに合わ
せて変換し時間軸変換メモリ63に書き込まれる。ここ
でフル、ワイドモードはシステムクロック14.318
18MHZ(4fsc)72で動作する信号多重分離回
路78でY信号と色差信号に分離される。ズームモード
はこれとは別の信号経路をたどり信号分離と3−4デー
タ変換回路79で処理される。この3−4データ変換処
理回路79は図31で示すように例えばYなら時間軸変
換メモリ63から読み出されるズームモードのデータ5
61ポイントから748ポイントのデータを直線内挿に
よって作り出す。ズームモードは実施例11において説
明した様に真円率を保つため水平方向に4/3倍しなく
てはならずこのため従来の方式ではシステムクロックを
3/4倍して水平方向に拡大していたが本実施例では3
個のデータを隣接する数点の直接内挿で4個のデータに
し水平方向を4/3倍し真円率を保っている。3−4デ
ータ変換回路79の出力と信号分離回路78の出力をモ
ードに応じて切り換えることでモード切り替えができ単
一のクロックでシステムを動作させることができる。こ
のように構成することでシステムクロックは単一の1
4.31818MHZ(4fsc)になり、発振器も一
つで良くまたシステムクロックが単一でかつクロマのサ
ブキャリアの4倍であることからM−Nコンバータ次段
に接続されるNTSCの信号処理とのシステムの整合が
良くデジタル結合も簡単に行なうことができ、妨害の発
生も抑圧することができる。
コンバータではフル、ワイドモードとズームモードを切
り換えて使用する際、時間軸変換後のシステムクロック
を切り換えて実現していた。本実施例はかかる問題点を
解決するためになされたものでフル、ワイドモードとズ
ームモードで信号処理を変え、特にズームモードでは3
個のデータを隣接する数点の直線内挿で4個のデータを
作成することでズームモードでの水平方向の拡大を行い
システムクロックを一つにしている。図30は本実施例
のブロック図であるが、入力信号処理回路31で入力処
理され垂直走査線変換回路62で走査線をモードに合わ
せて変換し時間軸変換メモリ63に書き込まれる。ここ
でフル、ワイドモードはシステムクロック14.318
18MHZ(4fsc)72で動作する信号多重分離回
路78でY信号と色差信号に分離される。ズームモード
はこれとは別の信号経路をたどり信号分離と3−4デー
タ変換回路79で処理される。この3−4データ変換処
理回路79は図31で示すように例えばYなら時間軸変
換メモリ63から読み出されるズームモードのデータ5
61ポイントから748ポイントのデータを直線内挿に
よって作り出す。ズームモードは実施例11において説
明した様に真円率を保つため水平方向に4/3倍しなく
てはならずこのため従来の方式ではシステムクロックを
3/4倍して水平方向に拡大していたが本実施例では3
個のデータを隣接する数点の直接内挿で4個のデータに
し水平方向を4/3倍し真円率を保っている。3−4デ
ータ変換回路79の出力と信号分離回路78の出力をモ
ードに応じて切り換えることでモード切り替えができ単
一のクロックでシステムを動作させることができる。こ
のように構成することでシステムクロックは単一の1
4.31818MHZ(4fsc)になり、発振器も一
つで良くまたシステムクロックが単一でかつクロマのサ
ブキャリアの4倍であることからM−Nコンバータ次段
に接続されるNTSCの信号処理とのシステムの整合が
良くデジタル結合も簡単に行なうことができ、妨害の発
生も抑圧することができる。
【0062】また図31は最も簡単な2点間の直接内挿
で3ポイントのデータから4ポイントのデータをつくり
だしているがより多くの点を用い複雑な係数を用いる直
線内挿を行なえば直線内挿による周波数特性の劣化を防
ぐことができる。本実施例ではフル、ワイド、ズームの
3モードを単一のシステムクロックで動作させるためズ
ームモード時の3−4データ変換について説明したが例
えば水平方向を8/7程度に拡大する方式においても直
線内挿で7個のデータから8個のデータを作成すること
で直線内挿の回路を変更することで単一のシステムクロ
ックで水平の拡大を実現できる。
で3ポイントのデータから4ポイントのデータをつくり
だしているがより多くの点を用い複雑な係数を用いる直
線内挿を行なえば直線内挿による周波数特性の劣化を防
ぐことができる。本実施例ではフル、ワイド、ズームの
3モードを単一のシステムクロックで動作させるためズ
ームモード時の3−4データ変換について説明したが例
えば水平方向を8/7程度に拡大する方式においても直
線内挿で7個のデータから8個のデータを作成すること
で直線内挿の回路を変更することで単一のシステムクロ
ックで水平の拡大を実現できる。
【0063】実施例14.図 32は本実施例のブロック図であり、実施例13にお
ける図30のブロック図の信号分離と3−4データ変換
回路79と直列に水平高域成分補償回路80を追加した
ものである。
ける図30のブロック図の信号分離と3−4データ変換
回路79と直列に水平高域成分補償回路80を追加した
ものである。
【0064】次に動作について説明する。実施例13に
おいて説明したズームモードでは、信号分離と3−4デ
ータ変換回路で3個のデータから直線内挿し4個のデー
タに変換して水平方向を拡大し真円率を保ちシステムク
ロックを単一とする方式では3個のデータを直線内挿す
る際水平周波数特性が劣化する。これを補償するため多
点で複雑な係数を用いる直線内挿を行なう方式があるが
回路規模が大きくなる。そこできわめて簡単な直線内挿
例えば実施例13の図31で示すような2点間の直線内
挿で3−4データ変換をおこない、直列に水平高域成分
補償回路80を挿入する。この様に構成することで複雑
な直線内挿で高域成分を補償していたのを簡単な直線内
挿と簡単な高域成分補償回路で置き換えることができ回
路規模の増大を抑制することができる。また本実施例の
ブロック図では水平高域成分補償回路として別にもうけ
たがこの後に接続される画像処理回路36の輪郭補正回
路と水平高域成分補償回路を兼用することもできる。こ
の場合他のモード(フル、ワイド)とは輪郭補正のゲイ
ンを可変することでズームモードでの高域成分の補償に
対応できる。
おいて説明したズームモードでは、信号分離と3−4デ
ータ変換回路で3個のデータから直線内挿し4個のデー
タに変換して水平方向を拡大し真円率を保ちシステムク
ロックを単一とする方式では3個のデータを直線内挿す
る際水平周波数特性が劣化する。これを補償するため多
点で複雑な係数を用いる直線内挿を行なう方式があるが
回路規模が大きくなる。そこできわめて簡単な直線内挿
例えば実施例13の図31で示すような2点間の直線内
挿で3−4データ変換をおこない、直列に水平高域成分
補償回路80を挿入する。この様に構成することで複雑
な直線内挿で高域成分を補償していたのを簡単な直線内
挿と簡単な高域成分補償回路で置き換えることができ回
路規模の増大を抑制することができる。また本実施例の
ブロック図では水平高域成分補償回路として別にもうけ
たがこの後に接続される画像処理回路36の輪郭補正回
路と水平高域成分補償回路を兼用することもできる。こ
の場合他のモード(フル、ワイド)とは輪郭補正のゲイ
ンを可変することでズームモードでの高域成分の補償に
対応できる。
【0065】実施例15.図 33は本実施例のブロック図であり、実施例14にお
ける図32のブロック図の信号多重回路が実施例9にお
いて示す信号多重回路に変更したものである。また図3
4は本実施例のタイミングチャートである。
ける図32のブロック図の信号多重回路が実施例9にお
いて示す信号多重回路に変更したものである。また図3
4は本実施例のタイミングチャートである。
【0066】ズームモードにおいて実施例13において
示す3−4データ変換回路79を用いて時間軸変換後の
システムクロックを単一にする場合、時間軸変換メモリ
63で1水平で有効データが681である必要がありこ
れを最も簡単に実現するには時間軸変換メモリ63の入
力で1水平の有効データ748ポイントのうち681ポ
イントのみを書き込み時間軸変換メモリ63から読み出
すとき3個のデータを読みだし1個読みだしを休むこと
で実現できる。この例は時間軸変換メモリ63を実施例
8で示す多重回路で多重して書き込むときこの方法で実
現できる。しかしこの方式では画面を書き込みを停止し
静止状態にした時、ズームモードの位置をかえることが
できない。本実施例ではかかる問題点を解決するため、
時間軸変換メモリの書き込みを実施例9で示す多重回路
で水平方向の全データを書き込み、読み出し時図34の
タイミングチャートで示す様に16サイクルで9個のデ
ータを681ポイント読み出し、余分なデータをブラン
キング期間にまとめて読み出すことで静止状態でも読み
出し位置を水平方向で可変することでズームモードの出
力範囲を可変することができる。ここで16サイクルで
9個のデータを読み出すには図34のタイミングチャー
トで示すように時間軸変換メモリ63のリードイネーブ
ルをコントロールすることで簡単に実現することができ
る。
示す3−4データ変換回路79を用いて時間軸変換後の
システムクロックを単一にする場合、時間軸変換メモリ
63で1水平で有効データが681である必要がありこ
れを最も簡単に実現するには時間軸変換メモリ63の入
力で1水平の有効データ748ポイントのうち681ポ
イントのみを書き込み時間軸変換メモリ63から読み出
すとき3個のデータを読みだし1個読みだしを休むこと
で実現できる。この例は時間軸変換メモリ63を実施例
8で示す多重回路で多重して書き込むときこの方法で実
現できる。しかしこの方式では画面を書き込みを停止し
静止状態にした時、ズームモードの位置をかえることが
できない。本実施例ではかかる問題点を解決するため、
時間軸変換メモリの書き込みを実施例9で示す多重回路
で水平方向の全データを書き込み、読み出し時図34の
タイミングチャートで示す様に16サイクルで9個のデ
ータを681ポイント読み出し、余分なデータをブラン
キング期間にまとめて読み出すことで静止状態でも読み
出し位置を水平方向で可変することでズームモードの出
力範囲を可変することができる。ここで16サイクルで
9個のデータを読み出すには図34のタイミングチャー
トで示すように時間軸変換メモリ63のリードイネーブ
ルをコントロールすることで簡単に実現することができ
る。
【0067】実施例16.図 35は本実施例のブロック図であり、図において31
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、82は実施例10から15で示す時
間軸変換にともなう信号処理回路、36は画像処理回
路、83は画像処理回路36内のYの直線性を改善する
非直線補正ROM、84は画像処理回路36内の輪郭補
正やブランキング処理を行なうYの画像処理回路、85
は画像処理回路36内の色差の伝送逆ガンマ補正RO
M、86は画像処理回路36内の輪郭補正やブランキン
グ処理を行なう色差の画像処理回路、51はモード切り
替えスイッチ、72は時間軸変換後のシステムクロック
である14.31818MHZ(4fsc)である。
はMUSE信号に入力処理を施す入力信号処理回路、6
2は実施例1から7において示す垂直走査線変換回路、
63は時間軸変換メモリ、70は実施例8、9において
示す信号多重回路、82は実施例10から15で示す時
間軸変換にともなう信号処理回路、36は画像処理回
路、83は画像処理回路36内のYの直線性を改善する
非直線補正ROM、84は画像処理回路36内の輪郭補
正やブランキング処理を行なうYの画像処理回路、85
は画像処理回路36内の色差の伝送逆ガンマ補正RO
M、86は画像処理回路36内の輪郭補正やブランキン
グ処理を行なう色差の画像処理回路、51はモード切り
替えスイッチ、72は時間軸変換後のシステムクロック
である14.31818MHZ(4fsc)である。
【0068】次に動作について説明する。従来のM−N
コンバータではMUSE信号がカメラの逆ガンマと伝送
ガンマの特性を近似させほぼリニアな特性であるため伝
送逆ガンマやディスプレイガンマは回路規模縮小のため
採用していなかった。またC信号の伝送逆ガンマに関し
ては理論的に簡単に入りかつ効果があるのでこれをRO
Mや演算回路で実現することもあった。(参考文献:M
USE−ハイビジョン伝送方式、電子情報通信学会編)
しかしY信号については伝送逆ガンマをかけた後R、
G、Bにもどしディスプレイガンマをかけねばならず
R、G、B信号を再びY信号や色差信号にすることは回
路規模が増大するために行なわれず、送信側の逆ガン
マ、伝送ガンマの差の分だけYの階調特性は損なわれて
いた。本実施例はかかる問題点を解決するため、Y信号
の伝送逆ガンマとディスプレイガンマを併せて近似した
特性をROMまたは演算回路で用意しY信号にかけるこ
とでY信号の階調特性を改善するものである。図35で
示すように時間軸変換に伴う信号処理回路82のY出力
に予め計算したY伝送逆ガンマとディスプレイガンマを
併せて近似したYの非直線補正ROMを挿入することに
よりY信号の階調特性を改善している。このROMは理
論的に正確なものはできないので、例えばYの直線性を
意識的に可変し画面上で見た目の効果を与えるような非
直線な特性を用意し切り換えて用いることもできる。以
上のように構成したので回路規模を少し増やすだけでY
信号の階調特性を改善することができる。
コンバータではMUSE信号がカメラの逆ガンマと伝送
ガンマの特性を近似させほぼリニアな特性であるため伝
送逆ガンマやディスプレイガンマは回路規模縮小のため
採用していなかった。またC信号の伝送逆ガンマに関し
ては理論的に簡単に入りかつ効果があるのでこれをRO
Mや演算回路で実現することもあった。(参考文献:M
USE−ハイビジョン伝送方式、電子情報通信学会編)
しかしY信号については伝送逆ガンマをかけた後R、
G、Bにもどしディスプレイガンマをかけねばならず
R、G、B信号を再びY信号や色差信号にすることは回
路規模が増大するために行なわれず、送信側の逆ガン
マ、伝送ガンマの差の分だけYの階調特性は損なわれて
いた。本実施例はかかる問題点を解決するため、Y信号
の伝送逆ガンマとディスプレイガンマを併せて近似した
特性をROMまたは演算回路で用意しY信号にかけるこ
とでY信号の階調特性を改善するものである。図35で
示すように時間軸変換に伴う信号処理回路82のY出力
に予め計算したY伝送逆ガンマとディスプレイガンマを
併せて近似したYの非直線補正ROMを挿入することに
よりY信号の階調特性を改善している。このROMは理
論的に正確なものはできないので、例えばYの直線性を
意識的に可変し画面上で見た目の効果を与えるような非
直線な特性を用意し切り換えて用いることもできる。以
上のように構成したので回路規模を少し増やすだけでY
信号の階調特性を改善することができる。
【0069】
【発明の効果】この発明による請求項1に記載のMUS
E−NTSCダウンコンバータは、表示態様に対応する
周期信号に基づいて、変換周期毎に変換されるMUSE
方式の各有効ラインに乗じる所定の重み係数を生成し、
各重み係数を乗じた、MUSE方式の隣接する2本の有
効走査線を加算することにより表示態様に対応するライ
ン数の有効走査線を生成するので、MUSE方式の画像
信号をNTSC方式の複数の表示態様に対応する画像信
号に変換することができる。また、請求項2に記載のM
USE−NTSCダウンコンバータは、各重み係数をそ
れぞれ2の分数のべき数に基づいて生成するので、各重
み係数を容易に生成することができる。また、請求項5
に記載のMUSE−NTSCダウンコンバータは、ズー
ムモードの表示態様に対応する有効走査線の水平ドット
数を隣接する3ポイントのデータに基づいて4ポイント
のデータを生成する直線内挿により748ポイントとす
るのでフルモード、ワイドモード、およびズームモード
の表示態様を単一のクロックにより実現することができ
る。
E−NTSCダウンコンバータは、表示態様に対応する
周期信号に基づいて、変換周期毎に変換されるMUSE
方式の各有効ラインに乗じる所定の重み係数を生成し、
各重み係数を乗じた、MUSE方式の隣接する2本の有
効走査線を加算することにより表示態様に対応するライ
ン数の有効走査線を生成するので、MUSE方式の画像
信号をNTSC方式の複数の表示態様に対応する画像信
号に変換することができる。また、請求項2に記載のM
USE−NTSCダウンコンバータは、各重み係数をそ
れぞれ2の分数のべき数に基づいて生成するので、各重
み係数を容易に生成することができる。また、請求項5
に記載のMUSE−NTSCダウンコンバータは、ズー
ムモードの表示態様に対応する有効走査線の水平ドット
数を隣接する3ポイントのデータに基づいて4ポイント
のデータを生成する直線内挿により748ポイントとす
るのでフルモード、ワイドモード、およびズームモード
の表示態様を単一のクロックにより実現することができ
る。
【図1】 この発明の一実施例によるM−Nコンバータ
のブロック図である。
のブロック図である。
【図2】 この発明の一実施例による垂直走査線変換の
周辺ブロック図である。
周辺ブロック図である。
【図3】 この発明の一実施例による垂直走査線変換の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図4】 この発明のこの実施例(図2)のサンプル点
のモデルである。
のモデルである。
【図5】 この発明のこの実施例(図3)のサンプル点
のモデルである。
のモデルである。
【図6】 この発明の一実施例による垂直走査線変換の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図7】 この発明のこの実施例のサンプル点のモデル
である。
である。
【図8】 この発明の一実施例による垂直走査線変換の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図9】 この発明のこの実施例のサンプル点のモデル
である。
である。
【図10】 この発明の一実施例による垂直走査線変換
のブロック図である。
のブロック図である。
【図11】 この発明のこの実施例のサンプル点のモデ
ルである。
ルである。
【図12】 この発明の一実施例による垂直走査線変換
のブロック図である。
のブロック図である。
【図13】 この発明のこの実施例のサンプル点のモデ
ルである。
ルである。
【図14】 この発明の一実施例による垂直走査線変換
のブロック図である。
のブロック図である。
【図15】 この発明の一実施例による垂直走査線変換
のブロック図である。
のブロック図である。
【図16】 この発明のこの実施例のサンプル点のモデ
ルである。
ルである。
【図17】 この発明の一実施例による信号多重回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図18】 この発明のこの実施例のタイミングチャー
トである。
トである。
【図19】 この発明の一実施例による信号多重回路の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図20】 この発明のこの実施例のタイミングチャー
トである。
トである。
【図21】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図22】 この発明のこの実施例MUSE信号の1フ
レームと変換後のNTSC信号の1フレームとを比較し
たものである。
レームと変換後のNTSC信号の1フレームとを比較し
たものである。
【図23】 この発明のこの実施例による時間軸変換メ
モリのブロック図である。
モリのブロック図である。
【図24】 この発明のこの実施例の時間軸変換のタイ
ミングチャートである。
ミングチャートである。
【図25】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図26】 この発明のこの実施例のタイミングチャー
トである。
トである。
【図27】 この発明のこの実施例による時間軸変換メ
モリのブロック図である。
モリのブロック図である。
【図28】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図29】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図30】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図31】 この発明のこの実施例の3−4データ変換
のサンプル点のモデルである。
のサンプル点のモデルである。
【図32】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図33】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図34】 この発明のこの実施例のタイミングチャー
トである。
トである。
【図35】 この発明の一実施例によるM−Nコンバー
タのブロック図である。
タのブロック図である。
【図36】 従来例によるM−Nコンバータのブロック
図である。
図である。
【図37】 従来例による時間軸変換のブロック図であ
る。
る。
【図38】 従来例による走査線変換のブロック図であ
る。
る。
【図39】 従来例による走査線変換のサンプル点のモ
デルである。
デルである。
【図40】 従来例によるワイドモードの走査線変換の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図41】 従来例によるワイドモードの走査線変換の
サンプル点のモデルである。
サンプル点のモデルである。
1 入力信号処理回路 2 時間軸変換処理回路 3 信号分離回路 4 Yの垂直走査線変換回路 5 時間伸長回路 6 色差の垂直フィルタ 7 垂直圧縮回路 8 2−1セレクター 9 画像処理回路 10 D/A変換器 12 16.2MHZ発振器 13 14.742MHZ発振器 14 10.08MHZ発振器 16 ライン判定回路 17 時間軸変換メモリ 18 固定係数器 19 加算器 20 ラインメモリ 21 垂直圧縮メモリ 31 入力信号処理回路 32 垂直走査線変換回路 33 係数発生回路 34 ライン周期作成回路 35 時間軸変換処理回路 36 画像処理回路 37 ラインメモリ 38 可変係数器 39 係数発生ROM 40 タイミング信号発生回路 41 Yのラインメモリ 42 2のべき乗の分数の可変係数器 43 変換ラインの2倍より多い奇数のライン周期作成
回路 44 色差のラインメモリ 45 Yの1/2の分数の可変係数器 46 Yの2倍のライン周期作成回路 47 第一係数発生回路 48 第一ライン周期作成回路 49 第二係数発生回路 50 第二ライン周期作成回路 51 モード切り換えスイッチ 52 Yの係数発生回路 53 色差の係数発生回路 54 色差のライン周期作成回路 55 ラインメモリ 56 第一のライン周期作成回路と係数発生回路 57 第二のライン周期作成回路と係数発生回路 58 第一フィールド係数発生回路 59 第二フィールド係数発生回路 60 ライン周期作成回路 62 垂直走査線変換回路 63 時間軸変換メモリ 64 制御信号作成回路 65 3−1セレクター 66 色差伸長回路 67 水平タイミング制御回路 68 Yの多重用メモリ 69 色差の多重用メモリ 70 信号多重回路 71 時間軸変換後の処理回路 72 システムクロック14.31818MHZ 73 システムクロック10.738635MHZ 74 85.90908MHZ発振器 75 Y用時間軸変換メモリ 76 色差用時間軸変換メモリ 77 42.95454MHZ発振器 78 信号分離回路 79 信号分離と3−4データ変換回路 80 水平高域成分補償回路 81 信号多重回路 82 時間軸変換に伴う信号処理回路 83 Yの非直線補正ROM 84 Yの画像処理回路 85 色差の伝送逆ガンマROM 86 色差の画像処理回路
回路 44 色差のラインメモリ 45 Yの1/2の分数の可変係数器 46 Yの2倍のライン周期作成回路 47 第一係数発生回路 48 第一ライン周期作成回路 49 第二係数発生回路 50 第二ライン周期作成回路 51 モード切り換えスイッチ 52 Yの係数発生回路 53 色差の係数発生回路 54 色差のライン周期作成回路 55 ラインメモリ 56 第一のライン周期作成回路と係数発生回路 57 第二のライン周期作成回路と係数発生回路 58 第一フィールド係数発生回路 59 第二フィールド係数発生回路 60 ライン周期作成回路 62 垂直走査線変換回路 63 時間軸変換メモリ 64 制御信号作成回路 65 3−1セレクター 66 色差伸長回路 67 水平タイミング制御回路 68 Yの多重用メモリ 69 色差の多重用メモリ 70 信号多重回路 71 時間軸変換後の処理回路 72 システムクロック14.31818MHZ 73 システムクロック10.738635MHZ 74 85.90908MHZ発振器 75 Y用時間軸変換メモリ 76 色差用時間軸変換メモリ 77 42.95454MHZ発振器 78 信号分離回路 79 信号分離と3−4データ変換回路 80 水平高域成分補償回路 81 信号多重回路 82 時間軸変換に伴う信号処理回路 83 Yの非直線補正ROM 84 Yの画像処理回路 85 色差の伝送逆ガンマROM 86 色差の画像処理回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 玉木 茂弘 伊丹市瑞原4丁目1番地 三菱電機株式 会社 北伊丹製作所内 (56)参考文献 特開 平3−104392(JP,A) 特開 平4−159888(JP,A) 特開 平5−103305(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04N 7/01
Claims (6)
- 【請求項1】 MUSE方式の有効走査線を一定ライン
数毎に所定のライン数に変換することにより前記MUS
E方式の画像信号をNTSC方式の複数の表示態様に対
応する画像信号に変換するMUSE−NTSCダウンコ
ンバータであって、 前記一定ライン数を変換周期とした前記表示態様に対応
する周期信号を出力する手段と、 前記周期信号に基づいて、前記変換周期毎に変換される
前記MUSE方式の各有効ラインに乗じる所定の重み係
数を生成する手段と、 前記各重み係数を乗じた、前記MUSE方式の第1の有
効走査線および前記第1の有効走査線に隣接する第2の
有効走査線を加算することにより前記表示態様に対応す
るライン数の有効走査線を生成する手段とを備えたこと
を特徴とするMUSE−NTSCダウンコンバータ。 - 【請求項2】 変換周期毎に生成される有効走査線の数
を2のべき数とし、前記変換周期を前記2のべき数の2
倍より大きい奇数により近似すると共に、各重み係数を
それぞれ2の分数のべき数に基づいて生成することを特
徴とする請求項1に記載のMUSE−NTSCダウンコ
ンバータ。 - 【請求項3】 分母の値を変換周期毎に生成される有効
走査線の数として、分子の値が偶数となる重み係数を用
いてNTSC方式の偶数フィールドの有効走査線を生成
し、前記分子の値が奇数となる重み係数を用いて前記N
TSC方式の奇数フィールドの有効走査線を生成するこ
とを特徴とすることを特徴とする請求項2に記載のMU
SE−NTSCダウンコンバータ。 - 【請求項4】 フルモードおよびワイドモードの表示態
様に対応する有効走査線の水平ドット数および水平周波
数を、それぞれ909ポイントおよび14.31818
MHzとすることにより垂直周波数を60Hzに近似す
ることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載
のMUSE−NTSCダウンコンバータ。 - 【請求項5】 フルモードおよびワイドモードの表示態
様に対応する有効走査線の水平ドット数を909ポイン
トとし、ズームモードの表示態様に対応する有効走査線
の水平ドット数を隣接する3ポイントのデータに基づい
て4ポイントのデータを生成する直線内挿により748
ポイントとし、前記各表示態様における水平周波数を1
4.31818MHzとすることにより垂直周波数を6
0Hzに近似することを特徴とする請求項1〜3のいず
れか1項に記載のMUSE−NTSCダウンコンバー
タ。 - 【請求項6】 ズームモードの表示態様に対応する有効
走査線の水平ドット数および水平周波数を、それぞれ6
82ポイントおよび10.738635MHzとしたこ
とを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載のM
USE−NTSCダウンコンバータ。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17140293A JP3353396B2 (ja) | 1993-07-12 | 1993-07-12 | Muse−ntscダウンコンバータ |
US08/272,323 US5583575A (en) | 1993-07-08 | 1994-07-08 | Image reproduction apparatus performing interfield or interframe interpolation |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17140293A JP3353396B2 (ja) | 1993-07-12 | 1993-07-12 | Muse−ntscダウンコンバータ |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001135937A Division JP3546857B2 (ja) | 2001-05-07 | 2001-05-07 | 走査線変換装置および走査線変換方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0730862A JPH0730862A (ja) | 1995-01-31 |
JP3353396B2 true JP3353396B2 (ja) | 2002-12-03 |
Family
ID=15922493
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17140293A Expired - Fee Related JP3353396B2 (ja) | 1993-07-08 | 1993-07-12 | Muse−ntscダウンコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3353396B2 (ja) |
-
1993
- 1993-07-12 JP JP17140293A patent/JP3353396B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0730862A (ja) | 1995-01-31 |
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