JP3338370B2 - 周波数分析方法及びこの方法を用いた掃引型スペクトラム・アナライザ - Google Patents
周波数分析方法及びこの方法を用いた掃引型スペクトラム・アナライザInfo
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- JP3338370B2 JP3338370B2 JP13168798A JP13168798A JP3338370B2 JP 3338370 B2 JP3338370 B2 JP 3338370B2 JP 13168798 A JP13168798 A JP 13168798A JP 13168798 A JP13168798 A JP 13168798A JP 3338370 B2 JP3338370 B2 JP 3338370B2
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- G01R23/173—Wobbulating devices similar to swept panoramic receivers
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は各種の信号に含ま
れる周波数成分を分析することに利用される周波数分析
方法と、この周波数分析方法をいた掃引型スペクトラム
・アナライザに関し、特に高分解能でありながら高速掃
引を可能とした周波数分析方法と、掃引型スペクトラム
・アナライザを提供しようとするものである。
れる周波数成分を分析することに利用される周波数分析
方法と、この周波数分析方法をいた掃引型スペクトラム
・アナライザに関し、特に高分解能でありながら高速掃
引を可能とした周波数分析方法と、掃引型スペクトラム
・アナライザを提供しようとするものである。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム・アナライザには周波数分
析の方法の違いに対応して掃引型スペクトラム・アナラ
イザと、ＦＦＴ型スペクトラム・アナライザとが存在す
る。掃引型スペクトラム・アナライザとは局部発振器が
連続的に周波数掃引し、この周波数掃引動作により被測
定信号に含まれる周波数スペクトラム成分を一定周波数
成分から成る中間周波信号に変換し、この中間周波信号
の電力を検出してスペクトラム成分として陰極線管の管
面上に表示させる形式のスペクトラム・アナライザを指
す。
析の方法の違いに対応して掃引型スペクトラム・アナラ
イザと、ＦＦＴ型スペクトラム・アナライザとが存在す
る。掃引型スペクトラム・アナライザとは局部発振器が
連続的に周波数掃引し、この周波数掃引動作により被測
定信号に含まれる周波数スペクトラム成分を一定周波数
成分から成る中間周波信号に変換し、この中間周波信号
の電力を検出してスペクトラム成分として陰極線管の管
面上に表示させる形式のスペクトラム・アナライザを指
す。
【０００３】ＦＦＴ型スペクトラム・アナライザとは局
部発振器の発振周波数をステップ状に変化させ、各ステ
ップにおいて高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）によりス
ペクトラムに分解し、その全ステップで得られたフーリ
エ変換結果をメモリに蓄え、表示器に表示させる形式の
スペクトラム・アナライザを指す。掃引型スペクトラム
・アナライザには一度の周波数掃引動作により全ての周
波数分析結果が得られる特徴が存する反面、周波数分解
能を高めるに従って一度の周波数分析に要する時間（周
波数掃引時間）を長く採らなければならない欠点があ
る。
部発振器の発振周波数をステップ状に変化させ、各ステ
ップにおいて高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）によりス
ペクトラムに分解し、その全ステップで得られたフーリ
エ変換結果をメモリに蓄え、表示器に表示させる形式の
スペクトラム・アナライザを指す。掃引型スペクトラム
・アナライザには一度の周波数掃引動作により全ての周
波数分析結果が得られる特徴が存する反面、周波数分解
能を高めるに従って一度の周波数分析に要する時間（周
波数掃引時間）を長く採らなければならない欠点があ
る。
【０００４】これに対し、ＦＦＴ型スペクトラム・アナ
ライザは周波数分析に要する時間は掃引型のそれより短
くて済む。しかしながら、その反面、周波数分析動作が
ステップ状に行われることからして、周波数分析結果が
離散的となり、被測定信号に含まれる全てのスペクトラ
ム成分を的確に抽出できない欠点を持つ。このように掃
引型スペクトラム・アナライザとＦＦＴ型スペクトラム
・アナライザには一長一短があるものの、仮に掃引型ス
ペクトラム・アナライザに高速掃引動作の道が開かれる
のであれば掃引型スペクトラム・アナライザには優れた
特質を包含していると言える。
ライザは周波数分析に要する時間は掃引型のそれより短
くて済む。しかしながら、その反面、周波数分析動作が
ステップ状に行われることからして、周波数分析結果が
離散的となり、被測定信号に含まれる全てのスペクトラ
ム成分を的確に抽出できない欠点を持つ。このように掃
引型スペクトラム・アナライザとＦＦＴ型スペクトラム
・アナライザには一長一短があるものの、仮に掃引型ス
ペクトラム・アナライザに高速掃引動作の道が開かれる
のであれば掃引型スペクトラム・アナライザには優れた
特質を包含していると言える。
【０００５】掃引型スペクトラム・アナライザが高速化
できない理由は多くの専門書（例えば日刊工業新聞社発
行、スペクトラム・アナライザ−理論と応用−モーリス
エンゲルソン，フレッド テリュースキー共著・岡田
清隆訳，株式会社トッパン発行、スペクトラム／ネット
ワーク・アナライザ Ｒ．Ａ．ウィッテ著，竹田輝夫・
荒井信隆訳等）に解説されているから、ここでは本願発
明を理解する上で必要とする事項のみに絞ってごく簡単
に説明することにする。
できない理由は多くの専門書（例えば日刊工業新聞社発
行、スペクトラム・アナライザ−理論と応用−モーリス
エンゲルソン，フレッド テリュースキー共著・岡田
清隆訳，株式会社トッパン発行、スペクトラム／ネット
ワーク・アナライザ Ｒ．Ａ．ウィッテ著，竹田輝夫・
荒井信隆訳等）に解説されているから、ここでは本願発
明を理解する上で必要とする事項のみに絞ってごく簡単
に説明することにする。
【０００６】先ず、掃引型スペクトラム・アナライザの
基本構成について説明する。図１３に掃引型スペクトラ
ム・アナライザの構成を最も簡素化して示す。基本的に
はミキサ１２と、局部発振器１３と、中間周波フィルタ
１４と、鋸歯状波発生器１５と、表示器１６とによって
構成することができる。局部発振器１３は予め設定され
た周波数範囲ｆL0〜ｆH1まで周波数掃引し、この周波数
掃引信号ＬＯをミキサ１２に入力する。
基本構成について説明する。図１３に掃引型スペクトラ
ム・アナライザの構成を最も簡素化して示す。基本的に
はミキサ１２と、局部発振器１３と、中間周波フィルタ
１４と、鋸歯状波発生器１５と、表示器１６とによって
構成することができる。局部発振器１３は予め設定され
た周波数範囲ｆL0〜ｆH1まで周波数掃引し、この周波数
掃引信号ＬＯをミキサ１２に入力する。
【０００７】ミキサ１２には入力端子１１に入力した被
測定信号Ｓin、局部発振器から入力した周波数掃引信号
ＬＯとが与えられ、これらの信号の乗算を実行する。中
間周波フィルタ１４の通過帯域の中心周波数をｆIFとし
た場合、被測定信号Ｓinに周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 （ｆ
＜ｆ2 ＜ｆ3 ）の周波数を持つ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3を
含むものにすると、周波数掃引信号ＬＯの周波数ｆL0が
ｆL0−ｆ1 ＝ｆIF，ｆ L0−ｆ2 ＝ｆIF，ｆL0−ｆ3 ＝ｆ
IFの条件に一致するごとに中間周波フィルタ１４から中
間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 を抽出することがで
きる。
測定信号Ｓin、局部発振器から入力した周波数掃引信号
ＬＯとが与えられ、これらの信号の乗算を実行する。中
間周波フィルタ１４の通過帯域の中心周波数をｆIFとし
た場合、被測定信号Ｓinに周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 （ｆ
＜ｆ2 ＜ｆ3 ）の周波数を持つ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3を
含むものにすると、周波数掃引信号ＬＯの周波数ｆL0が
ｆL0−ｆ1 ＝ｆIF，ｆ L0−ｆ2 ＝ｆIF，ｆL0−ｆ3 ＝ｆ
IFの条件に一致するごとに中間周波フィルタ１４から中
間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 を抽出することがで
きる。
【０００８】中間周波フィルタ１４から抽出された中間
周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 を表示器１６の垂直端
子Ｙに入力し、表示器１６の水平端子Ｘに鋸歯状波発生
器１５から出力される鋸歯状波ＳW を与えることにより
表示器１６には横軸Ｘを周波数軸として中間周波信号Ｓ
IF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 が周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 （ｆ＜
ｆ2 ＜ｆ3 ）の順に配列されて表示される。
周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 を表示器１６の垂直端
子Ｙに入力し、表示器１６の水平端子Ｘに鋸歯状波発生
器１５から出力される鋸歯状波ＳW を与えることにより
表示器１６には横軸Ｘを周波数軸として中間周波信号Ｓ
IF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 が周波数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 （ｆ＜
ｆ2 ＜ｆ3 ）の順に配列されて表示される。
【０００９】図１３に示した例では中間周波フィルタ１
４で抽出した中間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 をそ
のまま表示器１６の垂直端子Ｙに入力した場合を示した
が、図１４に示すように中間周波フィルタ１４の出力側
に検波器１７を配置することにより、整流平滑化された
片極性のエンベロープを持つ周波数スペクトラム
ＳIF 11，ＳIF12，ＳIF13を表示することができる。
４で抽出した中間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 をそ
のまま表示器１６の垂直端子Ｙに入力した場合を示した
が、図１４に示すように中間周波フィルタ１４の出力側
に検波器１７を配置することにより、整流平滑化された
片極性のエンベロープを持つ周波数スペクトラム
ＳIF 11，ＳIF12，ＳIF13を表示することができる。
【００１０】現実には局部発振器１３の周波数掃引幅と
比較して中間周波フィルタ１４の帯域幅が狭いので、被
測定信号Ｓinに含まれる信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 が単一周
波数の正弦波であるならば、周波数スペクトラム
ＳIF11，ＳIF12，ＳIF13は図１５に示すように線スペク
トラムとして見える。以上によりミキサ１２と、周波数
掃引信号を発生する局部発振器１３と、中間周波フィル
タ１４によって被測定信号Ｓinに含まれる信号Ｓ1 ，Ｓ
2 ，Ｓ3 を周波数弁別し、周波数掃引動作に伴う時間の
経過に従って時間軸上に配列された中間周波信号
ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 に変換することができることが
理解できよう。従って、以下ではミキサ１２，局部発振
器１３，中間周波フィルタ１４から成る周波数弁別手段
を時間−周波数変換手段１８と称することにする。
比較して中間周波フィルタ１４の帯域幅が狭いので、被
測定信号Ｓinに含まれる信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 が単一周
波数の正弦波であるならば、周波数スペクトラム
ＳIF11，ＳIF12，ＳIF13は図１５に示すように線スペク
トラムとして見える。以上によりミキサ１２と、周波数
掃引信号を発生する局部発振器１３と、中間周波フィル
タ１４によって被測定信号Ｓinに含まれる信号Ｓ1 ，Ｓ
2 ，Ｓ3 を周波数弁別し、周波数掃引動作に伴う時間の
経過に従って時間軸上に配列された中間周波信号
ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 に変換することができることが
理解できよう。従って、以下ではミキサ１２，局部発振
器１３，中間周波フィルタ１４から成る周波数弁別手段
を時間−周波数変換手段１８と称することにする。
【００１１】ここで、図１３に示した中間周波信号Ｓ
IF1 に注目する。中間周波フィルタ１４がミキサ１２か
ら出力される差の周波数ｆL0−ｆ1 の信号Ｓmix1に対し
て応答する様子を図１６に示す。ここで、中間周波フィ
ルタ１４の中心周波数が１０ＭHz，−３dBで規定される
中間周波フィルタ１４の通過帯域幅を±１ＭHz，信号Ｓ
1 の周波数ｆ1 がｆ1 ＝１００ＭHzとすると、局部発振
器１３の発振周波数ｆL0が充分ゆっくりとした速度で１
０９ＭHzに近づくと、ｆL0−ｆ1 ＝ｆIFが１０９−１０
０＝９ＭHzとなり、信号Ｓmix1の周波数は中間周波フィ
ルタ１４の通過帯域に入る。このため、中間周波フィル
タ１４は応答を開始し、出力側に図１６Ｂに示す９ＭHz
の中間周波信号Ｂ1 を出力し始める。
IF1 に注目する。中間周波フィルタ１４がミキサ１２か
ら出力される差の周波数ｆL0−ｆ1 の信号Ｓmix1に対し
て応答する様子を図１６に示す。ここで、中間周波フィ
ルタ１４の中心周波数が１０ＭHz，−３dBで規定される
中間周波フィルタ１４の通過帯域幅を±１ＭHz，信号Ｓ
1 の周波数ｆ1 がｆ1 ＝１００ＭHzとすると、局部発振
器１３の発振周波数ｆL0が充分ゆっくりとした速度で１
０９ＭHzに近づくと、ｆL0−ｆ1 ＝ｆIFが１０９−１０
０＝９ＭHzとなり、信号Ｓmix1の周波数は中間周波フィ
ルタ１４の通過帯域に入る。このため、中間周波フィル
タ１４は応答を開始し、出力側に図１６Ｂに示す９ＭHz
の中間周波信号Ｂ1 を出力し始める。
【００１２】ｆL0が１１０ＭHzに近づくと、差の周波数
はｆL0−ｆ1 ＝１０ＭHzとなり、このとき中間周波フィ
ルタ１４から出力される信号は１０ＭHzの周波数の信号
Ｂ2となる。この信号Ｂ2 の周波数１０ＭHzは、中間周
波フィルタ１４の中心周波数であるため、信号Ｂ2 は最
大振幅となる。局部発振周波数ｆL0が１１０ＭHzを通過
すると、中間周波信号は次第に振幅が小さくなり、局部
発振周波数ｆL0が１１１ＭHzに近づくと、中間周波フィ
ルタ１４から出力される信号Ｓmix1の周波数は１１ＭHz
に近づく、このとき出力される信号Ｂ3 の振幅は充分小
さくなる。
はｆL0−ｆ1 ＝１０ＭHzとなり、このとき中間周波フィ
ルタ１４から出力される信号は１０ＭHzの周波数の信号
Ｂ2となる。この信号Ｂ2 の周波数１０ＭHzは、中間周
波フィルタ１４の中心周波数であるため、信号Ｂ2 は最
大振幅となる。局部発振周波数ｆL0が１１０ＭHzを通過
すると、中間周波信号は次第に振幅が小さくなり、局部
発振周波数ｆL0が１１１ＭHzに近づくと、中間周波フィ
ルタ１４から出力される信号Ｓmix1の周波数は１１ＭHz
に近づく、このとき出力される信号Ｂ3 の振幅は充分小
さくなる。
【００１３】局部発振周波数ｆL0が１１１ＭHzを通過す
ると、信号Ｓmix1の周波数は中間周波フィルタ１４の通
過帯域外に出るため、中間周波フィルタ１４は序々に応
答を終了する。図１６Ｂに示した信号Ｂ1 ，Ｂ2 ，Ｂ3
の振幅の変化を継ぎ合わせると、図１６Ｃに示す中間周
波信号ＳIF1 となる。この中間周波信号ＳIF1 の振幅
は、入力信号Ｓ1 の振幅に比例する。つまり入力信号Ｓ
1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の含有比が中間周波信号の振幅の比とな
って表示される。更に入力信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3の周波
数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 と互いに異なる周波数であっても、
中間周波信号は常に一定の周波数掃引幅、この例では９
ＭHzから１１ＭHzまでの周波数掃引する信号として取り
出される。
ると、信号Ｓmix1の周波数は中間周波フィルタ１４の通
過帯域外に出るため、中間周波フィルタ１４は序々に応
答を終了する。図１６Ｂに示した信号Ｂ1 ，Ｂ2 ，Ｂ3
の振幅の変化を継ぎ合わせると、図１６Ｃに示す中間周
波信号ＳIF1 となる。この中間周波信号ＳIF1 の振幅
は、入力信号Ｓ1 の振幅に比例する。つまり入力信号Ｓ
1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の含有比が中間周波信号の振幅の比とな
って表示される。更に入力信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3の周波
数ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 と互いに異なる周波数であっても、
中間周波信号は常に一定の周波数掃引幅、この例では９
ＭHzから１１ＭHzまでの周波数掃引する信号として取り
出される。
【００１４】ここで、先にもことわり書きしたように、
局部発振器１３の発振周波数ｆL0が充分ゆっくりとした
速度で周波数掃引した場合には、中間周波信号ＳIF1 ，
ＳIF 2 ，ＳIF3 の各振幅の包絡線Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 （図
１３参照）は忠実に中間周波フィルタ１４のフィルタ特
性を再現し、正しいスペクトラム周波数と各スペクトラ
ムの電力値を表示することができる。
局部発振器１３の発振周波数ｆL0が充分ゆっくりとした
速度で周波数掃引した場合には、中間周波信号ＳIF1 ，
ＳIF 2 ，ＳIF3 の各振幅の包絡線Ａ1 ，Ａ2 ，Ａ3 （図
１３参照）は忠実に中間周波フィルタ１４のフィルタ特
性を再現し、正しいスペクトラム周波数と各スペクトラ
ムの電力値を表示することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、局部発
振器１３の発振周波数ｆL0の周波数掃引速度を高速化し
たとすると、中間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 の各
包絡線は図１６Ｄに示すようにピーク周波数が中間周波
フィルタ１４の中心周波数から高い周波数側にずれてし
まう現象と、ピークのレベルが低下してしまう２つの誤
差を発生する。また、掃引速度を更に高速化すると、図
１６Ｅに示すように局部発振器１３の周波数掃引幅のほ
ゞ全域が平坦な特性となる。
振器１３の発振周波数ｆL0の周波数掃引速度を高速化し
たとすると、中間周波信号ＳIF1 ，ＳIF2 ，ＳIF3 の各
包絡線は図１６Ｄに示すようにピーク周波数が中間周波
フィルタ１４の中心周波数から高い周波数側にずれてし
まう現象と、ピークのレベルが低下してしまう２つの誤
差を発生する。また、掃引速度を更に高速化すると、図
１６Ｅに示すように局部発振器１３の周波数掃引幅のほ
ゞ全域が平坦な特性となる。
【００１６】この２つの誤差の発生メカニズムに関する
解説は、先に記述した各種の専門書にゆだねることとす
るが、この誤差の発生が掃引型スペクトラム・アナライ
ザが高速化できない理由である。一般に言われている掃
引型スペクトラム・アナライザの掃引速度の限界は0.５
ＲＢＷ2 と定義付けされている。ここでＲＢＷとは掃引
型スペクトラム・アナライザの周波数分解能を決定する
フィルタの通過帯域幅を指す。従って、上述した例では
中間周波フィルタ１４の通過帯域幅に相当する。この定
義から明らかなように、分解能を高く採るためにフィル
タの通過帯域幅ＲＢＷを狭くすればする程、それだけ掃
引速度の限界はフィルタの帯域幅ＲＢＷの２乗に反比例
して遅くしなければならない不都合が生じる。
解説は、先に記述した各種の専門書にゆだねることとす
るが、この誤差の発生が掃引型スペクトラム・アナライ
ザが高速化できない理由である。一般に言われている掃
引型スペクトラム・アナライザの掃引速度の限界は0.５
ＲＢＷ2 と定義付けされている。ここでＲＢＷとは掃引
型スペクトラム・アナライザの周波数分解能を決定する
フィルタの通過帯域幅を指す。従って、上述した例では
中間周波フィルタ１４の通過帯域幅に相当する。この定
義から明らかなように、分解能を高く採るためにフィル
タの通過帯域幅ＲＢＷを狭くすればする程、それだけ掃
引速度の限界はフィルタの帯域幅ＲＢＷの２乗に反比例
して遅くしなければならない不都合が生じる。
【００１７】掃引型スペクトラム・アナライザにおける
掃引速度を高速化しようとする試みが各種提案されてい
る。その一例を挙げると、例えば特開平４−２２１７７
７号公報により提案されている例がある。図１７はその
公報に記載されているスペクトラム・アナライザの構成
を示す。図１７において１８はミキサ１２と、局部発振
器１３と、中間周波フィルタ１４で構成される時間−周
波数変換手段を示す。時間−周波数変換手段１８で時間
軸上に配列された中間周波信号はＡＤ変換器１９でデジ
タル信号に変換され、このデジタル信号を直交検波器２
０に入力し、直交検波器２０で複素信号に変換し、複素
信号を分解能フィルタ２１に入力し、この分解能フィル
タ２１で複素信号に狭帯域の分解能フィルタ特性を畳み
込み演算によって乗ずることにより分解能を決定し、こ
の分解能フィルタ２１を通じて電力を検出し、スペクト
ラム成分をメモリ２２に取り込み、このメモリ２２に取
り込んだスペクトラム成分をマイクロコンピュータによ
って構成される制御器２３を通じて表示器１６に送り込
み、表示器１６にスペクトラムを表示する。
掃引速度を高速化しようとする試みが各種提案されてい
る。その一例を挙げると、例えば特開平４−２２１７７
７号公報により提案されている例がある。図１７はその
公報に記載されているスペクトラム・アナライザの構成
を示す。図１７において１８はミキサ１２と、局部発振
器１３と、中間周波フィルタ１４で構成される時間−周
波数変換手段を示す。時間−周波数変換手段１８で時間
軸上に配列された中間周波信号はＡＤ変換器１９でデジ
タル信号に変換され、このデジタル信号を直交検波器２
０に入力し、直交検波器２０で複素信号に変換し、複素
信号を分解能フィルタ２１に入力し、この分解能フィル
タ２１で複素信号に狭帯域の分解能フィルタ特性を畳み
込み演算によって乗ずることにより分解能を決定し、こ
の分解能フィルタ２１を通じて電力を検出し、スペクト
ラム成分をメモリ２２に取り込み、このメモリ２２に取
り込んだスペクトラム成分をマイクロコンピュータによ
って構成される制御器２３を通じて表示器１６に送り込
み、表示器１６にスペクトラムを表示する。
【００１８】ここで、先に提案された発明では較正メモ
リ２４が設けられ、この較正メモリ２４によって高速掃
引時に発生するスペクトラムの電力の低減誤差と、周波
数シフト誤差を補正し、補正されたスペクトラムを表示
器１６に表示させる構成としている。このように、先に
提案された発明では高速掃引動作に伴って、電力の低減
誤差と、周波数シフト誤差が発生することを除去しよう
とする考えはなく、発生してしまった誤差を補正して正
しく見せようとする技術思想である。この結果、高速化
の成果として「掃引速度＝2.２６６×ＲＢＷ2 とな
る。」と主張している。この高速化の成果は従来から定
義されている掃引速度の限界0.５ＲＢＷ2 と比較して高
々４倍程度高速化されただけで、分解能フィルタの通過
帯域幅ＲＢＷの２乗の項が依然として残されており、真
の高速化とは言えない。
リ２４が設けられ、この較正メモリ２４によって高速掃
引時に発生するスペクトラムの電力の低減誤差と、周波
数シフト誤差を補正し、補正されたスペクトラムを表示
器１６に表示させる構成としている。このように、先に
提案された発明では高速掃引動作に伴って、電力の低減
誤差と、周波数シフト誤差が発生することを除去しよう
とする考えはなく、発生してしまった誤差を補正して正
しく見せようとする技術思想である。この結果、高速化
の成果として「掃引速度＝2.２６６×ＲＢＷ2 とな
る。」と主張している。この高速化の成果は従来から定
義されている掃引速度の限界0.５ＲＢＷ2 と比較して高
々４倍程度高速化されただけで、分解能フィルタの通過
帯域幅ＲＢＷの２乗の項が依然として残されており、真
の高速化とは言えない。
【００１９】この発明の目的は、分解能フィルタの通過
帯域幅ＲＢＷの２乗の項を除去し、真に高速化を達する
ことができる掃引型スペクトラム・アナライザを提案す
るものである。
帯域幅ＲＢＷの２乗の項を除去し、真に高速化を達する
ことができる掃引型スペクトラム・アナライザを提案す
るものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】この発明ではスペクトラ
ム・アナライザの信号系路の中で、最も狭帯域特性に制
限される分解能フィルタに入力される信号の周波数を、
この分解能フィルタの中心周波数と一致した周波数に固
定化し、一定周波数の信号を抽出して、これを被測定信
号Ｓinに含まれる周波数成分とする周波数分析方法と、
この周波数分析方法を用いた掃引型スペクトラム・アナ
ライザを提案するものである。
ム・アナライザの信号系路の中で、最も狭帯域特性に制
限される分解能フィルタに入力される信号の周波数を、
この分解能フィルタの中心周波数と一致した周波数に固
定化し、一定周波数の信号を抽出して、これを被測定信
号Ｓinに含まれる周波数成分とする周波数分析方法と、
この周波数分析方法を用いた掃引型スペクトラム・アナ
ライザを提案するものである。
【００２１】この発明の周波数分析方法によれば、狭帯
域特性を持つ分解能フィルタに与える信号を、この分解
能フィルタの通過帯域の中心周波数に固定化することが
できる。この結果、分解能フィルタを通過する信号は周
波数遷移が全くないため、分解能フィルタは高速応答が
可能となる。結果として掃引速度の限界は「掃引速度の
限界値＝0.５×Ｂd ×ＲＢＷ」となる。ここでＢd はス
ペクトラム・アナライザの信号系路中において、分解能
フィルタの次に通過帯域幅が狭い部分の通過帯域幅を示
す。通常この帯域幅はＡ／Ｄコンバーターのサンプリン
グ周波数の１／４程度である。従って、例えばＢd ＝１
０ＫHz，ＲＢＷ＝１０Hzの場合、従来方式によれば、 掃引速度＝0.５×１０2 ＝５×１０ 特開平４−２２１７７７号公報の発明によれば 掃引速度＝2.２６６×１０2 ＝２2.６６×１０ 本願発明 掃引速度＝0.５×１０×１０3 ×１０＝５×１０3 となる。
域特性を持つ分解能フィルタに与える信号を、この分解
能フィルタの通過帯域の中心周波数に固定化することが
できる。この結果、分解能フィルタを通過する信号は周
波数遷移が全くないため、分解能フィルタは高速応答が
可能となる。結果として掃引速度の限界は「掃引速度の
限界値＝0.５×Ｂd ×ＲＢＷ」となる。ここでＢd はス
ペクトラム・アナライザの信号系路中において、分解能
フィルタの次に通過帯域幅が狭い部分の通過帯域幅を示
す。通常この帯域幅はＡ／Ｄコンバーターのサンプリン
グ周波数の１／４程度である。従って、例えばＢd ＝１
０ＫHz，ＲＢＷ＝１０Hzの場合、従来方式によれば、 掃引速度＝0.５×１０2 ＝５×１０ 特開平４−２２１７７７号公報の発明によれば 掃引速度＝2.２６６×１０2 ＝２2.６６×１０ 本願発明 掃引速度＝0.５×１０×１０3 ×１０＝５×１０3 となる。
【００２２】従って、この発明によれば従来の方式の約
１００倍の高速化が達せられる。また特開平４−２２１
７７７号公報記載の発明と比較すると、約２０倍の高速
化が実現できる。
１００倍の高速化が達せられる。また特開平４−２２１
７７７号公報記載の発明と比較すると、約２０倍の高速
化が実現できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１にこの発明の周波数分析方法
を実現する最も簡素化した原理構成図を示す。この発明
の請求項１では時間−周波数変換手段１８で時間方向に
周波数弁別して抽出した中間周波信号ＳIFに、この中間
周波信号ＳIFの周波数遷移方向とは逆向きに周波数掃引
される逆掃引信号ＸＬＯを乗算し、その乗算結果に得ら
れる一定周波数成分を被測定信号Ｓinに含まれる周波数
スペクトラムとして抽出する周波数分析方法を提案す
る。
を実現する最も簡素化した原理構成図を示す。この発明
の請求項１では時間−周波数変換手段１８で時間方向に
周波数弁別して抽出した中間周波信号ＳIFに、この中間
周波信号ＳIFの周波数遷移方向とは逆向きに周波数掃引
される逆掃引信号ＸＬＯを乗算し、その乗算結果に得ら
れる一定周波数成分を被測定信号Ｓinに含まれる周波数
スペクトラムとして抽出する周波数分析方法を提案す
る。
【００２４】この周波数分析方法を実現するために、図
１に示すように時間−周波数変換手段１８の出力側に逆
チャープ補正手段２５を設ける。この逆チャープ補正手
段２５は乗算器（ミキサ）２５Ａと副局部発振器２５Ｂ
とによって構成することができる。副局部発振器２５Ｂ
は主局部発振器１３の周波数掃引方向とは逆向きの逆掃
引信号ＸＬＯを発生し、この逆掃引信号ＸＬＯを乗算器
２５Ａで中間周波信号ＳIFに乗算する。
１に示すように時間−周波数変換手段１８の出力側に逆
チャープ補正手段２５を設ける。この逆チャープ補正手
段２５は乗算器（ミキサ）２５Ａと副局部発振器２５Ｂ
とによって構成することができる。副局部発振器２５Ｂ
は主局部発振器１３の周波数掃引方向とは逆向きの逆掃
引信号ＸＬＯを発生し、この逆掃引信号ＸＬＯを乗算器
２５Ａで中間周波信号ＳIFに乗算する。
【００２５】時間−周波数変換手段１８から出力される
中間周波信号ＳIFは先にも説明したように、被測定信号
Ｓinに含まれる信号成分Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の周波数
ｆ1 ，ｆ 2 ，ｆ3 と、主周波数掃引信号ＬＯとその差が
（この例では差の周波数で説明するが和の周波数を採っ
てもよい）中間周波フィルタ１４の通過周波数帯域に侵
入するごとに一定周波数帯域幅で周波数遷移する中間周
波信号ＳIFを出力する。
中間周波信号ＳIFは先にも説明したように、被測定信号
Ｓinに含まれる信号成分Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 の周波数
ｆ1 ，ｆ 2 ，ｆ3 と、主周波数掃引信号ＬＯとその差が
（この例では差の周波数で説明するが和の周波数を採っ
てもよい）中間周波フィルタ１４の通過周波数帯域に侵
入するごとに一定周波数帯域幅で周波数遷移する中間周
波信号ＳIFを出力する。
【００２６】逆掃引信号ＸＬＯの周波数掃引方向を、こ
の中間周波信号ＳIFの周波数掃引方向と逆向きに採ると
共に、その周波数掃引幅を中間周波フィルタ１４の通過
帯域幅と同等か、それより狭い帯域幅に選定する。図２
を用いてこの発明による周波数分析方法を詳細に説明す
る。図２Ａは被測定信号Ｓinに含まれる信号成分Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 を示す。図２Ｂは主周波数掃引信号Ｓｗを示
す。図示する例では１００ＭHzから３００ＭHzまで周波
数掃引する例を示す。図２Ｃは乗算器２５Ａに入力する
逆掃引信号ＸＬＯの周波数掃引状況を示す。図示する例
では図２Ｄに示す中間周波フィルタ１４の通過帯域幅Δ
ｆが２ＭHzである場合を例示して説明する。従って、こ
こでは逆掃引信号ＸＬＯの周波数掃引幅も３ＭHz〜１Ｍ
Hzの２ＭHzに選定し、更に主周波数掃引速度と逆掃引速
度とを同速とすることにより、主周波数掃引信号Ｓｗが
１掃引する時間と、逆掃引信号ＸＬＯが１００回周波数
掃引する時間を一致させている。
の中間周波信号ＳIFの周波数掃引方向と逆向きに採ると
共に、その周波数掃引幅を中間周波フィルタ１４の通過
帯域幅と同等か、それより狭い帯域幅に選定する。図２
を用いてこの発明による周波数分析方法を詳細に説明す
る。図２Ａは被測定信号Ｓinに含まれる信号成分Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 を示す。図２Ｂは主周波数掃引信号Ｓｗを示
す。図示する例では１００ＭHzから３００ＭHzまで周波
数掃引する例を示す。図２Ｃは乗算器２５Ａに入力する
逆掃引信号ＸＬＯの周波数掃引状況を示す。図示する例
では図２Ｄに示す中間周波フィルタ１４の通過帯域幅Δ
ｆが２ＭHzである場合を例示して説明する。従って、こ
こでは逆掃引信号ＸＬＯの周波数掃引幅も３ＭHz〜１Ｍ
Hzの２ＭHzに選定し、更に主周波数掃引速度と逆掃引速
度とを同速とすることにより、主周波数掃引信号Ｓｗが
１掃引する時間と、逆掃引信号ＸＬＯが１００回周波数
掃引する時間を一致させている。
【００２７】ここで、被測定信号Ｓinに含まれる信号成
分Ｓ1 の周波数が９１ＭHzであったとすると、主周波数
掃引信号Ｓｗの周波数が１００〜１０２ＭHzの範囲を周
波数掃引するとき、中間周波信号ＳIFの周波数は９ＭHz
〜１１ＭHzに周波数遷移し、中間周波フィルタ１４を通
過し、乗算器２５Ａに入力される。主局部発振器１３の
周波数掃引動作と連動して副局部発振器２５Ｂの周波数
掃引動作が開始されると、中間周波信号ＳIFの周波数が
９ＭHz（図２Ｆ参照）のとき、逆掃引信号ＸＬＯの周波
数は図２Ｃに示すように３ＭHzとなる。その和の周波数
は１２ＭHzとなる。
分Ｓ1 の周波数が９１ＭHzであったとすると、主周波数
掃引信号Ｓｗの周波数が１００〜１０２ＭHzの範囲を周
波数掃引するとき、中間周波信号ＳIFの周波数は９ＭHz
〜１１ＭHzに周波数遷移し、中間周波フィルタ１４を通
過し、乗算器２５Ａに入力される。主局部発振器１３の
周波数掃引動作と連動して副局部発振器２５Ｂの周波数
掃引動作が開始されると、中間周波信号ＳIFの周波数が
９ＭHz（図２Ｆ参照）のとき、逆掃引信号ＸＬＯの周波
数は図２Ｃに示すように３ＭHzとなる。その和の周波数
は１２ＭHzとなる。
【００２８】中間周波信号ＳIF（図２Ｅ参照）の周波数
が１０ＭHzのとき、逆掃引信号ＸＬＯの周波数は２ＭHz
となる。その和の周波数は１２ＭHzとなる。中間周波信
号ＳIFの周波数が１１ＭHzのとき、逆掃引信号ＸＬＯの
周波数は１ＭHzとなる。その和の周波数は１２ＭHzとな
る。このように、中間周波信号ＳIFの周波数遷移に対し
て逆向きの周波数掃引信号ＸＬＯを乗算し、和の周波数
成分を求めると一定周波数の信号成分ＳOUT （図２Ｇ）
を抽出することができる。従って、分解能フィルタ２１
の通過帯域の中心周波数をこの例では１２ＭHzに設定す
ることにより、和の周波数を持つ一定周波数の信号成分
ＳOUT を得ることができる。図１の例では、この一定周
波数の信号成分ＳOUT のエンベロープＡ1 が信号成分Ｓ
1 の周波数スペクトラムとして表示される。
が１０ＭHzのとき、逆掃引信号ＸＬＯの周波数は２ＭHz
となる。その和の周波数は１２ＭHzとなる。中間周波信
号ＳIFの周波数が１１ＭHzのとき、逆掃引信号ＸＬＯの
周波数は１ＭHzとなる。その和の周波数は１２ＭHzとな
る。このように、中間周波信号ＳIFの周波数遷移に対し
て逆向きの周波数掃引信号ＸＬＯを乗算し、和の周波数
成分を求めると一定周波数の信号成分ＳOUT （図２Ｇ）
を抽出することができる。従って、分解能フィルタ２１
の通過帯域の中心周波数をこの例では１２ＭHzに設定す
ることにより、和の周波数を持つ一定周波数の信号成分
ＳOUT を得ることができる。図１の例では、この一定周
波数の信号成分ＳOUT のエンベロープＡ1 が信号成分Ｓ
1 の周波数スペクトラムとして表示される。
【００２９】分解能フィルタ２１は一定周波数の信号成
分ＳOUT を抽出すればよいから、その通過帯域幅を充分
狭く採っても高速応答が可能である。この結果、主周波
数掃引速度を高速化しても分解能フィルタ２１は一定周
波数の信号成分ＳOUT を抽出すればよいから、充分応答
することができる。なお、上述の説明は被測定信号Ｓin
に含まれる信号成分Ｓ1 の周波数が逆掃引信号ＸＬＯの
掃引幅の丁度中央に位置する場合を例示して説明した
が、図２に示す信号成分Ｓ2 ，Ｓ3 のように逆周波数掃
引動作の境界部分にまたがる場合でも、上述と同等の動
作を実行することができる。
分ＳOUT を抽出すればよいから、その通過帯域幅を充分
狭く採っても高速応答が可能である。この結果、主周波
数掃引速度を高速化しても分解能フィルタ２１は一定周
波数の信号成分ＳOUT を抽出すればよいから、充分応答
することができる。なお、上述の説明は被測定信号Ｓin
に含まれる信号成分Ｓ1 の周波数が逆掃引信号ＸＬＯの
掃引幅の丁度中央に位置する場合を例示して説明した
が、図２に示す信号成分Ｓ2 ，Ｓ3 のように逆周波数掃
引動作の境界部分にまたがる場合でも、上述と同等の動
作を実行することができる。
【００３０】図１では分解能フィルタ２１の出力をその
まゝ表示器１６の垂直端子Ｙに入力した場合を例示した
が、図３に示すように分解能フィルタ２１の出力側に検
波器１７を付加することにより、表示器１６には検波さ
れた片極性のエンベロープが周波数スペクトラムとして
表示される。また、図４に示すように検波器１７の前段
側に対数増幅器ＬＯＧを挿入することにより、表示され
るスペクトラムの強度を対数表示することができる。
まゝ表示器１６の垂直端子Ｙに入力した場合を例示した
が、図３に示すように分解能フィルタ２１の出力側に検
波器１７を付加することにより、表示器１６には検波さ
れた片極性のエンベロープが周波数スペクトラムとして
表示される。また、図４に示すように検波器１７の前段
側に対数増幅器ＬＯＧを挿入することにより、表示され
るスペクトラムの強度を対数表示することができる。
【００３１】ところで、図１及び図３は極めて原理的な
説明を行うために例示した構成である。現実には種々の
構成が付加される。つまり、図１に示した構成では、逆
掃引信号ＸＬＯの１掃引で中間周波フィルタ１４の通過
帯域全体を逆掃引し、１回の逆チャープ補正動作で１本
の周波数スペクトラムを描かせるものとして説明した
が、現実には中間周波フィルタ１４の通過帯域幅を複数
回に分けて逆チャープ補正し、各逆チャープ補正ごとに
その抽出結果をサンプルホールドし、複数のサンプルホ
ールド結果を継ぎ合わせて１本の周波数スペクトラムを
描かせるように構成される。
説明を行うために例示した構成である。現実には種々の
構成が付加される。つまり、図１に示した構成では、逆
掃引信号ＸＬＯの１掃引で中間周波フィルタ１４の通過
帯域全体を逆掃引し、１回の逆チャープ補正動作で１本
の周波数スペクトラムを描かせるものとして説明した
が、現実には中間周波フィルタ１４の通過帯域幅を複数
回に分けて逆チャープ補正し、各逆チャープ補正ごとに
その抽出結果をサンプルホールドし、複数のサンプルホ
ールド結果を継ぎ合わせて１本の周波数スペクトラムを
描かせるように構成される。
【００３２】図５はその実施例を示す。図５に示す実施
例では時間−周波数変換手段１８の出力側に４個の逆チ
ャープ補正ユニット２７1 〜２７4 を設け、これら複数
の逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 によって中間
周波信号ＳIFをわずかな時間差を持たせて逆チャープ補
正し、各逆チャープ補正によって抽出した一定周波数成
分の検波出力値をサンプルホールドし、各サンプルホー
ルドした結果をスキャナ２８で取り出し、スキャナ２８
で取り出した各サンプルホールド値を共通のサンプルホ
ールド回路２９に順次取り込み、このサンプルホールド
回路２９に取り込んだ電圧信号をローパスフィルタ３０
に入力し、ローパスフィルタ３０を通じて連続した電圧
信号として取り出し、この連続信号を表示器１６の垂直
端子Ｙに入力するように構成した場合を示す。
例では時間−周波数変換手段１８の出力側に４個の逆チ
ャープ補正ユニット２７1 〜２７4 を設け、これら複数
の逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 によって中間
周波信号ＳIFをわずかな時間差を持たせて逆チャープ補
正し、各逆チャープ補正によって抽出した一定周波数成
分の検波出力値をサンプルホールドし、各サンプルホー
ルドした結果をスキャナ２８で取り出し、スキャナ２８
で取り出した各サンプルホールド値を共通のサンプルホ
ールド回路２９に順次取り込み、このサンプルホールド
回路２９に取り込んだ電圧信号をローパスフィルタ３０
に入力し、ローパスフィルタ３０を通じて連続した電圧
信号として取り出し、この連続信号を表示器１６の垂直
端子Ｙに入力するように構成した場合を示す。
【００３３】この場合に用いられる逆チャープ補正ユニ
ット２７1 〜２７4 の構成を図６に示す。図６に示す例
では分解能フィルタ２１と検波器１７との間に対数増幅
器ＬＯｇを配置すると共に、検波器１７の出力側にサン
プルホールド回路３４を配置し、サンプルホールド回路
３４のサンプルホールド値を各逆チャープ補正ユニット
２７1 〜２７4 の出力とした場合を示す。なお、サンプ
ルホールド回路３４にサンプリングパルスを与えるパル
ス供給通路に挿入した遅延回路３５は副鋸歯状波発生器
２６にトリガ信号を供給したタイミングから、副掃引の
終了までの時間に相当する遅延時間を持つ遅延回路を示
す。従って、サンプルホールド回路３４は各逆チャープ
補正ユニット２７1 〜２７4 において、逆チャープ補正
の終了時点におけるタイミングでサンプリングパルスが
与えられ、その時点までに充電された検波出力をサンプ
ルホールドすることになる。
ット２７1 〜２７4 の構成を図６に示す。図６に示す例
では分解能フィルタ２１と検波器１７との間に対数増幅
器ＬＯｇを配置すると共に、検波器１７の出力側にサン
プルホールド回路３４を配置し、サンプルホールド回路
３４のサンプルホールド値を各逆チャープ補正ユニット
２７1 〜２７4 の出力とした場合を示す。なお、サンプ
ルホールド回路３４にサンプリングパルスを与えるパル
ス供給通路に挿入した遅延回路３５は副鋸歯状波発生器
２６にトリガ信号を供給したタイミングから、副掃引の
終了までの時間に相当する遅延時間を持つ遅延回路を示
す。従って、サンプルホールド回路３４は各逆チャープ
補正ユニット２７1 〜２７4 において、逆チャープ補正
の終了時点におけるタイミングでサンプリングパルスが
与えられ、その時点までに充電された検波出力をサンプ
ルホールドすることになる。
【００３４】各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4
の各クロック入力端子ＣＫに供給されるクロックは図５
に示す分周器３２から供給される。分周器３２はクロッ
ク発生器３１が出力するクロックをこの例では１／４の
周波数に分周する１／４分周器とされ、更に図７Ｂに示
す４相のクロックＰ1 〜Ｐ4 を出力する。このクロック
Ｐ1 〜Ｐ4 を各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4
に入力することにより、各クロックＰ1 〜Ｐ4 の供給タ
イミングごとに副鋸歯状波発生器２６がトリガされ、図
７Ｃに示す４相の逆鋸歯状波ＳＵＢSW1 〜ＳＵＢSW4 を
発生する。この逆鋸歯状波ＳＵＢSW1 〜ＳＵＢSW4 によ
り各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 ごとに逆チ
ャープ補正動作を実行し、各逆チャープ補正の終了タイ
ミングごとに検波器１７の検波出力をサンプルホールド
する。各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 にサン
プルホールドされたサンプル電圧をスキャナ２８でクロ
ック発生器３１が出力するクロックＣＬの周期で取り出
し、その取り出したサンプルホールド電圧をサンプルホ
ールド回路２９に取り出し、更にそのサンプルホールド
電圧をローパスフィルタ３０を通じて取り出すことによ
り連続した電圧信号として取り出すことができ、スペク
トラムを表示する電圧信号を得ることができる。
の各クロック入力端子ＣＫに供給されるクロックは図５
に示す分周器３２から供給される。分周器３２はクロッ
ク発生器３１が出力するクロックをこの例では１／４の
周波数に分周する１／４分周器とされ、更に図７Ｂに示
す４相のクロックＰ1 〜Ｐ4 を出力する。このクロック
Ｐ1 〜Ｐ4 を各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4
に入力することにより、各クロックＰ1 〜Ｐ4 の供給タ
イミングごとに副鋸歯状波発生器２６がトリガされ、図
７Ｃに示す４相の逆鋸歯状波ＳＵＢSW1 〜ＳＵＢSW4 を
発生する。この逆鋸歯状波ＳＵＢSW1 〜ＳＵＢSW4 によ
り各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 ごとに逆チ
ャープ補正動作を実行し、各逆チャープ補正の終了タイ
ミングごとに検波器１７の検波出力をサンプルホールド
する。各逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 にサン
プルホールドされたサンプル電圧をスキャナ２８でクロ
ック発生器３１が出力するクロックＣＬの周期で取り出
し、その取り出したサンプルホールド電圧をサンプルホ
ールド回路２９に取り出し、更にそのサンプルホールド
電圧をローパスフィルタ３０を通じて取り出すことによ
り連続した電圧信号として取り出すことができ、スペク
トラムを表示する電圧信号を得ることができる。
【００３５】この場合の逆チャープ補正動作の逆周波数
掃引帯域幅は時間−周波数変換手段１８が出力する中間
周波信号ＳIFの帯域幅と同等か、それよりわずかに狭い
範囲に選定する。要は各逆チャープ補正ユニット２７1
〜２７4 の逆チャープ補正動作中において、中間周波信
号ＳIFの周波数が中間周波フィルタ１４Ｂの通過帯域内
のどの周波数位置にあっても、各逆チャープ補正ユニッ
ト２７1 〜２７4 は必ずその中間周波信号を取り込める
条件を満たせばよい。逆チャープ補正ユニット２７1 〜
２７4 の数は４個に限られるものでなく、２個以上任意
の数に選定することができる。またクロックＣＬの周波
数は主周波数掃引時間を、例えば１０００等分乃至それ
以上に分割できる周波数に選定すればよい。
掃引帯域幅は時間−周波数変換手段１８が出力する中間
周波信号ＳIFの帯域幅と同等か、それよりわずかに狭い
範囲に選定する。要は各逆チャープ補正ユニット２７1
〜２７4 の逆チャープ補正動作中において、中間周波信
号ＳIFの周波数が中間周波フィルタ１４Ｂの通過帯域内
のどの周波数位置にあっても、各逆チャープ補正ユニッ
ト２７1 〜２７4 は必ずその中間周波信号を取り込める
条件を満たせばよい。逆チャープ補正ユニット２７1 〜
２７4 の数は４個に限られるものでなく、２個以上任意
の数に選定することができる。またクロックＣＬの周波
数は主周波数掃引時間を、例えば１０００等分乃至それ
以上に分割できる周波数に選定すればよい。
【００３６】なお、図５に示す時間−周波数変換手段１
８では固定の局部発振器１３Ｂを設けた構成を示すが、
この固定の局部発振器１３Ｂは、イメージ信号除去のた
めにこの時間−周波数変換手段１８から出力される中間
周波信号ＳIFの周波数をこの固定局部発振器１３Ｂの発
振周波数分だけ上側または下側に周波数シフトさせるだ
けに設けた例を示し、発明の要旨とは関係ない。
８では固定の局部発振器１３Ｂを設けた構成を示すが、
この固定の局部発振器１３Ｂは、イメージ信号除去のた
めにこの時間−周波数変換手段１８から出力される中間
周波信号ＳIFの周波数をこの固定局部発振器１３Ｂの発
振周波数分だけ上側または下側に周波数シフトさせるだ
けに設けた例を示し、発明の要旨とは関係ない。
【００３７】図８はこの発明の周波数分析方法を用いた
スペクトラム・アナライザの他の例を示す。この例では
時間−周波数変換手段１８の後段に直交検波器２０を設
け、この直交検波器２０で時間−周波数変換手段１８が
出力する中間周波信号ＳIFを直交検波し、実数部Ｉと虚
数部Ｑから成る複素信号を求め、これらの実数部Ｉと虚
数部Ｑの信号成分を複数の逆チャープ補正ユニット２７
1 〜２７4 に入力し、各逆チャープ補正ユニット２７1
〜２７4 において実数部Ｉと虚数部Ｑごとに逆チャープ
補正を施し、逆チャープ補正の後にＩ2 ＋Ｑ2 を求めて
電力を算出し、この電力をスキャナ２８で取り出し、更
に共通のサンプルホールド回路２９とローパスフィルタ
３０で連続信号とし、表示器１６の垂直端子Ｙに入力し
て被測定信号Ｓinの周波数スペクトラムを表示させる構
成としたものである。
スペクトラム・アナライザの他の例を示す。この例では
時間−周波数変換手段１８の後段に直交検波器２０を設
け、この直交検波器２０で時間−周波数変換手段１８が
出力する中間周波信号ＳIFを直交検波し、実数部Ｉと虚
数部Ｑから成る複素信号を求め、これらの実数部Ｉと虚
数部Ｑの信号成分を複数の逆チャープ補正ユニット２７
1 〜２７4 に入力し、各逆チャープ補正ユニット２７1
〜２７4 において実数部Ｉと虚数部Ｑごとに逆チャープ
補正を施し、逆チャープ補正の後にＩ2 ＋Ｑ2 を求めて
電力を算出し、この電力をスキャナ２８で取り出し、更
に共通のサンプルホールド回路２９とローパスフィルタ
３０で連続信号とし、表示器１６の垂直端子Ｙに入力し
て被測定信号Ｓinの周波数スペクトラムを表示させる構
成としたものである。
【００３８】図９に各逆チャープ補正ユニット２７1 〜
２７4 の内部構成を示す。逆チャープ補正手段２５では
４個の乗算器２５Ａ1 〜２５Ａ4 を設け、実数部Ｉと虚
数部Ｑに関してそれぞれ逆チャープ補正を施す。加算器
３７Ａの部分では、実数部Ｉの逆チャープ補正を施した
信号から、虚数部Ｑの逆チャープ補正を施した信号を減
算し、この減算動作により実数部Ｉの成分を安定したベ
ースバンド信号（直流分を含む信号）に整える処理を施
している。加算器３７Ｂも同様に虚数部Ｑの成分を安定
したベースバンド信号に整える処理を実行している。
２７4 の内部構成を示す。逆チャープ補正手段２５では
４個の乗算器２５Ａ1 〜２５Ａ4 を設け、実数部Ｉと虚
数部Ｑに関してそれぞれ逆チャープ補正を施す。加算器
３７Ａの部分では、実数部Ｉの逆チャープ補正を施した
信号から、虚数部Ｑの逆チャープ補正を施した信号を減
算し、この減算動作により実数部Ｉの成分を安定したベ
ースバンド信号（直流分を含む信号）に整える処理を施
している。加算器３７Ｂも同様に虚数部Ｑの成分を安定
したベースバンド信号に整える処理を実行している。
【００３９】つまり、直交検波器２０では直交検波によ
り出力する実数部Ｉと虚数部Ｑの成分は、本来ベースパ
ンド信号となる特性を持っている。しかしながら、逆チ
ャープ補正を施すことにより、例えばビート等を発生
し、安定したベースパンド信号を得ることがむずかしい
状況にある。このために、この例では実数部Ｉの逆チャ
ープ補正を施した信号から虚数部Ｑを逆チャープ補正し
た信号成分を減算し、この結果として安定した実数部Ｉ
の逆チャープ信号を得るように構成したものである。虚
数部Ｑ側も同様の理由で加算器３７Ｂを設け、加算器３
７Ｂで虚数部Ｑの逆チャープ補正した信号に実数部Ｉの
逆チャープ補正した信号を加えて安定したベースパンド
信号を得るように構成している。
り出力する実数部Ｉと虚数部Ｑの成分は、本来ベースパ
ンド信号となる特性を持っている。しかしながら、逆チ
ャープ補正を施すことにより、例えばビート等を発生
し、安定したベースパンド信号を得ることがむずかしい
状況にある。このために、この例では実数部Ｉの逆チャ
ープ補正を施した信号から虚数部Ｑを逆チャープ補正し
た信号成分を減算し、この結果として安定した実数部Ｉ
の逆チャープ信号を得るように構成したものである。虚
数部Ｑ側も同様の理由で加算器３７Ｂを設け、加算器３
７Ｂで虚数部Ｑの逆チャープ補正した信号に実数部Ｉの
逆チャープ補正した信号を加えて安定したベースパンド
信号を得るように構成している。
【００４０】従って、分解能フィルタ２１Ａと２１Ｂは
ローパスフィルタが用いられ、これら分解能フィルタ２
１Ａと２１Ｂからベースパンド信号を取り出すように構
成する。乗算器３８Ａと３８Ｂは２乗回路を構成し、こ
の２乗回路３８Ａと３８Ｂで実数部Ｉと虚数部Ｑの２乗
Ｉ2 とＱ2 を求め、加算器３９で加算して電力Ｉ2 ＋Ｑ
2 を得る。
ローパスフィルタが用いられ、これら分解能フィルタ２
１Ａと２１Ｂからベースパンド信号を取り出すように構
成する。乗算器３８Ａと３８Ｂは２乗回路を構成し、こ
の２乗回路３８Ａと３８Ｂで実数部Ｉと虚数部Ｑの２乗
Ｉ2 とＱ2 を求め、加算器３９で加算して電力Ｉ2 ＋Ｑ
2 を得る。
【００４１】この加算して求めた電力Ｉ2 ＋Ｑ2 を対数
増幅器ＬＯｇで対数増幅し、検波器１７で検波し、その
検波出力をサンプルホールド回路３４でサンプルホール
ドし、そのサンプルホールド出力ＳＨを図８に示したス
キャナ２８に出力する。この実施例でもサンプルホール
ド回路３４に与えるサンプリングパルスは遅延回路３５
で逆チャープ補正動作期間に相当する時間遅延させ、逆
チャープ補正動作の終了近くでサンプリング動作させる
構成としている。
増幅器ＬＯｇで対数増幅し、検波器１７で検波し、その
検波出力をサンプルホールド回路３４でサンプルホール
ドし、そのサンプルホールド出力ＳＨを図８に示したス
キャナ２８に出力する。この実施例でもサンプルホール
ド回路３４に与えるサンプリングパルスは遅延回路３５
で逆チャープ補正動作期間に相当する時間遅延させ、逆
チャープ補正動作の終了近くでサンプリング動作させる
構成としている。
【００４２】この実施例のように、中間周波信号ＳIFを
直交検波し、その直交検波した複素データＩとＱを各別
に逆チャープ補正し、電力Ｉ2 ＋Ｑ2 を算出する構成と
した場合には、正確な電力比を持つスペクトラムを求め
ることができる利点が得られる。換言すれば、図１，図
２，図５に示した実施例では、厳密には実数部のみにつ
いて取り扱う形態となり、スペクトラムの正確な電力比
を表示しているとは言えない。従って、正確なスペクト
ラムの表示を要求する場合は、図８に示した実施例のス
ペクトラム・アナライザを用いることになる。
直交検波し、その直交検波した複素データＩとＱを各別
に逆チャープ補正し、電力Ｉ2 ＋Ｑ2 を算出する構成と
した場合には、正確な電力比を持つスペクトラムを求め
ることができる利点が得られる。換言すれば、図１，図
２，図５に示した実施例では、厳密には実数部のみにつ
いて取り扱う形態となり、スペクトラムの正確な電力比
を表示しているとは言えない。従って、正確なスペクト
ラムの表示を要求する場合は、図８に示した実施例のス
ペクトラム・アナライザを用いることになる。
【００４３】以上説明した実施例は、全てアナログ回路
によって構成した例を示した。現実に逆チャープ補正の
容易性等を考慮すると、時間−周波数変換手段１８以後
をデジタル回路によって構成した方がより簡素に構成す
ることができる。図１０は時間−周波数変換手段１８以
後をデジタル回路によって構成した場合を示す。このた
めに、この実施例では時間−周波数変換手段１８の後段
にＡＤ変換器１９を設け、時間−周波数変換手段１８か
ら出力される中間周波信号ＳIFをＡＤ変換し、そのＡＤ
変換出力を直交検波器２０で直交検波し、この直交検波
器２０から先に説明した複素信号ＩとＱを得る。
によって構成した例を示した。現実に逆チャープ補正の
容易性等を考慮すると、時間−周波数変換手段１８以後
をデジタル回路によって構成した方がより簡素に構成す
ることができる。図１０は時間−周波数変換手段１８以
後をデジタル回路によって構成した場合を示す。このた
めに、この実施例では時間−周波数変換手段１８の後段
にＡＤ変換器１９を設け、時間−周波数変換手段１８か
ら出力される中間周波信号ＳIFをＡＤ変換し、そのＡＤ
変換出力を直交検波器２０で直交検波し、この直交検波
器２０から先に説明した複素信号ＩとＱを得る。
【００４４】直交検波器２０で得られた複素信号ＩとＱ
は、例えばデシメーションフィルタ等と呼ばれているデ
ータ選別手段４２でローパス特性により高域成分を除去
し、データ数を減らすことにより、次段以後のメモリ容
量と計算処理の負荷を軽減するものとする。データ選別
手段４２でデータ数を制限された複素信号を一旦バッフ
ァメモリ４３に蓄えた後、逆チャープ補正手段２５に入
力し、この逆チャープ補正手段２５において周波数遷移
を相殺し、一定周波数に固定化する。
は、例えばデシメーションフィルタ等と呼ばれているデ
ータ選別手段４２でローパス特性により高域成分を除去
し、データ数を減らすことにより、次段以後のメモリ容
量と計算処理の負荷を軽減するものとする。データ選別
手段４２でデータ数を制限された複素信号を一旦バッフ
ァメモリ４３に蓄えた後、逆チャープ補正手段２５に入
力し、この逆チャープ補正手段２５において周波数遷移
を相殺し、一定周波数に固定化する。
【００４５】逆チャープ補正手段２５はバッファメモリ
４３に蓄えた複素信号を利用して過去に遡って演算処理
を実行することができる。この点でアナログ回路のよう
に多数の逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 を設け
る必要がなく、デジタル回路が簡素に構成できる理由が
ここにある。逆チャープ補正を施した複素信号は分解能
フィルタ２１で周波数制限し、更に２乗和がとられてそ
の出力はスペクトラム成分となり、メモリ２２に取り込
まれる。
４３に蓄えた複素信号を利用して過去に遡って演算処理
を実行することができる。この点でアナログ回路のよう
に多数の逆チャープ補正ユニット２７1 〜２７4 を設け
る必要がなく、デジタル回路が簡素に構成できる理由が
ここにある。逆チャープ補正を施した複素信号は分解能
フィルタ２１で周波数制限し、更に２乗和がとられてそ
の出力はスペクトラム成分となり、メモリ２２に取り込
まれる。
【００４６】メモリ２２に取り込まれたスペクトラム成
分は、コンピュータシステムで構成される制御器２３に
より読み出され表示器１６に表示される。また必要に応
じて入出力ポート４６を介して外部の機器に転送され
る。逆チャープ補正手段２５及び分解能フィルタ２１は
それぞれデジタル回路化した場合、演算回路で構成さ
れ、演算処理によって逆チャープ補正動作と分解能フィ
ルタの周波数制限動作が実行される。
分は、コンピュータシステムで構成される制御器２３に
より読み出され表示器１６に表示される。また必要に応
じて入出力ポート４６を介して外部の機器に転送され
る。逆チャープ補正手段２５及び分解能フィルタ２１は
それぞれデジタル回路化した場合、演算回路で構成さ
れ、演算処理によって逆チャープ補正動作と分解能フィ
ルタの周波数制限動作が実行される。
【００４７】以下に数式を用いてデジタル回路における
演算処理の過程と、実際に高速掃引が可能であることを
明らかにする。先ず、スペクトラム・アナライザにおけ
る信号の流れを数式によって表現する。
演算処理の過程と、実際に高速掃引が可能であることを
明らかにする。先ず、スペクトラム・アナライザにおけ
る信号の流れを数式によって表現する。
【００４８】主局部発振器１３が出力する局部発振信号
Ｌ（ｔ）は、 ＳＰＡＮ ＝ＳＰ：周波数掃引幅 Sweep Time＝Ｔｓ：掃引時間 ａ ＝ ：時刻ｔ＝０における局部発振周波数 σ ＝ＳＰ／２Ｔｓ ｔ ＝−Ｔｓ／２〜Ｔｓ／２ θ0 ：初期位相 とすると、 Ｌ（ｔ）＝exp [−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（１） ベースバンド信号を逆チャープ補正を施すことなく、直
接分解能フィルタ２１に供給した場合、中間周波フィル
タ１４のインパルス応答ｈ（ｔ），データ選別手段４２
のインパルス応答ｄ（ｔ）が分解能フィルタ２１のイン
パルス応答ｇ（ｔ）より帯域が充分広いものとしてその
影響を無視すると、中間周波信号ＩＦo(t)は ＩＦo(t)＝ｆ(t) ×exp[−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（２） ＩＦo(t)が直接分解能フィルタ２１に与えられるとする
と、分解能フィルタ２１から出力される最終ＩＦ信号Ｉ
Ｆg(t)は次式のように表される。
Ｌ（ｔ）は、 ＳＰＡＮ ＝ＳＰ：周波数掃引幅 Sweep Time＝Ｔｓ：掃引時間 ａ ＝ ：時刻ｔ＝０における局部発振周波数 σ ＝ＳＰ／２Ｔｓ ｔ ＝−Ｔｓ／２〜Ｔｓ／２ θ0 ：初期位相 とすると、 Ｌ（ｔ）＝exp [−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（１） ベースバンド信号を逆チャープ補正を施すことなく、直
接分解能フィルタ２１に供給した場合、中間周波フィル
タ１４のインパルス応答ｈ（ｔ），データ選別手段４２
のインパルス応答ｄ（ｔ）が分解能フィルタ２１のイン
パルス応答ｇ（ｔ）より帯域が充分広いものとしてその
影響を無視すると、中間周波信号ＩＦo(t)は ＩＦo(t)＝ｆ(t) ×exp[−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（２） ＩＦo(t)が直接分解能フィルタ２１に与えられるとする
と、分解能フィルタ２１から出力される最終ＩＦ信号Ｉ
Ｆg(t)は次式のように表される。
【００４９】
【数１】 （３）式において、 σ＝０，Ｌ(t) ＝ exp〔−ｊａｔ〕（周波数一定） 中間周波フィルタ１４の帯域特性ｈ（ｔ）が周波数ドメ
インでデルタ関数δ（ω）であり、ｈ（ｔ）＝１である
場合：（Ａ）
インでデルタ関数δ（ω）であり、ｈ（ｔ）＝１である
場合：（Ａ）
【００５０】
【数２】 となり、これは入力端子１１に入力される被測定信号ｆ
（ｔ）のフーリエ変換にほかならない。（４）式はＩＦ
Ｌ（ｔ）が時間に関係なく、局部発振周波数（−ａ／２
π）における周波数成分であることを示している。しか
し、これは（Ａ）が成り立つときであり、実際にはσは
ゼロではないし、ｇ（ｔ）もδ関数ではなく、いくらか
の誤差を容認しなければならない。
（ｔ）のフーリエ変換にほかならない。（４）式はＩＦ
Ｌ（ｔ）が時間に関係なく、局部発振周波数（−ａ／２
π）における周波数成分であることを示している。しか
し、これは（Ａ）が成り立つときであり、実際にはσは
ゼロではないし、ｇ（ｔ）もδ関数ではなく、いくらか
の誤差を容認しなければならない。
【００５１】時間−周波数変換手段１８が複数段縦続接
続された場合には（４）式の周波数ａがシフトするだけ
である。ここで、主局部発振器１３の周波数掃引を相殺
する逆チャープ信号ｕ（ｔ）を、 ｕ(t) ＝exp[ｊσ(t−ｔ0)2] ………（５） とし、これをＩＦo(t)に対して、時刻ｔO を中心にして
掛ける ＩＦu(t)＝ｆ(t) × exp[ −j(a+２σｔ0)ｔ＋θ0 −σｔ0 2)] ………（５′） 更に分解能フィルタ２１の帯域特性ｇ（ｔ）を、時刻ｔ
O を中心に施す。
続された場合には（４）式の周波数ａがシフトするだけ
である。ここで、主局部発振器１３の周波数掃引を相殺
する逆チャープ信号ｕ（ｔ）を、 ｕ(t) ＝exp[ｊσ(t−ｔ0)2] ………（５） とし、これをＩＦo(t)に対して、時刻ｔO を中心にして
掛ける ＩＦu(t)＝ｆ(t) × exp[ −j(a+２σｔ0)ｔ＋θ0 −σｔ0 2)] ………（５′） 更に分解能フィルタ２１の帯域特性ｇ（ｔ）を、時刻ｔ
O を中心に施す。
【００５２】
【数３】 よって、ＩＦｇ（ｔ）は被測定信号ｆ（ｔ）のフーリエ
変換に分解能フィルタ２１の周波数特性（ｇ（ｔ）のフ
ーリエ変換）Ｇ（ω）の畳み込みとして観測される。こ
れは時刻ｔには依存せず、逆チャープを施す中心時刻ｔ
O に依存する（図１１参照）。
変換に分解能フィルタ２１の周波数特性（ｇ（ｔ）のフ
ーリエ変換）Ｇ（ω）の畳み込みとして観測される。こ
れは時刻ｔには依存せず、逆チャープを施す中心時刻ｔ
O に依存する（図１１参照）。
【００５３】ＩＦｇ（ｔ）の絶対値は、被測定信号ｆ
（ｔ）のパワ・スペクトラムにほかならない。従来のア
ナログ掃引方式では、掃引速度σが分解能フィルタ２１
の帯域特性ｇ（ｔ）の分解能帯域幅の２乗に逆比例して
遅くしなければならないが、この発明によれば、それよ
り（ｈ（ｔ）の帯域幅）／（ｇ（ｔ）の帯域幅）倍速す
ることができる。
（ｔ）のパワ・スペクトラムにほかならない。従来のア
ナログ掃引方式では、掃引速度σが分解能フィルタ２１
の帯域特性ｇ（ｔ）の分解能帯域幅の２乗に逆比例して
遅くしなければならないが、この発明によれば、それよ
り（ｈ（ｔ）の帯域幅）／（ｇ（ｔ）の帯域幅）倍速す
ることができる。
【００５４】次に逆チャープ補正手段２５について数式
を用いて説明する。逆チャープ補正手段２５に入力され
る信号は周波数が時間に比例して増加し、位相が時間に
対して二次関数となるチャープ信号である。これは次式
で表される。 ＩＦo(t)＝ｆ(t) ・exp[−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（７） 従来は（７）式の信号に分解能フィルタ２１の帯域特性
ｇ（ｔ）を掛け、その出力を周波数成分としている。
を用いて説明する。逆チャープ補正手段２５に入力され
る信号は周波数が時間に比例して増加し、位相が時間に
対して二次関数となるチャープ信号である。これは次式
で表される。 ＩＦo(t)＝ｆ(t) ・exp[−j(σｔ2 ＋ａｔ＋θ0 ）] ………（７） 従来は（７）式の信号に分解能フィルタ２１の帯域特性
ｇ（ｔ）を掛け、その出力を周波数成分としている。
【００５５】３dBバンド幅がＲＢＷであるガウレシャン
・フィルタの時間応答関数は ｇ(t) ＝Ａ・exp[−ａ・ＲＢＷ2 ・ｔ2] ………（８） である。ａの値は実験的に求められる。ここではａ＝3.
４としておく。Ａは電力較正のための定数であり、測定
システムにより実験的に定められる。実験的に −１／ＲＢＷ≒−ｔｇ＜ｔ＜ｔｇ≒１／ＲＢＷ ………（９） の範囲を適用し、それ以外の範囲はゼロとすることで
（８）式が近似できる。（９）式の範囲は要求される測
定ダイナミックレンジに応じて適当に範囲を変更すれば
よい。
・フィルタの時間応答関数は ｇ(t) ＝Ａ・exp[−ａ・ＲＢＷ2 ・ｔ2] ………（８） である。ａの値は実験的に求められる。ここではａ＝3.
４としておく。Ａは電力較正のための定数であり、測定
システムにより実験的に定められる。実験的に −１／ＲＢＷ≒−ｔｇ＜ｔ＜ｔｇ≒１／ＲＢＷ ………（９） の範囲を適用し、それ以外の範囲はゼロとすることで
（８）式が近似できる。（９）式の範囲は要求される測
定ダイナミックレンジに応じて適当に範囲を変更すれば
よい。
【００５６】 ｇuc(t) ＝Ａ・exp 〔−ａ・ＲＢＷ2 ｔ2 ＋ｊσｔ2 〕 ………（10） （７）式に示したチャープ信号ＩＦo(t)に対してガウシ
ャン・フィルタ特性を施す（８）式の処理と、逆チャー
プ処理を施す（１０）式の処理はどちらを先に行っても
よいが、同時に実行する関数として一括処理するのが最
も効率がよい。この場合も（８）式と同様に（９）式に
示す範囲外でゼロとして処理する。
ャン・フィルタ特性を施す（８）式の処理と、逆チャー
プ処理を施す（１０）式の処理はどちらを先に行っても
よいが、同時に実行する関数として一括処理するのが最
も効率がよい。この場合も（８）式と同様に（９）式に
示す範囲外でゼロとして処理する。
【００５７】（２）式に対して時刻ｔo を中心に積分す
れば、時刻ｔo におけるスペクトラム成分が求められ
る。 IFg(t0) ＝∫to+1/RBW to-1/RBW IF0(t)・ｇuc(t-t0)dt ………（11） ＝∫to+1/RBW to-1/RBW [ ｛f(t)・exp[-j（σt2+at+θ0)｝g(t-t0)exp[jσ(t-t 0 )2]] ｄt ＝∫to+1/RBW to-1/RBW [ ｛f(t)×g(t-t0)exp[-ｊ｛(a+2σt0)t＋θ0-σt0 2 ｝ ] ｝dt＝F(a+２σt0）Ｇ（a+２σt0) exp[-j（θ0-σt0 2)] となり、（６）式と同じ結果が得られる（Ｆ，Ｇはｆ，
ｇのフーリエ変換）。
れば、時刻ｔo におけるスペクトラム成分が求められ
る。 IFg(t0) ＝∫to+1/RBW to-1/RBW IF0(t)・ｇuc(t-t0)dt ………（11） ＝∫to+1/RBW to-1/RBW [ ｛f(t)・exp[-j（σt2+at+θ0)｝g(t-t0)exp[jσ(t-t 0 )2]] ｄt ＝∫to+1/RBW to-1/RBW [ ｛f(t)×g(t-t0)exp[-ｊ｛(a+2σt0)t＋θ0-σt0 2 ｝ ] ｝dt＝F(a+２σt0）Ｇ（a+２σt0) exp[-j（θ0-σt0 2)] となり、（６）式と同じ結果が得られる（Ｆ，Ｇはｆ，
ｇのフーリエ変換）。
【００５８】高速掃引が可能であることの説明 ＳＰＡＮ＝１０ＫHz，ＲＢＷ＝１００Hz，Ｓweep Time
＝１５msecの例で説明する。時間−周波数変換手段１８
から出力される中間周波信号ＩＦｏ（ｔ）は（７）式よ
り、 ＩＦo(t)＝ｆ(t) ×exp[-j（σt2＋ａｔ＋θ0 ）] ＲＢＷ＝１００Hzであると、概ね２０msecがその応答時
間となる。
＝１５msecの例で説明する。時間−周波数変換手段１８
から出力される中間周波信号ＩＦｏ（ｔ）は（７）式よ
り、 ＩＦo(t)＝ｆ(t) ×exp[-j（σt2＋ａｔ＋θ0 ）] ＲＢＷ＝１００Hzであると、概ね２０msecがその応答時
間となる。
【００５９】時刻ｔo における分解能フィルタ２１の出
力は（１１）式より IFg(to) ＝∫to+1/RBW to-1/RBWＩＦo(t)・ｇ（ｔ−ｔ
ｏ）ｄｔ である。フィルタは周波数＝０Hzの１周期付近に反応す
るのであるが、これではＳweep Time ＝１５msecの全般
において反応してしまい結果としてスペクトラムは図１
２に曲線Ｃに示すように、本来の分解能フィルタ２１の
帯域特性１００Hzより拡がってしまう。
力は（１１）式より IFg(to) ＝∫to+1/RBW to-1/RBWＩＦo(t)・ｇ（ｔ−ｔ
ｏ）ｄｔ である。フィルタは周波数＝０Hzの１周期付近に反応す
るのであるが、これではＳweep Time ＝１５msecの全般
において反応してしまい結果としてスペクトラムは図１
２に曲線Ｃに示すように、本来の分解能フィルタ２１の
帯域特性１００Hzより拡がってしまう。
【００６０】見かけのＲＢＷが拡がらないためには分解
能フィルタ２１の帯域特性ｇ（ｔ）の応答時間内におけ
る中間周波信号ＩＦｇ（ｔ）の周波数変化量がｇ（ｔ）
の帯域幅より充分小さくなければならない。その掃引速
度の限界は各種の文献より0.５×ＲＢＷ2 とされてい
る。一方、チャープ信号ＩＦ0 （ｔ）に逆チャープ補正
を施すと、信号の周波数は時刻ｔo における周波数ｆc
（図２）となる。その信号は（５′）より ＩFu(t) ＝f(t)・exp[-j((a+２σt0)t＋θ0 −σt0 2)] ｈ(t) ……(12) となり、これにガウス・フィルタ特性を掛けるとスペク
トラムが得られる。
能フィルタ２１の帯域特性ｇ（ｔ）の応答時間内におけ
る中間周波信号ＩＦｇ（ｔ）の周波数変化量がｇ（ｔ）
の帯域幅より充分小さくなければならない。その掃引速
度の限界は各種の文献より0.５×ＲＢＷ2 とされてい
る。一方、チャープ信号ＩＦ0 （ｔ）に逆チャープ補正
を施すと、信号の周波数は時刻ｔo における周波数ｆc
（図２）となる。その信号は（５′）より ＩFu(t) ＝f(t)・exp[-j((a+２σt0)t＋θ0 −σt0 2)] ｈ(t) ……(12) となり、これにガウス・フィルタ特性を掛けるとスペク
トラムが得られる。
【００６１】
【数４】 （１２）式は被測定信号ｆ（ｔ）を周波数シフトさせた
ものであり、被測定信号ｆ（ｔ）が正弦波信号であれば
（１２）式も正弦波となる。この信号にガウス・フィル
タ特性を施せば、図１２の曲線Ｃに示した過掃引現象は
発生しない。（１３）式が正弦波信号であるためには掃
引速度σは直接関与しないことになる。掃引速度σを大
きくすればする程、短時間にスペクトルを得るための中
間周波信号を取得することができる。ただし、無制限に
大きくできるわけでなく、「（１３）式において、ガウ
ス・フィルタの帯域特性ｇ（ｔ）の応答時間内におい
て、チャープ周波数の絶対値の最大がＡＤ変換器１９の
サンプル周波数ｆs で決まるナイキスト周波数以下であ
ること。」とする条件が満たされなければならない。
ものであり、被測定信号ｆ（ｔ）が正弦波信号であれば
（１２）式も正弦波となる。この信号にガウス・フィル
タ特性を施せば、図１２の曲線Ｃに示した過掃引現象は
発生しない。（１３）式が正弦波信号であるためには掃
引速度σは直接関与しないことになる。掃引速度σを大
きくすればする程、短時間にスペクトルを得るための中
間周波信号を取得することができる。ただし、無制限に
大きくできるわけでなく、「（１３）式において、ガウ
ス・フィルタの帯域特性ｇ（ｔ）の応答時間内におい
て、チャープ周波数の絶対値の最大がＡＤ変換器１９の
サンプル周波数ｆs で決まるナイキスト周波数以下であ
ること。」とする条件が満たされなければならない。
【００６２】ガウス・フィルタの応答時間を２／ＲＢＷ
とする。この時間内に図１０に示した直交検波器２０，
またはデータ選別手段（デシメーションフィルタ）４２
の通過帯域幅より狭ければよい。無論このことはＡＤ変
換器１９またはデータ選別手段４２のナイキスト周波数
よりも狭くなければならないことを意味している。その
具体的な値としては、ＡＤ変換器１９またはデータ選別
手段４２におけるサンプリング周波数の１／４から１／
２で規定することができる。この帯域幅をＢdとする
と、局部発振器１３は時間２／ＲＢＷ内に帯域幅Ｂd だ
け周波数掃引することができることになる。つまり、掃
引速度は帯域幅Ｂd を（２／ＲＢＷ）で割ったものにな
る。
とする。この時間内に図１０に示した直交検波器２０，
またはデータ選別手段（デシメーションフィルタ）４２
の通過帯域幅より狭ければよい。無論このことはＡＤ変
換器１９またはデータ選別手段４２のナイキスト周波数
よりも狭くなければならないことを意味している。その
具体的な値としては、ＡＤ変換器１９またはデータ選別
手段４２におけるサンプリング周波数の１／４から１／
２で規定することができる。この帯域幅をＢdとする
と、局部発振器１３は時間２／ＲＢＷ内に帯域幅Ｂd だ
け周波数掃引することができることになる。つまり、掃
引速度は帯域幅Ｂd を（２／ＲＢＷ）で割ったものにな
る。
【００６３】この結果、 掃引速度＝Ｂd ／（２／ＲＢＷ）＝0.５Ｂd ×ＲＢＷ となる。
【００６４】
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
主局部発振器１３の周波数掃引速度を規定する式にＲＢ
Ｗ2 が存在しないことから分解能フィルタ２１の帯域幅
ＲＢＷを狭く設定し、分解能を高く設定しても掃引速度
を極端に遅くする必要はない。因みに、Ｂd ＝１０ＫH
z，ＲＢＷ＝１０Hzの場合、従来の掃引型スペクトラム
・アナライザと比較して１０００倍程度高速となる。ま
た、Ｂd ＝１０ＫHz，ＲＢＷ＝１Hzでは１００００倍程
度高速となる。
主局部発振器１３の周波数掃引速度を規定する式にＲＢ
Ｗ2 が存在しないことから分解能フィルタ２１の帯域幅
ＲＢＷを狭く設定し、分解能を高く設定しても掃引速度
を極端に遅くする必要はない。因みに、Ｂd ＝１０ＫH
z，ＲＢＷ＝１０Hzの場合、従来の掃引型スペクトラム
・アナライザと比較して１０００倍程度高速となる。ま
た、Ｂd ＝１０ＫHz，ＲＢＷ＝１Hzでは１００００倍程
度高速となる。
【００６５】このように、この発明によれば掃引型スペ
クトラム・アナライザが持つ致命的欠陥を解消すること
ができ、その効果は実用に供して頗る大である。
クトラム・アナライザが持つ致命的欠陥を解消すること
ができ、その効果は実用に供して頗る大である。
【図１】この発明による周波数分析方法の原理を説明す
るためのブロック図。
るためのブロック図。
【図２】この発明の周波数分析方法に用いる逆チャープ
補正動作を説明するための波形図。
補正動作を説明するための波形図。
【図３】図１に示した構成に検波器を付加した例を説明
するブロック図。
するブロック図。
【図４】図３に示した構成に対数増幅器を付加した構成
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図５】この発明による周波数分析方法を用いた掃引型
スペクトラム・アナライザを説明するためのブロック
図。
スペクトラム・アナライザを説明するためのブロック
図。
【図６】図５に示した実施例に用いた逆チャープ補正ユ
ニットの内部を詳細に説明するためのブロック図。
ニットの内部を詳細に説明するためのブロック図。
【図７】図５に示したスペクトラム・アナライザの動作
を説明するための波形図。
を説明するための波形図。
【図８】この発明の周波数分析方法を用いた掃引型スペ
クトラム・アナライザの他の例を示すブロック図。
クトラム・アナライザの他の例を示すブロック図。
【図９】図８に示した掃引型スペクトラム・アナライザ
に用いた逆チャープ補正ユニットの内部を詳細に説明す
るためのブロック図。
に用いた逆チャープ補正ユニットの内部を詳細に説明す
るためのブロック図。
【図１０】この発明による周波数分析方法を用いた掃引
型スペクトラム・アナライザの更に他の例を示すブロッ
ク図。
型スペクトラム・アナライザの更に他の例を示すブロッ
ク図。
【図１１】図１０に示した掃引型スペクトラム・アナラ
イザの動作を説明するためのグラフ。
イザの動作を説明するためのグラフ。
【図１２】図１０に示した掃引型スペクトラム・アナラ
イザの動作を説明するためのグラフ。
イザの動作を説明するためのグラフ。
【図１３】従来の技術を説明するためのブロック図。
【図１４】従来の技術の他の例を説明するためのブロッ
ク図。
ク図。
【図１５】図１４に示した掃引型スペクトラム・アナラ
イザの動作を説明するためにスペクトラム・アナライザ
の表示の一例を示す正面図。
イザの動作を説明するためにスペクトラム・アナライザ
の表示の一例を示す正面図。
【図１６】図１３に示した掃引型スペクトラム・アナラ
イザの動作を説明するための波形図。
イザの動作を説明するための波形図。
【図１７】従来の技術の他の例を示すブロック図。
１１ 入力端子 １２ ミキサ １３ 主局部発振器 １４ 中間周波フィルタ １５ 鋸歯状波発生器 １６ 表示器 １８ 時間−周波数変換手段 １９ ＡＤ変換器 ２０ 直交検波器 ２１ 分解能フィルタ ２２ メモリ ２３ 制御器 ２５ 逆チャープ補正手段 ２７1 〜２７4 逆チャープ補正ユニット
Claims (8)
- 【請求項１】 被測定信号に周波数掃引信号を乗算し、
その乗算結果を所定の帯域幅を持つ中間周波フィルタを
通じて抽出し、上記被測定信号に含まれる周波数成分を
時間軸方向に配列された中間周波信号として取り出し、
この中間周波信号の電力と、上記主周波数掃引信号の周
波数との対応から上記被測定信号に含まれる周波数成分
を分析する周波数分析方法において、 上記中間周波信号に、この中間周波信号の周波数遷移方
向とは逆向きに周波数掃引される逆掃引信号を乗算し、
その乗算結果に得られる一定周波数成分を被測定信号に
含まれる周波数スペクトラムとして抽出することを特徴
とする周波数分析方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の周波数分析方法におい
て、上記逆掃引信号の周波数掃引幅を上記中間周波フィ
ルタの通過帯域幅より狭い周波数掃引幅に選定し、上記
主周波数掃引動作中に跡切れることなく、上記逆掃引動
作を繰り返し、各逆掃引動作中に得られた一定周波数成
分の電力を周波数スペクトラムとして抽出することを特
徴とする周波数分析方法。 - 【請求項３】 主周波数掃引信号を発生する局部発振器
と、ミキサ及びバンドパス特性を持つ中間周波フィルタ
とによって構成され、被測定信号に含まれる周波数成分
を上記局部発振器の周波数掃引動作に伴う時間の経過に
従って周波数弁別され、上記被測定信号に含まれる信号
成分の周波数に応じて時間軸上に配列された中間周波信
号に変換する時間−周波数変換手段と、 この時間−周波数変換手段から出力される中間周波信号
を予定した分解能帯域幅で抽出する分解能フィルタと、 この分解能フィルタを通じて抽出した信号を被測定信号
の周波数スペクトラムとして表示する表示器と、を具備
して構成された掃引型スペクトラム・アナライザにおい
て、 上記時間−周波数変換手段から出力される中間周波信号
に、この中間周波信号の周波数遷移方向とは逆向きに周
波数掃引される逆掃引信号を乗算し、その乗算結果に得
られる一定周波数の信号を上記分解能フィルタによって
抽出し、この抽出した信号の電力を被測定信号に含まれ
る周波数スペクトラムとして上記表示器に表示すること
を特徴とする掃引型スペクトラム・アナライザ。 - 【請求項４】 周波数掃引信号を発生する局部発振器
と、ミキサ及び中間周波フィルタを構成するバンドパス
フィルタとによって構成され、被測定信号に含まれる周
波数成分を上記局部発振器の周波数掃引動作に伴う時間
の経過に従って周波数弁別し、上記被測定信号に含まれ
る信号成分の周波数に応じて時間軸上に配列された中間
周波信号に変換する時間−周波数変換手段と、 を具備して構成された掃引型スペクトラム・アナライザ
において、 上記時間−周波数変換手段から出力される中間周波信号
に、この中間周波信号の周波数遷移方向とは逆向きに周
波数掃引される逆掃引信号を乗算するミキサと、このミ
キサから出力される一定周波数の信号成分を抽出する分
解能フィルタと、この分解能フィルタによって抽出した
信号成分を検波する検波器と、上記逆掃引信号の掃引動
作が終了するごとに上記検波器の検波出力をサンプルホ
ールドするサンプルホールド回路とによって逆チャープ
補正ユニットを構成し、この逆チャープ補正ユニットを
並列に複数設け、この複数の逆チャープ補正ユニットを
時間差を持たせて順次繰り返し動作させ、各動作ごとに
得られる上記サンプルホールド回路の出力を上記表示器
の垂直軸に入力し、上記周波数掃引信号に同期した鋸歯
状波を水平軸に入力して被測定信号の周波数スペクトラ
ムを表示することを特徴とする掃引型スペクトラム・ア
ナライザ。 - 【請求項５】 周波数掃引信号を発生する局部発振器
と、ミキサ及び中間周波フィルタを構成するバンドパス
フィルタとによって構成され、被測定信号に含まれる周
波数成分を上記局部発振器の周波数掃引動作に伴う時間
の経過に従って周波数弁別され、周波数軸上に配列され
た中間周波信号に変換する時間−周波数変換手段と、 この時間−周波数変換手段から出力される中間周波信号
を予定した分解能帯域幅で抽出する分解能フィルタと、 この分解能フィルタを通じて抽出した信号を被測定信号
の周波数スペクトラムとして表示する表示器と、を具備
して構成された掃引型スペクトラム・アナライザにおい
て、 上記時間−周波数変換手段の出力側に直交検波器を設け
ると共に、この直交検波器で得られた実数部と虚数部の
信号にそれぞれ逆掃引信号を乗算する一対の乗算器と、
この乗算結果に得られるベースバンド信号を取り出し、
上記分解能フィルタを構成する一対のロ−パスフィルタ
と、この一対のロ−パスフィルタの出力をそれぞれ２乗
する２乗回路と、２乗した結果を加算して被測定信号に
含まれる周波数スペクトラムの電力を求める加算器と、
この加算器の加算結果を検波する検波器と、この検波出
力を上記逆周波数掃引の終了ごとにサンプルホールドす
るサンプルホールド回路とによって逆チャープ補正ユニ
ットを構成し、この逆チャープ補正ユニットを並列に複
数設け、この複数の逆チャープ補正ユニットを時間差を
持たせて順次繰り返し動作させ、各動作ごとに得られる
上記サンプルホールド回路のサンプルホールド信号を上
記表示器の垂直軸に入力し、上記周波数掃引信号に同期
した鋸歯状波を水平軸に入力して被測定信号の周波数ス
ペクトラムを表示することを特徴とする掃引型スペクト
ラム・アナライザ。 - 【請求項６】 周波数掃引信号を発生する局部発振器
と、ミキサ及び中間周波フィルタを構成するバンドパス
フィルタとによって構成され、被測定信号に含まれる周
波数成分を上記局部発振器の周波数掃引動作に伴う時間
の経過に従って周波数弁別して、周波数軸上に配列され
た中間周波信号に変換する時間−周波数変換手段と、 この時間−周波数変換手段から出力される中間周波信号
を予定した分解能帯域幅で抽出する分解能フィルタと、 この分解能フィルタを通じて抽出した信号を被測定信号
の周波数スペクトラムとして表示する表示器と、 を具備して構成された掃引型スペクトラム・アナライザ
において、 上記時間−周波数変換手段の出力側にＡＤ変換器を設
け、このＡＤ変換器の出力側にデジタル回路で構成した
直交検波器と、上記周波数掃引期間中に得られる上記Ａ
Ｄ変換器のＡＤ変換出力を記憶するメモリと、このメモ
リに記憶したデータに、上記中間周波信号の周波数遷移
方向とは逆向きに周波数掃引される逆掃引信号を乗算す
るミクサと、分解能フィルタとから成る縦続回路を設け
た構成としたことを特徴とする掃引型スペクトラム・ア
ナライザ。 - 【請求項７】 請求項６記載の掃引型スペクトラム・ア
ナライザにおいて、上記直交検波器と、上記逆チャープ
補正ユニットとの間にデシメーションフィルタによって
構成したデータ選別手段を設けた構成としたことを特徴
とする掃引型スペクトラム・アナライザ。 - 【請求項８】 請求項６記載の掃引型スペクトラム・ア
ナライザにおいて、上記逆チャープ補正ユニット及び分
解能フィルタを演算器によって構成したことを特徴とす
る掃引型スペクトラム・アナライザ。
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