JPH06165569A - Inverter unit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance motor efficiency by performing ON/OFF control of switching elements using a synthesized signal of a PWM signal and a communication signal corresponding to commutation timing thereby ensuring such commutation timing as a winding current having symmetrical waveform is produced. CONSTITUTION:Voltages of windings 15u, 15v, 15w of a rotating motor 15 are compared with a reference voltage and a constant timing corresponding to the rotational position of rotor, for example, is determined. The constant timing thus determined is then corrected based on the rotational speed of the motor 15 and the duty of PWM signal to determine a commutation timing and a communication signal corresponding thereto is created. Switching elements 7 to 12 are then subjected to ON/OFF control according to a synthesized signal of the communication signal and the PWM signal. In this regard, the commutation timing is determined based on a duty having a specific relationship to the rotational speed of the motor 15 and the load torque. This constitution enhances efficiency of the motor 15.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレス直流モータ
のような、複数の巻線を有するモータの各巻線をロータ
の所定の回転位置に対応する転流タイミングで順次通電
するためのスイッチング回路を有するインバータ装置に
関し、特にそのスイッチング素子をパルス幅変調信号に
より駆動するインバータ装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching circuit for sequentially energizing each winding of a motor having a plurality of windings, such as a brushless DC motor, at commutation timing corresponding to a predetermined rotation position of a rotor. In particular, the present invention relates to an inverter device having a switching element driven by a pulse width modulation signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】近年エアコンや冷蔵庫において、コンプ
レッサの能力可変や電力消費量の節約のために直流モー
タの一種であるブラシレスモータを採用しこれをインバ
ータ装置によって駆動することが行われている。ブラシ
レスモータの場合、通常、巻線の通電相を決定するため
にロータの回転位置信号を必要とするが、エアコンや冷
蔵庫のコンプレッサのようにモータが冷媒に晒される
等、モータの使用環境によっては位置検出センサーを配
置することが困難な場合がある。このため、本願発明者
等は、モータの巻線の誘起電圧を検出しこれを電気的に
処理することにより回転位置信号を得る技術を開発しこ
れを特願昭６２ー１６２６５４号として出願した。2. Description of the Related Art In recent years, in air conditioners and refrigerators, a brushless motor, which is a kind of DC motor, has been adopted and driven by an inverter device in order to change the capacity of the compressor and save power consumption. In the case of brushless motors, the rotational position signal of the rotor is usually required to determine the energized phase of the winding.However, depending on the environment in which the motor is used, such as when the motor is exposed to refrigerant, as in compressors of air conditioners and refrigerators. It may be difficult to arrange the position detection sensor. For this reason, the inventors of the present application have developed a technique for detecting the induced voltage in the winding of the motor and electrically processing the induced voltage to obtain a rotational position signal, and applied for it as Japanese Patent Application No. 62-162654.

【０００３】以下、この出願の発明がパルス幅変調（以
下、単にＰＷＭ）方式で実施される場合を例にし、これ
を従来技術として図６〜図９を参照しながら説明する。Hereinafter, the case where the invention of the present application is implemented by a pulse width modulation (hereinafter, simply PWM) system will be described as an example, and this will be described as a conventional technique with reference to FIGS. 6 to 9.

【０００４】図６に示されたインバータ装置において、
交流電源１に接続される直流電源回路２は全波整流回路
３、リアクトル４ａおよび平滑用コンデンサ４ｂからな
り、この直流電源回路２の直流母線５、６間にはスイッ
チング回路としてスイッチング素子例えばスイッチング
用トランジスタ７〜１２からなる三相ブリッジ回路１３
が接続され，その出力端子１４ｕ，１４ｖ，１４ｗにブ
ラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗが
接続される。In the inverter device shown in FIG. 6,
The DC power supply circuit 2 connected to the AC power supply 1 comprises a full-wave rectifier circuit 3, a reactor 4a and a smoothing capacitor 4b. Between the DC busbars 5 and 6 of the DC power supply circuit 2, a switching element such as a switching element is provided for switching. Three-phase bridge circuit 13 including transistors 7 to 12
Is connected, and the windings 15u, 15v, 15w of the brushless motor 15 are connected to the output terminals 14u, 14v, 14w thereof.

【０００５】三相ブリッジ回路１３の各トランジスタ７
〜１２が所定の順序でオンオフ制御されるとブラシレス
モータ１５はその各巻線１５ｕ〜１５ｗが１２０度（電
気角、以下同様）の位相差をもって順次繰り返し通電さ
れることにより回転駆動される。この場合、一つのトラ
ンジスタは１２０度オン、２４０度オフのオンオフ周期
で制御され且つオン周期では、図８に示すＰＷＭ信号Ｐ
1 によってデューティの制御がなされるので、ブラシレ
スモータ１５の各巻線１５ｕ〜１５ｗの端子電圧Ｖｕ，
Ｖｖ，Ｖｗは図８に示す波形になる。Each transistor 7 of the three-phase bridge circuit 13
When the .about.12 are on / off controlled in a predetermined order, the brushless motor 15 is rotationally driven by sequentially and repeatedly energizing the windings 15u to 15w thereof with a phase difference of 120 degrees (electrical angle, the same applies hereinafter). In this case, one transistor is controlled by an on / off cycle of 120 degrees on and 240 degrees off, and in the on cycle, the PWM signal P shown in FIG.
Since the duty is controlled by 1, the terminal voltage Vu of each winding 15u to 15w of the brushless motor 15
Vv and Vw have the waveforms shown in FIG.

【０００６】図７は、ＰＷＭ制御を伴わない場合の巻線
１５ｕの端子電圧Ｖｕおよび電流Ｉｕの波形を示す。こ
の波形において、約６０度（期間Ｔa ）の区間に渡る傾
斜部分は巻線の誘起電圧、細長い正負パルスは三相ブリ
ッジ回路１３の各トランジスタと並列に接続されたダイ
オードＤによるパルス電圧、また、Ｖ0 は直流母線５、
６間に接続された抵抗分圧回路１６によって形成された
基準電圧である。この図７から、転流タイミングは誘起
電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点（以下ゼロクロ
ス時点と称する）から約３０度遅れていることが理解さ
れる。FIG. 7 shows the waveforms of the terminal voltage Vu and the current Iu of the winding 15u when the PWM control is not involved. In this waveform, the sloped portion over a section of about 60 degrees (period Ta) is the induced voltage of the winding, the elongated positive and negative pulses are the pulse voltage by the diode D connected in parallel with each transistor of the three-phase bridge circuit 13, and V0 is DC bus 5,
6 is a reference voltage formed by the resistance voltage dividing circuit 16 connected between the six. From FIG. 7, it is understood that the commutation timing is delayed by about 30 degrees from the time when the induced voltage crosses the reference voltage V0 (hereinafter referred to as the zero crossing time).

【０００７】前記端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは通電信号
回路１７に設けられたコンパレータ１８〜２０によって
前記基準電圧Ｖ0 と比較されることにより、図８に示す
ような端子電圧Ｖｕ〜Ｖｗの１８０度区間認識用の基本
波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´に変換される。更にこれ
ら基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´が通電信号回路１
７に設けられた波形合成回路２１に与えられ、ここでＰ
ＷＭ信号Ｐ１との照合により正パルス成分のみの時間幅
１８０度の連続方形波からなり且つ互に１２０度の位相
差を有する認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａに変換され
る。この認識波形信号Ｕａ，Ｖａ，Ｗａの開始点（立上
り時点）および終了点（立下り時点）は誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点に一致している。The terminal voltages Vu, Vv, and Vw are compared with the reference voltage V0 by comparators 18 to 20 provided in the energization signal circuit 17, so that the terminal voltages Vu to Vw as shown in FIG. It is converted into fundamental wave signals Vu ′, Vv ′, Vw ′ for section recognition. Further, these fundamental wave signals Vu ′, Vv ′, Vw ′ are supplied to the energization signal circuit 1
7 is applied to the waveform synthesis circuit 21 provided in FIG.
By collating with the WM signal P1, it is converted into recognition waveform signals Ua, Va and Wa which are continuous square waves having a time width of 180 degrees and only having a positive pulse component and having a phase difference of 120 degrees from each other. The starting point (rising point) and ending point (falling point) of the recognition waveform signals Ua, Va, Wa coincide with the crossing point of the induced voltage and the reference voltage V0.

【０００８】更にこの波形合成回路２１内では、これに
保有された第１および第２のタイマー機能のうち、第１
のタイマー機能によって前記３つの認識波形信号Ｕａ，
Ｖａ，Ｗａから時間幅Ｔｂが各々６０度をもつ６個の第
１の位相区分パターンＸ１〜Ｘ６を形成し、更に第２の
タイマー機能によって第１の各位相区分パターンＸ１〜
Ｘ６の終点を起点とする時間幅が各々３０度をもつ６個
の第２の位相区分パターンＹ１〜Ｙ６を形成する。そし
て、波形合成回路２１は、最終的に上記のような第２の
位相区分信号から図８に示す通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖ
ｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを合成する。Further, in the waveform synthesizing circuit 21, of the first and second timer functions held therein, the first
The three recognition waveform signals Ua,
Six first phase division patterns X1 to X6 each having a time width Tb of 60 degrees are formed from Va and Wa, and the first phase division patterns X1 to X6 are further formed by the second timer function.
Six second phase division patterns Y1 to Y6 each having a time width of 30 degrees starting from the end point of X6 are formed. Then, the waveform synthesizing circuit 21 finally conducts the energizing signals Up, Un, V shown in FIG. 8 from the second phase division signal as described above.
p, Vn, Wp, and Wn are combined.

【０００９】ここで、通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの開始点は、第２の位相区分パターンＹ
１〜Ｙ６の終了点に一致しているので、誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点とな
る。このため、これら通電信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖ
ｎ，Ｗｐ，Ｗｎの位相パターンは三相ブリッジ回路１３
のトランジスタ７〜１２に要求された転流タイミングパ
ターンに一致することとなる。Here, the energization signals Up, Un, Vp, V
The starting points of n, Wp, and Wn are the second phase division pattern Y.
Since it coincides with the end points of 1 to Y6, it is a time point delayed by 30 degrees from the time point when the induced voltage crosses the reference voltage V0. Therefore, these energization signals Up, Un, Vp, V
The phase patterns of n, Wp, and Wn are three-phase bridge circuit 13
The commutation timing pattern required for the transistors 7 to 12 of FIG.

【００１０】一方、速度判定回路２２は、波形合成回路
２１からブラシレスモータ１５の回転速度検出信号とし
て与えられた通電信号Ｗｎと速度指令信号Ｓｃとから速
度偏差を判定し、その速度偏差に対応した速度偏差信号
Ｓｄを出力してこれをパルス幅変調回路２３に与える。
このパルス幅変調回路２３はＰＷＭ信号Ｐ１のデューテ
ィを速度偏差信号Ｓｄの大きさに応じるように制御す
る。このようにデューティが制御されたＰＷＭ信号Ｐ１
は、駆動回路を構成するゲート回路２４の各ゲート部２
５，２７，２９によって前記通電信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗ
ｐ，と合成例えば論理積をとられながら三相ブリッジ回
路１３の各トランジスタ７，９，１１のベースにベース
制御信号として供給される。この結果、トランジスタ７
〜１２が通電信号Ｕｐ〜Ｗｎによる図８に示すパターン
でオンオフ制御されることによってブラシレスモータ１
５が駆動を継続すると共に図８に示されるＰＷＭ信号Ｐ
１によるデューティ制御によりその速度制御がなされ
る。On the other hand, the speed judgment circuit 22 judges the speed deviation from the energization signal Wn and the speed command signal Sc given as the rotation speed detection signal of the brushless motor 15 from the waveform synthesis circuit 21, and corresponds to the speed deviation. The velocity deviation signal Sd is output and given to the pulse width modulation circuit 23.
The pulse width modulation circuit 23 controls the duty of the PWM signal P1 according to the magnitude of the speed deviation signal Sd. The PWM signal P1 whose duty is controlled in this way
Is each gate portion 2 of the gate circuit 24 that constitutes the drive circuit.
5, 27, and 29, the energizing signals Up, Vp, W
It is supplied as a base control signal to the bases of the transistors 7, 9 and 11 of the three-phase bridge circuit 13 while being combined with p, for example, and being ANDed. As a result, the transistor 7
To 12 are controlled to be turned on and off in the pattern shown in FIG. 8 by the energization signals Up to Wn, so that the brushless motor 1
5 continues to drive and the PWM signal P shown in FIG.
The speed control is performed by the duty control by 1.

【００１１】[0011]

【発明が解決しようとする課題】以上の説明から明らか
なように、各相の巻線１５ｕ，１５ｖ，１５ｗには、誘
起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅
れて１２０度の区間通電される。図９にはブラシレスモ
ータ１５のＵ相巻線１５ｕの誘起電圧とＰＷＭ制御を伴
わない場合の印加電圧との関係を示す。同図から明らか
なように、巻線１５ｕに印加される直流電源回路２の電
圧は、誘起電圧のピーク時点Ｔｐを中心に１２０度の範
囲で対称波形となる。これに対し、巻線１５ｕに流れる
電流Ｉｕは、直流電源回路２の電圧の印加開始時点から
傾斜状に立ち上がって時間Ｔ1 だけ遅れてピークに達
し、また電圧の印加終了時点から傾斜状態に立ち下がっ
て時間Ｔ2 （Ｔ1 と同等）だけ遅れてゼロになる。従っ
て、巻線１５ｕに流れる電流Ｉｕの波形は、誘起電圧の
ピーク時点Ｔｐに対し非対称となる。このことは、ＰＷ
Ｍ制御を行った場合でも同様に生ずる。As is apparent from the above description, the windings 15u, 15v, 15w of each phase have a delay of 120 degrees, which is delayed by 30 degrees from the time when the induced voltage crosses the reference voltage V0. The section is energized. FIG. 9 shows the relationship between the induced voltage of the U-phase winding 15u of the brushless motor 15 and the applied voltage when PWM control is not involved. As is clear from the figure, the voltage of the DC power supply circuit 2 applied to the winding 15u has a symmetrical waveform in the range of 120 degrees around the peak time Tp of the induced voltage. On the other hand, the current Iu flowing through the winding 15u rises in a sloping manner from the time when the voltage of the DC power supply circuit 2 starts to be applied, reaches a peak with a delay of time T1, and falls to the sloping state from the time when the voltage application ends. Becomes zero after a delay of time T2 (equivalent to T1). Therefore, the waveform of the current Iu flowing through the winding 15u is asymmetric with respect to the peak time Tp of the induced voltage. This is PW
The same occurs when M control is performed.

【００１２】一般にモータの発生トルクは、誘起電圧と
電流の積で表されるため、誘起電圧のピーク時点Ｔｐに
対し電流が非対称の波形となる従来では、モータの効率
が低下することとなる。特にエアコン等では、限られた
電源容量で最大に出力して急速な冷暖房が要求される
し、また省エネルギー、ランニングコストなどの面から
も効率向上が望まれている。Since the torque generated by the motor is generally represented by the product of the induced voltage and the current, the efficiency of the motor is reduced in the conventional case where the current has a waveform asymmetric with respect to the peak time Tp of the induced voltage. Particularly in air conditioners and the like, rapid cooling and heating are required by maximizing output with a limited power supply capacity, and efficiency improvement is also desired from the viewpoint of energy saving and running cost.

【００１３】そこで、転流タイミングを誘起電圧と基準
電圧Ｖ0 とがクロスする時点から３０度遅れた時点では
なく、３０度よりも小さな一定角度遅れた時点に定める
ことが考えられる。しかしながら、上記遅れ時間Ｔ1 お
よびＴ2 は常に一定ではなく、負荷トルク（電流値）が
大きいほど長く、回転数（誘起電圧）が大きいほど短く
なる等、場合場合に応じて変化する。このため、転流タ
イミングを誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点
から３０度よりも小さな一定角度遅れた一定時点に定め
ても、十分なる効率向上は望めない。Therefore, it is conceivable to set the commutation timing not at a point delayed by 30 degrees from the point at which the induced voltage crosses the reference voltage V0, but at a point delayed by a fixed angle smaller than 30 degrees. However, the delay times T1 and T2 are not always constant, and become longer as the load torque (current value) becomes larger and become shorter as the rotation speed (induced voltage) becomes larger, which changes depending on the case. Therefore, even if the commutation timing is set to a certain time point which is delayed by a certain angle smaller than 30 degrees from the time point at which the induced voltage crosses the reference voltage V0, a sufficient improvement in efficiency cannot be expected.

【００１４】本発明の目的は、モータの巻線への電圧印
加の開始時点および終了時点に対する巻線電流の立ち上
がりおよび立ち下りの遅れがモータの負荷トルクや回転
速度により一定せず場合場合で異なるという事情があっ
ても、巻線電流を誘起電圧のピーク時点に対して対称波
形となるように流すことができ、モータの効率向上を図
ることができるインバータ装置を提供するにある。The object of the present invention is different in the case where the delay of the rise and fall of the winding current with respect to the start time and the end time of the voltage application to the winding of the motor is not constant due to the load torque and the rotation speed of the motor. Even in such a situation, it is an object of the present invention to provide an inverter device that allows a winding current to flow in a symmetrical waveform with respect to a peak time of an induced voltage and improves the efficiency of a motor.

【００１５】[0015]

【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
装置は、モータが有する複数相の巻線に順次通電するた
めの複数のスイッチング素子からなるスイッチング回路
と、パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、モー
タの回転速度を検出する速度検出手段と、この速度検出
手段により得られたモータ回転速度と速度指令との比較
結果から前記パルス幅変調信号のデューティを決定する
手段と、転流タイミングを、前記巻線の端子電圧と基準
電圧との比較結果、および前記速度検出手段により得ら
れたモータ回転速度と前記パルス幅変調信号のデューテ
ィとに基づいて得た補正値により決定し、その転流タイ
ミングに対応する通電信号を得る通電信号形成手段と、
前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前記スイ
ッチング素子を駆動する駆動回路とを有するものであ
る。An inverter device according to the present invention is a pulse width modulation circuit for obtaining a pulse width modulation signal, and a switching circuit comprising a plurality of switching elements for sequentially energizing windings of a plurality of phases included in a motor. A speed detection means for detecting the rotation speed of the motor; a means for determining the duty of the pulse width modulation signal from the comparison result of the motor rotation speed and the speed command obtained by the speed detection means; , The result of comparison between the terminal voltage of the winding and a reference voltage, and a correction value obtained based on the motor rotation speed obtained by the speed detection means and the duty of the pulse width modulation signal, and the commutation thereof. Energization signal forming means for obtaining an energization signal corresponding to the timing,
And a drive circuit for driving the switching element by combining the energization signal and the pulse width modulation signal.

【００１６】[0016]

【作用】本発明によれば、モータの回転中その巻線の端
子電圧が検出され、この検出電圧が基準電圧と比較され
てその結果に基づき、例えばロータの回転位置に対応し
た一定のタイミングが求められる。そして、この一定の
タイミングはモータ回転速度およびパルス幅変調信号の
デューティに基づいて補正されて転流タイミングが求め
られ、この転流タイミングに対応した通電信号が形成さ
れる。そして、この通電信号とパルス幅変調信号との合
成信号例えば論理積信号によってスイッチング素子がオ
ンオフ制御される。この場合において、転流タイミング
がモータの回転速度、および負荷トルクと一定の関係を
有するデューティから決定されるので、負荷または回転
速度の変動にもかかわらず、モータの巻線電流を誘起電
圧のピーク時点に対し対称波形となるように流すことが
できる。According to the present invention, the terminal voltage of the winding of the motor is detected during rotation of the motor, and the detected voltage is compared with the reference voltage. Based on the result, a constant timing corresponding to the rotational position of the rotor is determined. Desired. Then, this constant timing is corrected based on the motor rotation speed and the duty of the pulse width modulation signal to obtain the commutation timing, and the energization signal corresponding to this commutation timing is formed. Then, the switching element is on / off controlled by a composite signal of the energization signal and the pulse width modulation signal, for example, a logical product signal. In this case, the commutation timing is determined from the motor rotation speed and the duty that has a constant relationship with the load torque, so that the motor winding current can be changed to the peak of the induced voltage despite the fluctuation of the load or the rotation speed. It can be flowed in a symmetrical waveform with respect to the time point.

【００１７】[0017]

【実施例】以下、本発明の一実施例について図１乃至図
５を参照しながら説明するが、図６と異なる部分につい
てのみ説明する。この実施例では、図６に示された従来
のインバータ装置における通信信号回路１７内の波形成
形回路２１はマイクロコンピュータ３１から構成されて
いる。このマイクロコンピュータ３１は、波形成形回路
２１のすべての機能に加え、後述するように、モータ回
転速度および負荷トルクに応じて転流タイミングを変化
させる機能および特定の期間を認識するための第３のタ
イマー機能を有する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 5, but only parts different from FIG. 6 will be described. In this embodiment, the waveform shaping circuit 21 in the communication signal circuit 17 in the conventional inverter device shown in FIG. 6 comprises a microcomputer 31. In addition to all the functions of the waveform shaping circuit 21, the microcomputer 31 has a function of changing commutation timing according to a motor rotation speed and a load torque, and a third function for recognizing a specific period, as described later. Has a timer function.

【００１８】この特定期間の認識は、認識波形信号Ｕ
ａ，Ｖａ，Ｗａの立上りおよび立下がりタイミング近
傍、換言すればブラシレスモータ１５の各巻線１５ｕ，
１５ｖ，１５ｗの誘起電圧を含む端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗと基準電圧Ｖ0 とがクロスする時点の近傍を認識す
るためのものである。そのため、マイクロコンピュータ
３１が有する第３のタイマー機能は、図２に示すよう
に、第２の各位相区分パターンＹ1 〜Ｙ6 の終了点から
１５度相当時間に転流タイミングの補正時間Ｔｄ（後述
する）を加えた時間Ｚ1 〜Ｚ6 を計測する。ここで、１
５度相当時間は、第１の位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 の
時間をＴｂとすると、（Ｔｂ／４）時間である。この第
３のタイマー機能による時間Ｚ1 〜Ｚ6 の計測によっ
て、マイクロコンピュータ３１は、第１の各位相区分パ
ターンＸ1 〜Ｘ6 の終点（誘起電圧と基準電圧Ｖ0 との
クロス時点）と同一の終点を持つ時間幅１５度（Ｔｂ／
４）相当時間の特定期間Ｔｉを認識し、この特定期間Ｔ
ｉ内においてコンパレータ１８〜２０からの基本波信号
Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´を入力する。このように基本波
信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´の入力を特定期間Ｔｉに限
定することにより、ダイオードＤによるパルス電圧が基
準電圧Ｖ0 とクロスする時点を誘起電圧と基準電圧Ｖ0
とがクロスする時点と誤認識することを防止している。The recognition of this specific period is based on the recognition waveform signal U.
a, Va, Wa near the rising and falling timings, in other words, each winding 15u of the brushless motor 15,
Terminal voltages Vu, Vv, including induced voltages of 15v, 15w,
This is for recognizing the vicinity of the time when Vw and the reference voltage V0 cross. Therefore, as shown in FIG. 2, the third timer function of the microcomputer 31 has a commutation timing correction time Td (described later) at a time corresponding to 15 degrees from the end point of each of the second phase division patterns Y1 to Y6. ) Is added and the time Z1 to Z6 is measured. Where 1
The time corresponding to 5 degrees is (Tb / 4) time, where Tb is the time of the first phase division patterns X1 to X6. By measuring the times Z1 to Z6 by the third timer function, the microcomputer 31 has the same end point as the end point (cross point of the induced voltage and the reference voltage V0) of each of the first phase division patterns X1 to X6. Time width 15 degrees (Tb /
4) Recognizing the specific period Ti of the corresponding time,
The fundamental wave signals Vu ′, Vv ′, Vw ′ from the comparators 18 to 20 are input in i. By thus limiting the input of the fundamental wave signals Vu ', Vv', Vw 'to the specific period Ti, the time when the pulse voltage of the diode D crosses the reference voltage V0 is the induced voltage and the reference voltage V0.
This prevents erroneous recognition as the time when and cross.

【００１９】ここで、マイクロコンピュータ３１による
誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点の認識は、
コンパレータ１８〜２０からの基本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ
´，Ｖｗ´およびパルス幅変調回路２３からのＰＷＭ信
号Ｐ1 と内部に記憶された比較データとの比較により行
われる。比較データは、次の表１に示すように、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎に、基本波信号Ｖｕ
´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ（Ｈ）
・ロウ（Ｌ）モードとして構成されている。Here, the recognition by the microcomputer 31 at the time when the induced voltage and the reference voltage V0 cross is as follows.
Fundamental wave signals Vu ′, Vv from the comparators 18 to 20
, Vw 'and the PWM signal P1 from the pulse width modulation circuit 23 and the comparison data stored therein are compared. The comparison data is, as shown in Table 1 below, the fundamental wave signal Vu for each of the first phase division patterns X1 to X6.
', Vv', Vw 'and PWM signal P1 high (H)
-It is configured as low (L) mode.

【００２０】[0020]

【表１】 そして、マイクロコンピュータ３１は、第１の各位相区
分パターンＸ1 〜Ｘ6では、現在実行中の位相区分パタ
ーンの次の位相区分パターンに対応する比較データを入
力し、前記特定期間Ｔｉ内における基本波信号Ｖｕ´，
Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロウの状
態がその入力した位相区分の比較データと一致したと
き、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスした時点と認識
する。[Table 1] Then, the microcomputer 31 inputs the comparison data corresponding to the next phase division pattern of the phase division pattern currently being executed in each of the first phase division patterns X1 to X6, and outputs the fundamental wave signal within the specific period Ti. Vu ',
When the high / low states of Vv ', Vw' and the PWM signal P1 coincide with the input comparison data of the phase section, it is recognized that the induced voltage crosses the reference voltage V0.

【００２１】また、この実施例では、図６に示す従来の
インバータ装置における速度判定回路２２は省略されて
おり、当該速度判定回路２２が果たしていたモータの回
転速度を検出する機能およびＰＷＭ信号Ｐ1 のデューテ
ィを決定する機能は、マイクロコンピュータ３１が負担
する。すなわち、マイクロコンピュータ３１は、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 において、現在実行中の
位相区分パターン以前の６パターン（モータ半回転）或
いは１２パターン（モータ１回転）の時間の和からモー
タの単位時間当たりの回転数（回転速度：以下、単に回
転数という）を判定し、これを外部から与えられる速度
指令信号Ｓｃから求められる回転数と比較して速度偏差
を判定し、その速度偏差に対応したデューティ信号Ｓｄ
をパルス幅変調回路２３に与える。そして、このパルス
幅変調回路２３はデューティ信号Ｓｄに示されたデュー
ティＤ1 をもつＰＷＭ信号Ｐ１を出力する。Further, in this embodiment, the speed judgment circuit 22 in the conventional inverter device shown in FIG. 6 is omitted, and the function of detecting the rotation speed of the motor and the PWM signal P1 of the speed judgment circuit 22 are omitted. The microcomputer 31 bears the function of determining the duty. That is, in the first phase division patterns X1 to X6, the microcomputer 31 determines the time of the motor from the sum of the time of 6 patterns (motor half rotation) or 12 patterns (motor one rotation) before the phase division pattern currently being executed. The number of rotations per unit time (rotational speed: hereinafter, simply referred to as the number of rotations) is determined, and this is compared with the number of rotations obtained from the speed command signal Sc given from the outside to determine the speed deviation. Corresponding duty signal Sd
To the pulse width modulation circuit 23. Then, the pulse width modulation circuit 23 outputs the PWM signal P1 having the duty D1 shown in the duty signal Sd.

【００２２】さて、マイクロコンピュータ３１によりモ
ータの回転数と負荷トルクに応じて転流タイミングを変
化させる機能は次の通りである。すなわち、この実施例
では、転流タイミングは、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とが
クロスする時点から３０度相当時間だけ遅れた時点を基
準タイミングとし、この基準タイミングをモータ回転数
および負荷トルクに応じた補正時間Ｔｄにより補正する
ことによって得るようにしている。そして、マイクロコ
ンピュータ３１のメモリには、モータの回転数と負荷ト
ルクとに対する補正時間Ｔｄがテーブル化してストアさ
れている。なお、この補正時間Ｔｄは、実使用範囲を細
分化して実験により、或いはシミュレーションにより求
めたものである。マイクロコンピュータ３１は、第１の
各位相区分パターンＸ1 〜Ｘ6 毎にモータの回転数と負
荷トルクとから補正時間Ｔｄをロードし、転流タイミン
グを変化させるようになっている。The function of the microcomputer 31 to change the commutation timing according to the number of rotations of the motor and the load torque is as follows. That is, in this embodiment, the commutation timing is based on a time point delayed by 30 degrees from the time point at which the induced voltage and the reference voltage V0 cross, and this reference timing is determined according to the motor rotation speed and the load torque. It is obtained by correcting with the correction time Td. Then, in the memory of the microcomputer 31, the correction times Td for the motor rotation speed and the load torque are stored in a table. The correction time Td is obtained by experiment or simulation by subdividing the actual use range. The microcomputer 31 changes the commutation timing by loading the correction time Td from the rotation speed and load torque of the motor for each of the first phase division patterns X1 to X6.

【００２３】ここで、負荷トルクを直接検出することは
できないので、この実施例では負荷トルクを次のように
して求めている。図５は負荷トルクと回転数との関係を
ＰＷＭ信号Ｐ1 のデューティをパラメータとして示した
ものであるが、回転数ＮとデューティＤ1 と負荷トルク
Ｔ1 との関係は次の（１）式で示される。 Ｎ＝［９０００×Ｄ1 （％）／１００］−［９０００／６０］×Ｔ1 …（１） 従って、負荷トルクＴ1 は次の（２）式で求めることが
できる。 Ｔ1 ＝［９０×Ｄ1 （％）−Ｎ］／１５０…（２） このため、マイクロコンピュータ３１は、前述のように
判定した回転数Ｎと、（２）式から求めた負荷トルクＴ
1 とでデータテーブルから補正時間Ｔｄをロードする。Here, since the load torque cannot be directly detected, the load torque is obtained as follows in this embodiment. FIG. 5 shows the relationship between the load torque and the rotation speed using the duty of the PWM signal P1 as a parameter. The relationship between the rotation speed N, the duty D1 and the load torque T1 is expressed by the following equation (1). . N = [9000 × D1 (%) / 100] − [9000/60] × T1 (1) Therefore, the load torque T1 can be obtained by the following equation (2). T1 = [90.times.D1 (%)-N] / 150 (2) Therefore, the microcomputer 31 determines the rotational speed N determined as described above and the load torque T obtained from the equation (2).
With 1, the correction time Td is loaded from the data table.

【００２４】以下、マイクロコンピュータ３１の機能を
図３に示されたフローチャートを参照しながら説明す
る。なお、図３（ｂ）に示すルーチンは（ａ）に示すル
ーチンに対して割り込みルーチンとして構成されてい
る。まず、図３（ｂ）に示す割り込みルーチンにおい
て、速度指令信号Ｓｃが示す指令回転数Ｎｃを入力し
（ステップＳ１）、続いてモータ１５の実際の回転数Ｎ
を求め（ステップＳ２）、次にデューティＤ1 を次の
（３）式により演算して求め且つその結果であるデュー
ティ信号Ｓｄをパルス幅変調回路２３に出力する（ステ
ップＳ３）。そして、ステップＳ２で求めた回転数とス
テップＳ３で求めたデューティＤ1 から式（３）により
負荷トルクを演算し、回転数と負荷トルクとに基づいて
データテーブルから補正時間Ｔｄをロードする。 Ｄ1 ＝Ｄ0 −Ａ×（Ｎ−Ｎｃ）…（３） なお、Ａはゲイン定数である。The function of the microcomputer 31 will be described below with reference to the flow chart shown in FIG. The routine shown in FIG. 3B is configured as an interrupt routine with respect to the routine shown in FIG. First, in the interrupt routine shown in FIG. 3B, the command rotation speed Nc indicated by the speed command signal Sc is input (step S1), and then the actual rotation speed N of the motor 15 is entered.
Is calculated (step S2), the duty D1 is calculated by the following equation (3), and the resultant duty signal Sd is output to the pulse width modulation circuit 23 (step S3). Then, the load torque is calculated from the rotation speed obtained in step S2 and the duty D1 obtained in step S3 by the equation (3), and the correction time Td is loaded from the data table based on the rotation speed and the load torque. D1 = D0-A * (N-Nc) (3) where A is a gain constant.

【００２５】一方、図３（ａ）に示すメーンルーチンに
おいて、今、第１の各位相区分パターンのうち、或る位
相区分パターンの特定期間Ｔｉに入ったとすると、ステ
ップＳＴ１で、次の位相区分パターンの比較データをロ
ードし、特定期間Ｔｉにおいて入力される基本波信号Ｖ
ｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1 のハイ・ロ
ウの状態を比較データと比較する（ステップＳＴ２）。
そして、誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とがクロスすると、基
本波信号Ｖｕ´，Ｖｖ´，Ｖｗ´およびＰＷＭ信号Ｐ1
のハイ・ロウの状態が比較データと一致するので（ステ
ップＳＴ２で「ＹＥＳ」）、次の第１の位相区分パター
ンの開始となり、ステップＳＴ３において直前の第１の
位相区分パターンの所要時間Ｔｂをロードすると共に、
開始された第１の位相区分パターンの所要時間を計測す
るために第１のタイマー機能を再スタートさせる。On the other hand, in the main routine shown in FIG. 3A, if the specific period Ti of a certain phase division pattern among the first phase division patterns is entered, the next phase division is performed in step ST1. The pattern comparison data is loaded and the fundamental wave signal V input during the specific period Ti is input.
u ', Vv', Vw 'and the high / low states of the PWM signal P1 are compared with the comparison data (step ST2).
When the induced voltage and the reference voltage V0 cross, the fundamental wave signals Vu ', Vv', Vw 'and the PWM signal P1
Since the high and low states of the same match the comparison data (“YES” in step ST2), the next first phase division pattern is started, and the required time Tb of the immediately preceding first phase division pattern is set in step ST3. With loading
The first timer function is restarted to measure the time required for the started first phase division pattern.

【００２６】そして、次のステップＳＴ４で、第２の位
相区分パターンの時間を演算する。この場合、第２の位
相区分パターンの時間を（Ｔｂ／２）とすると、転流タ
イミングが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から
３０度遅れた時点になってしまうので、これを割込ルー
チンのステップＳ４でロードしたＴｄを用いて［（Ｔｂ
／２）−Ｔd ］の式で補正し、第２のタイマー機能をス
タートさせる。この結果、転流タイミングが誘起電圧と
基準電圧Ｖ0 とのクロス時点から３０度遅れた時点より
もＴｄだけ早い時点に補正されたことになる。Then, in the next step ST4, the time of the second phase division pattern is calculated. In this case, if the time of the second phase division pattern is set to (Tb / 2), the commutation timing is delayed by 30 degrees from the crossing point of the induced voltage and the reference voltage V0, so this is interrupted. Using the Td loaded in step S4 of the routine, [(Tb
/ 2) -Td] is corrected and the second timer function is started. As a result, the commutation timing is corrected to a time point Td earlier than the time point delayed by 30 degrees from the crossing point of the induced voltage and the reference voltage V0.

【００２７】次に、第１の位相区分パターンの区数をイ
ンクリメントし（ステップＳＴ５）、第２のタイマー機
能が［（Ｔｂ／２）−Ｔd ］のカウントを終了すると
（ステップＳＴ６で「ＹＥＳ」）、次のステップＳＴ７
で通電信号を出力する。そして、次のステップＳＴ８で
第３のタイマー機能の計測時間を演算する。ここで、第
３のタイマー機能の計測時間を第１の位相区分パターン
の時間Ｔｂの１／４に設定すると、第２の位相区分パタ
ーンの時間が（Ｔｂ／４）よりＴd だけ早まっているた
め、特定期間ＴｉがＴd だけ早い時点から開始されてし
まう。そこで、本実施例では、第３のタイマー機能の計
測時間を［（Ｔ／４）＋Ｔｄ］なる式により求め、特定
期間Ｔｉが誘起電圧と基準電圧Ｖ0 とのクロス時点より
略１５度相当時間前に開始されるようにしている。そし
て、第３のタイマー機能が時間をカウント終了して特定
期間Ｔｉに入ると（ステップＳＴ９で「ＹＥＳ」）、ス
テップＳＴ５でインクリメントされた次の第１の位相区
分パターンの比較データをロードする前記ステップＳＴ
１に戻る。Next, the number of divisions of the first phase division pattern is incremented (step ST5), and when the second timer function finishes counting [(Tb / 2) -Td] ("YES" in step ST6). ), The next step ST7
The energization signal is output with. Then, in the next step ST8, the measurement time of the third timer function is calculated. Here, if the measurement time of the third timer function is set to 1/4 of the time Tb of the first phase division pattern, the time of the second phase division pattern is Td earlier than (Tb / 4). However, the specific period Ti starts from a point earlier than Td. Therefore, in this embodiment, the measurement time of the third timer function is obtained by the formula [(T / 4) + Td], and the specific period Ti is approximately 15 degrees before the crossing point of the induced voltage and the reference voltage V0. I'm trying to get started. When the third timer function finishes counting the time and enters the specific period Ti (“YES” in step ST9), the comparison data of the next first phase division pattern incremented in step ST5 is loaded. Step ST
Return to 1.

【００２８】この実施例によれば、転流タイミングが従
来のタイミングより回転数および負荷トルクに応じた補
正時間Ｔｄだけ早くなるので、Ｕ相巻線１５ｕの誘起電
圧、印加電圧、巻線電流Ｉｕとの関係を示す図４から理
解されるように、誘起電圧のピークＴｐに対し巻線電流
Ｉｕが対称波形となる。この場合、補正時間Ｔｂはモー
タ１５の回転数および負荷トルクに応じた最適な値に決
定されるので、回転数および負荷が場合場合で異なって
も、常に誘起電圧のピークに対し巻線電流が対称波形に
現れることとなり、モータの効率が改善される。According to this embodiment, the commutation timing is earlier than the conventional timing by the correction time Td corresponding to the rotational speed and the load torque, so that the induced voltage of the U-phase winding 15u, the applied voltage, and the winding current Iu. As can be understood from FIG. 4 showing the relationship with the winding current Iu, the winding current Iu has a symmetrical waveform with respect to the peak Tp of the induced voltage. In this case, since the correction time Tb is determined to be an optimum value according to the rotation speed and load torque of the motor 15, even if the rotation speed and the load differ depending on the case, the winding current is always relative to the peak of the induced voltage. It will appear in a symmetrical waveform, improving the efficiency of the motor.

【００２９】なお、上記実施例では、誘起電圧と基準電
圧Ｖ0 がクロスした時点から３０度遅れた時点を基準タ
イミングとし、これを補正時間Ｔｄにより補正して転流
タイミングを求めたが、これは誘起電圧と基準電圧Ｖ0
がクロスした時点を基準タイミングとし、これをメモリ
に記憶された補正時間（基準タイミングからの遅れ時
間）により補正して転流タイミングを求めるようにして
も良い。また、補正時間のデータをテーブル化してメモ
リに記憶させておくようにしたが、これは回転速度と負
荷トルクとをパラメータとした補正時間の演算式を求
め、この演算式により補正時間を演算により求めるよう
にしても良い。In the above embodiment, the reference timing is a point 30 degrees behind the point where the induced voltage and the reference voltage V0 cross, and this is corrected by the correction time Td to obtain the commutation timing. Induction voltage and reference voltage V0
It is also possible to determine the commutation timing by setting the reference timing at the time point of crossing and correcting this with the correction time (delay time from the reference timing) stored in the memory. Also, the correction time data was made into a table and stored in the memory, but this calculates the correction time calculation formula using the rotation speed and load torque as parameters, and calculates the correction time by this calculation formula. You may ask.

【００３０】[0030]

【発明の効果】本発明は以上述べたように、モータの回
転速度および負荷が変化しても、常にモータ巻線の誘起
電圧のピーク時点に関し、巻線電流が対称波形となるよ
うな転流タイミングを確保でき、その結果、モータの効
率を向上させることができるインバータ装置を提供でき
る。As described above, according to the present invention, even if the rotation speed and the load of the motor change, the commutation is such that the winding current always has a symmetrical waveform with respect to the peak time of the induced voltage of the motor winding. It is possible to provide an inverter device capable of ensuring timing and, as a result, improving motor efficiency.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の一実施例を示す回路図FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.

【図２】図１の各部の波形図FIG. 2 is a waveform diagram of each part in FIG.

【図３】図１のマイクロコンピュータの作用を説明する
ためのフローチャート3 is a flow chart for explaining the operation of the microcomputer of FIG.

【図４】ブラシレスモータの一つの巻線の誘起電圧、印
加電圧、電流の波形図FIG. 4 is a waveform diagram of induced voltage, applied voltage, and current in one winding of a brushless motor.

【図５】モータの回転数ートルク特性図[Fig. 5] Motor speed-torque characteristic diagram

【図６】従来のインバータ装置の回路図FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional inverter device.

【図７】ブラシレスモータの一つの巻線の端子電圧、電
流波形図[Figure 7] Terminal voltage and current waveform diagram of one winding of brushless motor

【図８】図２相当図FIG. 8 is a view corresponding to FIG.

【図９】図４相当図FIG. 9 is a view corresponding to FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２は直流電源回路、７〜１２はトランジスタ（スイッチ
ング素子）、１３は三相ブリッジ回路（スイッチング回
路）、１５はブラシレスモータ、１７は通電信号回路、
２３はパルス幅変調回路、２４はゲート回路（駆動回
路）、３１はマイクロコンピュータ（通電信号形成手
段）である。2 is a DC power supply circuit, 7 to 12 are transistors (switching elements), 13 is a three-phase bridge circuit (switching circuit), 15 is a brushless motor, 17 is an energization signal circuit,
Reference numeral 23 is a pulse width modulation circuit, 24 is a gate circuit (driving circuit), and 31 is a microcomputer (energization signal forming means).

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 モータが有する複数相の巻線に順次通電
するための複数のスイッチング素子からなるスイッチン
グ回路と、 パルス幅変調信号を得るパルス幅変調回路と、 モータの回転速度を検出する速度検出手段と、 この速度検出手段により得られたモータ回転速度と速度
指令との比較結果から前記パルス幅変調信号のデューテ
ィを決定する手段と、 転流タイミングを、前記巻線の端子電圧と基準電圧との
比較結果、および前記速度検出手段により得られたモー
タ回転速度と前記パルス幅変調信号のデューティとに基
づいて得た補正値により決定し、その転流タイミングに
対応する通電信号を得る通電信号形成手段と、 前記通電信号とパルス幅変調信号とを合成して前記スイ
ッチング素子を駆動する駆動回路とを有するインバータ
装置。1. A switching circuit including a plurality of switching elements for sequentially energizing windings of a plurality of phases included in a motor, a pulse width modulation circuit for obtaining a pulse width modulation signal, and a speed detection for detecting a rotation speed of the motor. Means, means for determining the duty of the pulse width modulation signal from the comparison result of the motor rotation speed obtained by the speed detection means and the speed command, and the commutation timing, the terminal voltage of the winding and the reference voltage. Energization signal formation that obtains an energization signal corresponding to the commutation timing, which is determined by a correction value obtained on the basis of the comparison result and the motor rotation speed obtained by the speed detection means and the duty of the pulse width modulation signal. An inverter device comprising: means for driving the switching element by combining the energization signal and the pulse width modulation signal.