JP3312195B2 - ブラシレス直流モータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレス直流モ
ータに関し、特に電源から供給される電力を効率良く利
用するようにしたブラシレス直流モータに関する。

【０００２】

【従来の技術】ブラシレス直流モータはブラシ付の直流
モータに比べると、機械的接点を持たないため長寿命で
あると同時に電気的雑音も少なく、そのため、近年では
高信頼性が要求される産業用機器や映像・音響機器に広
く応用されている。

【０００３】従来のブラシレス直流モータにおいては、
出力電圧が一定の直流電源から電圧制御トランジスタな
どを用いて電圧制御し、例えばモータの回転速度に応じ
た電圧を供給していた。したがって、モータ駆動に利用
される有効電圧は常に直流電源の電圧よりも小さく、直
流電源電圧からモータ駆動のための有効駆動電圧を差し
引いた残りの電圧はすべて電圧制御トランジスタのコレ
クタ損失（熱損失）となり、電力効率を著しく低下させ
ていた。

【０００４】この種のブラシレス直流モータのうち、電
力効率を向上させるために電圧制御トランジスタをスイ
ッチング制御することにより電圧制御トランジスタのコ
レクタ損失を低減させる方式のものが、従来よりいくつ
か提案されている。

【０００５】その一例は、直流電源の一端と固定子巻線
の電流給電端子の間の電流路を形成する第１の駆動トラ
ンジスタ群を電流指令と位置信号に応じて電流制御し、
前記直流電源の他端と前記電流給電端子の間の電流路を
形成する第２の駆動トランジスタ群を、第１の駆動トラ
ンジスタ群の動作電圧の最小電圧を所定の基準電圧に等
しくなるように制御し、さらに電圧制御用のスイッチン
グトランジスタを第２の駆動トランジスタ群の動作電圧
が所定の基準電圧に等しくなるようにオン・オフ制御を
行うことによって、モータに供給される電圧を制御する
ように構成してある。このような制御を行うことによ
り、モータの電力効率を大幅に改善させている（例え
ば、特開昭５８−１９８１８９号公報参照）。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような構成では、位置信号をエミッタを共通接続した差
動トランジスタのベース入力に与え、差動切換を行うの
で、固定子巻線駆動電流は極めて安定に切り換えられる
が、固定子巻線に流れる駆動電流は通電幅がほぼ電気角
で１２０度の矩形波状となる。そのため、固定子巻線に
流れる電流が急峻にオン・オフされるため、振動・騒音
を発生しやすいという欠点を有する。

【０００７】そこで、固定子巻線の相切換を滑らかに行
うためには、１相から次の相に電流切換を行う場合に２
相に同時に電流を通電させる期間が存在する、いわゆる
オーバラップ駆動を行う方法がある（例えば、特開昭６
２−２２１８９４号公報参照）。なお、これについて
は、本発明の実施の形態の説明の中で図１６を用いて説
明する。

【０００８】上記先行技術において、第１の駆動トラン
ジスタ群と第２の駆動トランジスタ群とをオーバラップ
駆動させ、電力効率を向上させるために、第１の駆動ト
ランジスタ群ならびに第２の駆動トランジスタ群のエミ
ッタ・コレクタ間の残り電圧を低減させてトランジスタ
の動作電圧を低減させると、今度は電流切換が滑らかに
行われず、駆動電流波形は波形歪みを発生し、この状態
でモータを駆動すると振動・騒音を発生するという問題
を有する。なお、これについては、本発明の実施の形態
の説明の中で図１７を用いて説明する。

【０００９】本発明は上記問題点に鑑み、固定子巻線の
相切換を滑らかに行うことができ、可変出力の直流電圧
を出力できるスイッチング制御方式の電圧制御を使用し
た電力効率の優れたブラシレス直流モータを提供するこ
とを目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明に係るブラシレス直流モータは、直流電源か
ら可変出力の直流電圧を得るスイッチング制御方式の電
圧変換手段の一端と固定子巻線の各電流給電端子の間の
電流路を形成する複数個のトランジスタからなる第１の
駆動トランジスタ群と、電圧変換手段の他端と固定子巻
線の各電流給電端子の間の電流路を形成する複数個のト
ランジスタからなる第２の駆動トランジスタ群とを備
え、回転子の位置検出手段によって回転子についての複
数相の位置信号を形成し、第１の分配制御手段によって
位置信号に基づいて第１の駆動トランジスタ群の通電を
分配制御し、また、第１の動作電圧検出手段によって第
１の駆動トランジスタ群を構成する複数のトランジスタ
の各動作電圧のうちの最小電圧を検出し、第２の動作電
圧検出手段によって第２の駆動トランジスタ群を構成す
る複数のトランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を
検出し、また、第２の分配制御手段において、位置検出
手段の出力に応動して第１の動作電圧が第１の基準電圧
に一致するように第２の駆動トランジスタ群に流れる電
流を分配制御し、電圧制御手段によって第２の動作電圧
が第２の基準電圧に一致するように前記電圧変換手段の
出力電圧を制御するように構成されている。そして、前
記第１及び前記第２の基準電圧は、それぞれ固定子巻線
の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に電流
が流れる相切換通電状態のほうが１相のみに電流が流れ
る１相通電状態より大きくなるように構成されている。
第１の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動
作電圧から検出した最小電圧である第１の動作電圧を第
１の基準電圧に等しくなるように第２の駆動トランジス
タ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トランジスタ
群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧から検出した最小
電圧である第２の動作電圧を第２の基準電圧に等しくな
るように電圧変換手段の直流出力電圧を制御する。そし
て、第１の駆動トランジスタ群と第２の駆動トランジス
タ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を位置検出手段
の出力する位置信号に応動して変化させる。１相通電期
間では、駆動電流を通電している駆動トランジスタのエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧をできるだけ低く設定す
るように構成しているので、その駆動トランジスタでの
電力損失を小さく抑えることができる。さらに、駆動電
流の相切換の行われている相切換期間では、対応する駆
動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の動作電圧を高
めに切り換えているので、固定子巻線の駆動電流の相切
換動作を滑らかに行い、ブラシレス直流モータを振動・
騒音の非常に少ない状態で駆動することができる。

【００１１】

【発明の実施の形態】本発明に係る請求項１のブラシレ
ス直流モータは、複数個の磁極を有する回転子と、前記
回転子に所定の空隙を有して配設された複数相の固定子
巻線と、前記回転子の位置を検出し複数相の位置信号を
形成する位置検出手段と、直流電源から可変出力の直流
電圧を得るスイッチング制御方式の電圧変換手段と、前
記電圧変換手段の一端と前記固定子巻線の各電流給電端
子の間の電流路を形成する複数個のトランジスタからな
る第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電
流供給を指令する指令信号と前記位置検出手段の出力に
応動して前記第１の駆動トランジスタ群の通電を分配制
御する第１の分配制御手段と、前記電圧変換手段の他端
と前記固定子巻線の各電流給電端子の間の電流路を形成
する複数個のトランジスタからなる第２の駆動トランジ
スタ群と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複
数のトランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出
し第１の動作電圧を出力する第１の動作電圧検出手段
と、前記第２の駆動トランジスタ群を構成する複数のト
ランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し第２
の動作電圧を出力する第２の動作電圧検出手段と、前記
位置検出手段の出力に応動して前記第１の動作電圧が第
１の基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジ
スタ群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段
と、前記第２の動作電圧が第２の基準電圧に一致するよ
うに前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手
段とを具備し、前記第１及び前記第２の基準電圧は、そ
れぞれ固定子巻線の１相から次の相に電流切換が行われ
２相に同時に電流が流れる相切換通電状態のほうが１相
のみに電流が流れる１相通電状態より大きくなるように
構成されていることを特徴としている。

【００１２】請求項１のブラシレス直流モータの構成に
おいては、位置検出手段の出力する位置信号により第１
の駆動トランジスタ群と第２の駆動トランジスタ群をそ
れぞれ分配制御することにより、固定子巻線に通電され
る電流の相切換を順次行い、回転子を回転駆動する。第
１の駆動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作
電圧のうちの最小電圧である第１の動作電圧を第１の基
準電圧に等しくなるように第２の駆動トランジスタ群の
通電電流を制御し、また第２の駆動トランジスタ群のエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧のうちの最小電圧である
第２の動作電圧を第２の基準電圧に等しくなるようにス
イッチング制御方式の電圧変換手段の直流出力電圧を制
御する。そして、第１の駆動トランジスタ群と第２の駆
動トランジスタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を
位置検出手段の出力する位置信号に応動して変化させ
る。すなわち、第１の駆動トランジスタ群および第２の
駆動トランジスタ群を構成するそれぞれ複数個の駆動ト
ランジスタにおいて、駆動電流の相切換の行われている
相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエミッタ
・コレクタ間の動作電圧を高めに切り換えているので、
固定子巻線の駆動電流の相切換動作が滑らかに行われ
る。その結果、ブラシレス直流モータの駆動を振動・騒
音の非常に少ない状態で実現できる。また、駆動電流の
相切換の完了している１相通電期間では、駆動電流を通
電している駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間の
動作電圧をできるだけ低く設定するように構成している
ので、その駆動トランジスタでの電力損失を小さく抑え
ることができる。

【００１３】その結果、本発明によれば、振動・騒音の
少ない、電力効率に優れたブラシレス直流モータを実現
することができる。

【００１４】本発明に係る請求項２のブラシレス直流モ
ータは、上記請求項１において、第１の基準電圧信号お
よび第２の基準電圧信号は、固定子巻線の１相から次の
相に通電電流の切換が行われ２相に同時に電流が通電さ
れる相切換通電状態と１相にのみ電流を通電する１相通
電状態とで第１の基準電圧信号および第２の基準電圧信
号の大きさを連続的に変化させ、前記相切換通電状態で
は２相に通電される通電電流がほぼ等しくなる時点を頂
点とする三角波状に変化させるように構成してあること
を特徴としている。相切換通電状態で高めに切り換える
第１の基準電圧信号および第２の基準電圧信号を対称的
な三角波状に変化させるので、固定子巻線の駆動電流の
相切換動作をさらに滑らかに行うことができ、ブラシレ
ス直流モータの駆動における振動・騒音の抑制を一層進
めることができる。

【００１５】本発明に係る請求項３のブラシレス直流モ
ータは、上記請求項１において、第１の基準電圧信号お
よび第２の基準電圧信号の大きさを固定子巻線への電流
供給を指令する指令信号に応じて変化させるように構成
してあることを特徴としている。固定子巻線への電流供
給の大小変化に応じて第１および第２の基準電圧信号を
可変するので、駆動電流の変化にかかわらず、常に、電
力効率に優れかつ振動・騒音が少ないという効果を発揮
することができる。

【００１６】本発明に係る請求項４のブラシレス直流モ
ータは、複数個の磁極を有する回転子と、前記回転子に
所定の空隙を有して配設された複数相の固定子巻線と、
前記回転子の位置を検出し複数相の位置信号を形成する
位置検出手段と、直流電源の一端と前記固定子巻線の各
電流給電端子の間の電流路を形成する複数個のトランジ
スタからなる第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子
巻線への電流供給を指令する指令信号と前記位置検出手
段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群の通電
を分配制御する第１の分配制御手段と、前記直流電源の
他端と前記固定子巻線の各電流給電端子の間の電流路を
形成する複数個のトランジスタからなる第２の駆動トラ
ンジスタ群と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成す
る複数のトランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を
検出し動作電圧を出力する動作電圧検出手段と、前記位
置検出手段の出力に応じて前記動作電圧が基準電圧に一
致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流れる電
流を分配制御する第２の分配制御手段とを具備し、さら
に、前記基準電圧は、それぞれ固定子巻線の１相から次
の相に電流切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切
換通電状態のほうが１相のみに電流が流れる１相通電状
態より大きくなるようにように構成されていることを特
徴としている。

【００１７】請求項４のブラシレス直流モータの構成に
おいては、第２の駆動トランジスタ群を構成する複数個
の駆動トランジスタを直接に直流電源に接続してもよ
い。この場合にはスイッチング制御方式の電圧変換手段
を省略でき、第１の駆動トランジスタ群を構成する複数
個の駆動トランジスタの電力損失を低減することができ
るので、電力損失の大きい第２の駆動トランジスタ群を
構成する複数個の駆動トランジスタは外付けのディスク
リートトランジスタで構成し、電力損失が小さく発熱の
少ない第１の駆動トランジスタ群を構成する複数個の駆
動トランジスタは駆動集積回路内に含めて構成すること
が容易になる。

【００１８】本発明に係る請求項５のブラシレス直流モ
ータは、上記請求項４において、基準電圧信号は、固定
子巻線の１相から次の相に通電電流の切換が行われ２相
に同時に電流が通電される相切換通電状態と１相にのみ
電流を通電する１相通電状態とで基準電圧信号の大きさ
を連続的に変化させ、前記相切換通電状態では２相に通
電される通電電流がほぼ等しくなる時点を頂点とする三
角波状に変化させるように構成してあることを特徴とし
ている。請求項２の場合と同様に、相切換通電状態で高
めに切り換える基準電圧信号を対称的な三角波状に変化
させるので、固定子巻線の駆動電流の相切換動作をさら
に滑らかに行うことができ、ブラシレス直流モータの駆
動における振動・騒音の抑制を一層進めることができ
る。

【００１９】本発明に係る請求項６のブラシレス直流モ
ータは、上記請求項４において、基準電圧信号の大きさ
を固定子巻線への電流供給を指令する指令信号に応動し
て変化させるように構成してあることを特徴としてい
る。請求項３の場合と同様に、固定子巻線への電流供給
の大小変化に応じて基準電圧信号を可変するので、駆動
電流の変化にかかわらず、常に、電力効率に優れかつ振
動・騒音が少ないという効果を発揮することができる。

【００２０】以下、本発明に係るブラシレス直流モータ
の具体的な実施の形態について、図面を参照しながら説
明する。

【００２１】図１は本発明の実施の形態に係るブラシレ
ス直流モータの回路構成を示すブロック回路図である。
図１において、２７は複数の磁極を有する永久磁石回転
子、１１，１２，１３は回転子２７に対して所定の空隙
を有して配設された固定子巻線、５ａは第１の駆動トラ
ンジスタ群、５ｂは第２の駆動トランジスタ群、２０は
直流電源、４は直流電源２０から可変出力の直流電圧を
得るスイッチング制御方式の電圧変換回路である。第１
の駆動トランジスタ群５ａは３個のＮＰＮ型の駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３からなり、各駆動トランジス
タ２１，２２，２３はそれぞれ電圧変換回路４の負極側
端子と固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，
Ｂ，Ｃとの間の電流路を形成している。また第２の駆動
トランジスタ群５ｂは３個のＰＮＰ型の駆動トランジス
タ２４，２５，２６からなり、各駆動トランジスタ２
４，２５，２６はそれぞれ電圧変換回路４の正極側端子
と固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，
Ｃとの間の電流路を形成している。

【００２２】１は位置検出回路で、３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃと固定子巻線
１１，１２，１３の中性点ｏとが入力接続されている。
位置検出回路１は、３相の固定子巻線１１，１２，１３
に誘起された逆起電力ａ，ｂ，ｃに基づいて３相の位置
信号ｄ，ｆ，ｈと３相の位置信号ｇ，ｉ，ｅとを合成す
るように構成されている（図１０参照）。３相の位置信
号ｄ，ｆ，ｈは第２の分配制御回路３に入力され、３相
の位置信号ｇ，ｉ，ｅは第１の分配制御回路２に入力さ
れている。第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３
個の駆動トランジスタ２１，２２，２３の各ベースに
は、第１の分配制御回路２によって作成された３相の電
流信号ｇ′，ｉ′，ｅ′がそれぞれ供給され、駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３の通電を制御するように構成
されている。同様に、第２の駆動トランジスタ群５ｂを
構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，２６の各
ベースには、第２の分配制御回路３によって作成された
３相の電流信号ｄ′，ｆ′，ｈ′がそれぞれ供給され、
駆動トランジスタ２４，２５，２６の通電を制御するよ
うに構成されている。ただし、各駆動トランジスタのベ
ースに加えられる信号の方向については、ＮＰＮ型トラ
ンジスタ２１，２２，２３には電流を流し込む方向に、
ＰＮＰ型トランジスタ２４，２５，２６には電流を引き
出す方向に加えられる。

【００２３】４０は電流検出用抵抗器で、３相の固定子
巻線１１，１２，１３に通電される電流を電圧値に変換
するものである。第１の分配制御回路２は、第１の比較
制御回路４２において指令端子６に入力される指令信号
と電流検出用抵抗器４０に得られた電圧とを比較し、そ
の結果得られた制御信号ＣＬに応じて、第１の分配回路
４１に入力される位置信号ｇ，ｉ，ｅの大きさを制御し
て電流信号ｇ′，ｉ′，ｅ′を生成し、これで駆動トラ
ンジスタ２１，２２，２３の駆動を制御することによ
り、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電
流の大きさを制御するように構成されている。第２の分
配制御回路３は、第２の比較制御回路４４において第１
の基準電圧発生回路９が発生する第１の基準電圧信号Ｅ
１と第１の動作電圧検出回路７が出力する最小動作電圧
Ｌとを比較し、その結果得られた制御信号ＣＵに応じ
て、第２の分配回路４３に入力される位置信号ｄ，ｆ，
ｈの大きさを制御して電流信号ｄ′，ｆ′，ｈ′を生成
し、これで駆動トランジスタ２４，２５，２６の駆動を
制御することにより、３相の固定子巻線１１，１２，１
３に供給される電流の大きさを制御するように構成され
ている。７は第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する
駆動トランジスタ２１，２２，２３の最小動作電圧Ｌを
検出する第１の動作電圧検出回路、９は第２の分配制御
回路３の第２の比較制御回路４４に第１の基準電圧信号
Ｅ１を供給する第１の基準電圧発生回路である。

【００２４】８は第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成
する駆動トランジスタ２４，２５，２６の最小動作電圧
Ｕを検出する第２の動作電圧検出回路、１０は電圧変換
回路４に対する電圧制御回路３０に第２の基準電圧信号
Ｅ２を供給する第２の基準電圧発生回路である。電圧制
御回路３０は第２の基準電圧発生回路１０が発生する第
２の基準電圧信号Ｅ２と第２の動作電圧検出回路８に得
られた最小動作電圧Ｕとを比較し、制御信号ＣＳを電圧
変換回路４に出力するように構成されている。電圧変換
回路４は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１
１，１２，１３に至る給電路に直列に挿入され、電圧制
御回路３０の制御信号ＣＳに応じて電圧変換回路４の出
力電圧ＶＭを制御するように構成されている。電圧変換
回路４は、直流電源２０の正極端子から固定子巻線１
１，１２，１３に至る給電路に直列に挿入された給電制
御用スイッチングトランジスタ１０１と、電圧制御回路
３０からの制御信号ＣＳに基づいてスイッチングトラン
ジスタ１０１をオン・オフ制御するスイッチング制御回
路１００と、環流ダイオード１０２と、インダクタンス
コイル１０３と、平滑コンデンサ１０４によって構成さ
れている。電圧制御回路３０において第２の動作電圧検
出回路８により得られた最小動作電圧Ｕに応じたデュー
ティの制御信号ＣＳを生成し、スイッチング制御回路１
００はその制御信号ＣＳに対応したパルス信号によって
スイッチングトランジスタ１０１をオン・オフ制御し、
直流電源２０の出力電圧ＶＳを電圧変換回路４からの出
力電圧ＶＭに変換して、第２の駆動トランジスタ群５ｂ
に出力するように構成されている。なお、スイッチング
制御回路１００は、例えば２００ｋＨｚの三角波電圧信
号を発生する三角波発生回路と、第２の動作電圧検出回
路８の出力を前記三角波電圧信号と比較するコンパレー
タなどの周知の種々の構成を利用することもできる。位
置検出回路１は、逆起電力検出回路１４と位置信号形成
回路１５より構成されている。逆起電力検出回路１４が
生成する整形信号ｍは位置信号形成回路１５と第１の基
準電圧発生回路９と第２の基準電圧発生回路１０とに供
給され、位置信号形成回路１５が生成する傾斜信号ｓｔ
と反転傾斜信号ｓｄはそれぞれ第１の基準電圧発生回路
９と第２の基準電圧発生回路１０とに供給されるように
構成されている。詳しくは、以下において、順次に説明
していく。

【００２５】図２は位置検出回路１を構成する逆起電力
検出回路１４の一つの具体例の回路構成図で、モータの
定常回転状態におけるその各部信号波形を図３に示す。

【００２６】図２において、３１，３２，３３は比較回
路で、それぞれの正入力端子（＋）には固定子巻線１
１，１２，１３の各給電端子Ａ，Ｂ，Ｃが接続されて誘
起された逆起電力ａ，ｂ，ｃが入力され、負入力端子
（−）には固定子巻線１１，１２，１３の中性点ｏが接
続されている。３４，３５，３６はアンド回路で、それ
ぞれ比較回路３１，３２と比較回路３２，３３および比
較回路３３，３１の各出力が接続されている。３７は３
入力のオア回路で、アンド回路３４，３５，３６の各出
力が入力されて整形信号ｍを出力するようになってい
る。

【００２７】図２に示す逆起電力検出回路１４の動作に
ついて、図３を用いて説明する。定常回転状態におい
て、固定子巻線１１，１２，１３には図３に示す３相の
逆起電力ａ，ｂ，ｃが誘起される。比較回路３１，３
２，３３の入力端子には、それぞれ固定子巻線１１，１
２，１３の両端電圧が入力され、両端電圧がゼロになる
時点において変化する３相の比較信号ｕ，ｖ，ｗを得て
いる。固定子巻線１１，１２，１３の両端電圧は、巻線
に流れる電流と巻線抵抗により発生する電圧降下と永久
磁石回転子２７の回転により誘起される逆起電力とが合
成された電圧であるが、逆起電力ａ，ｂ，ｃのゼロクロ
ス点において巻線に供給される電流はゼロなので、３相
の比較信号ｕ，ｖ，ｗのエッジは各逆起電力ａ，ｂ，ｃ
のゼロクロス点に対応する。比較信号ｕ，ｖ，ｗは、ア
ンド回路３４，３５，３６とオア回路３７によって論理
合成され、図３に示す整形信号ｍを得ている。整形信号
ｍの立ち上がりエッジは各逆起電力ａ，ｂ，ｃの立ち上
がり側のゼロクロス点に対応し、整形信号ｍの立ち下が
りエッジは各逆起電力ａ，ｂ，ｃの立ち下がり側のゼロ
クロス点に対応している。この整形信号ｍは、１周期
（３６０度）を３分周したものに相当し、１つの矩形波
の電気角は６０度である。整形信号ｍは、位置信号形成
回路１５と第１の基準電圧発生回路９と第２の基準電圧
発生回路１０とに供給されている。

【００２８】図４は位置検出回路１を構成する位置信号
形成回路１５の一つの具体例を示す回路構成図である。
図４において、４５は論理パルス発生回路、４６は傾斜
信号発生回路、４７は信号合成回路である。論理パルス
発生回路４５については、図５に具体的構成を示し、動
作波形を図６で説明する。傾斜信号発生回路４６につい
ては、図７に具体的構成を示し、動作波形を図８で説明
する。信号合成回路４７については、図９に具体的構成
を示し、動作波形を図１０で説明する。

【００２９】逆起電力検出回路１４で得られた整形信号
ｍは、論理パルス発生回路４５と傾斜信号発生回路４６
に入力される。論理パルス発生回路４５は入力された整
形信号ｍを分周して固定子巻線１１，１２，１３に誘起
される逆起電力ａ，ｂ，ｃと同じ周波数の６相のパルス
ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６を出力する（図６
参照）。傾斜信号発生回路４６は入力された整形信号ｍ
に応じて傾斜信号ｓｔを発生する（図８参照）。信号合
成回路４７は、論理パルス発生回路４５で発生された６
相のパルスｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６と傾斜
信号発生回路４６で発生された傾斜信号ｓｔとを入力
し、傾斜信号ｓｔと６相のパルスｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ
４，ｐ５，ｐ６をもとに６相の台形波状の位置信号ｄ，
ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉを合成する（図１０参照）。信号合
成回路４７で合成された６相の位置信号ｄ，ｅ，ｆ，
ｇ，ｈ，ｉのうち、位置信号ｇ，ｉ，ｅは第１の分配制
御回路２における第１の分配回路４１に入力され、位置
信号ｄ，ｆ，ｈは第２の分配制御回路３における第２の
分配回路４３に入力される。

【００３０】図５は位置信号形成回路１５を構成する論
理パルス発生回路４５の一つの具体例の回路構成図、図
６はその各部信号波形を示す波形図である。

【００３１】図５に示す論理パルス発生回路４５は６相
のリングカウンタで構成されており、整形信号ｍが入力
されると、６つの出力端子には図６に示す６相のパルス
ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６が出力される。各
パルスｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６のパルス幅
は電気角で６０度である。これらの６相のパルスｐ１，
ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６は、図９に示す信号合成
回路４７にそれぞれ出力される。

【００３２】図７は位置信号形成回路１５を構成する傾
斜信号発生回路４６の一つの具体例の回路構成図、図８
は定常回転状態における各部信号波形を示す波形図であ
る。

【００３３】図７において、５２は両エッジ微分回路
で、入力される整形信号ｍの両エッジのタイミングで微
分パルスｎを作る。５０は微分パルスｎに応じて鋸歯状
の傾斜信号ｓｔを発生するための充放電用コンデンサ、
５１は充放電用コンデンサ５０に充電電流を供給するた
めの定電流源回路で、充電電流の大きさはＩである。５
３は充放電用コンデンサ５０に蓄えられた電荷を放電さ
せるためのスイッチ回路である。微分パルスｎはスイッ
チ回路５３の開閉動作を行う。すなわち、微分パルスｎ
が“Ｈ”のときはスイッチを閉じ、微分パルス信号ｎが
“Ｌ”のときはスイッチを開く。５４は入力が充放電用
コンデンサ５０に接続されたバッファアンプである。バ
ッファアンプ５４の出力端子が傾斜信号発生回路４６の
出力端子となり、傾斜信号ｓｔを出力する。

【００３４】図７に示す傾斜信号発生回路４６の動作に
ついて、永久磁石回転子２７が定常回転しているときに
ついて図８を参照して説明する。

【００３５】図８において、ｍは逆起電力検出回路１４
から両エッジ微分回路５２に入力される整形信号で、ｎ
は両エッジ微分回路５２により整形信号ｍの両エッジの
タイミングで発生された微分パルスである。回転子２７
が回転している場合には、定電流源回路５１の電流Ｉに
よって充放電用コンデンサ５０を充電する。ところが、
整形信号ｍの立ち上がり、立ち下がりの各エッジのタイ
ミングで微分パルスｎが“Ｈ”になるとスイッチ回路５
３が閉じ、コンデンサ５０の電荷を瞬時に放電し、アー
ス電位となる。微分パルスｎが“Ｌ”になるとスイッチ
回路５３が開き、定電流源回路５１の電流が再び充放電
用コンデンサ５０に充電され、その両端電圧は所定の傾
斜で大きくなっていく。再び微分パルスｎが“Ｈ”にな
るとコンデンサ５０の電荷を瞬時に放電する。その結
果、コンデンサ５０の端子電圧は、バッファアンプ５４
を介して鋸歯状波形の傾斜信号ｓｔとして後段の信号合
成回路４７に出力される。なお、この傾斜信号ｓｔは図
１における第１の基準電圧発生回路９および第２の基準
電圧発生回路１０にも供給される。

【００３６】図９は信号合成回路４７の一つの具体例の
回路構成図で、図１０はその各部信号波形を示す波形図
である。

【００３７】図９において、６０は信号合成回路４７の
入力端子で、傾斜信号発生回路４６からの傾斜信号ｓｔ
が入力される。６３はバッファ回路で、定電圧源６２が
接続され、その電圧に応じた所定の定電圧信号ｓｆを出
力する。６１は反転バッファ回路で、傾斜信号ｓｔと定
電圧信号ｓｆが入力され、定電圧信号ｓｆを基準にして
傾斜信号ｓｔを反転した反転傾斜信号ｓｄを得ている。
また、傾斜信号ｓｔ、定電圧信号ｓｆおよび反転傾斜信
号ｓｄの３つの信号は、各スイッチ回路７１，７２，７
３，７４，７５，７６にそれぞれ入力されている。な
お、スイッチ回路７１，７２，７３，７４，７５，７６
はそれぞれ同一の構成であるので、スイッチ回路７１の
構成だけを示してある。スイッチ回路７１において、６
４，６５，６６はスイッチで、片方はそれぞれ入力端子
６０、バッファ回路６３の出力端子および反転バッファ
回路６１の出力端子に接続され、スイッチ６４，６５，
６６の他方は共通接続されて抵抗器６７に接続されてい
る。抵抗器６７に得られる電圧信号がスイッチ回路７１
の出力となる。

【００３８】図９において、スイッチ６４，６５，６６
は、論理パルス発生回路４５が出力する６相のパルスｐ
１，ｐ２，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６のうち３つのパルス
（ｐ１，ｐ２，ｐ３）の出力に応じてオン・オフされ
る。そして、スイッチ回路７１の出力端子からは台形波
状の位置信号ｄが出力される。同様にスイッチ回路７
２，７３，７４，７５，７６においては、それぞれ３つ
ずつのパルス（ｐ２，ｐ３，ｐ４）、（ｐ３，ｐ４，ｐ
５）、（ｐ４，ｐ５，ｐ６）、（ｐ５，ｐ６，ｐ１）、
（ｐ６，ｐ１，ｐ２）の出力に応じて３つのスイッチ
（図示しない）がオン・オフされ、それぞれの出力端子
から台形波状の位置信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉが出力され
る。

【００３９】図９の信号合成回路４７の動作について、
図１０の各部信号波形を示す波形図を用いて説明する。

【００４０】図１０において、ｍは逆起電力検出回路１
４が出力して論理パルス発生回路４５と傾斜信号発生回
路４６とに入力する整形信号、ｐ１，ｐ２，ｐ３，ｐ
４，ｐ５，ｐ６は論理パルス発生回路４５が出力するパ
ルス、ｓｔは傾斜信号発生回路４６から入力される傾斜
信号を示している。傾斜信号ｓｔは反転バッファ回路６
１に入力され、反転バッファ回路６１の出力端子から、
定電圧信号ｓｆを基準にして傾斜信号ｓｔを反転した反
転傾斜信号ｓｄが得られることになる（ｓｄ＝ｓｆ−ｓ
ｔ）。

【００４１】スイッチ回路７１を構成するスイッチ６
４，６５，６６は、論理パルス発生回路４５が出力する
パルスｐ１，ｐ２，ｐ３に応じて、レベル“Ｈ”でスイ
ッチが閉じ、レベル“Ｌ”でスイッチが開くので、入力
端子６０からの傾斜信号ｓｔ、バッファ回路６３からの
定電圧信号ｓｆおよび反転バッファ回路６１からの反転
傾斜信号ｓｄが抵抗器６７の両端に現れ、台形波状の位
置信号ｄが得られる。なお、各切り換わり時点におい
て、傾斜信号ｓｔと定電圧信号ｓｆとの電圧レベル、定
電圧信号ｓｆと反転傾斜信号ｓｄとの電圧レベルは互い
に等しく、さらにパルスｐ１，ｐ２，ｐ３がすべて
“Ｌ”の区間になると、スイッチ６４，６５，６６のす
べてが開き、抵抗器６７の電位はアース電位に等しくな
る。したがって、抵抗器６７には整形信号ｍの立ち上が
りエッジから始まる立ち上がり傾斜部分を有する台形波
状の位置信号ｄが得られる。

【００４２】以下、同様にして、スイッチ回路７２，７
３，７４，７５，７６の各出力端子からは、台形波状の
位置信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉが出力される。したがっ
て、位置信号形成回路１５により整形信号ｍの立ち上が
り・立ち下がりの各エッジから立ち上がり傾斜の始まる
６相の位置信号ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉが得られる。こ
れらの位置信号ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，ｉのうち、位置信
号ｇ，ｉ，ｅが第１の分配制御回路２における第１の分
配回路４１に供給され、位置信号ｄ，ｆ，ｈが第２の分
配制御回路３における第２の分配回路４３に供給され
る。なお、反転バッファ回路６１で生成された反転傾斜
信号ｓｄは図１における第１の基準電圧発生回路９およ
び第２の基準電圧発生回路１０にも供給される。

【００４３】次に、図１に示す第１の動作電圧検出回路
７の具体的構成について説明する。図１１は第１の動作
電圧検出回路７の一つの具体例の回路構成図である。図
１１において、８１，８２，８３，８４はダイオード
で、それぞれアノード端子が共通接続され、ダイオード
８１，８２，８３のカソード端子はそれぞれ３相の固定
子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接
続されている。８５は抵抗器で、抵抗器８５の片方は接
地され、他方にはダイオード８４のカソード端子が接続
されている。８６は定電流源回路で、ダイオード８１，
８２，８３，８４のアノード共通端子に一定電流を供給
している。８７はこの第１の動作電圧検出回路７の出力
端子である。

【００４４】電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている
３個のダイオード８１，８２，８３のうちカソード電位
の最も低いダイオードがオンされる。するとダイオード
のアノード共通端子の電位はオン状態のダイオードの順
方向電圧分だけ上昇し、定電流源回路８６の出力電流は
ダイオード８４を介して抵抗器８５にも供給される。し
たがって、抵抗器８５にはアノード共通端子の電位より
順方向電圧分だけ下降した電圧が発生する。すなわち、
第１の動作電圧検出回路７の出力端子８７からは３相の
固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃ
のうち最小の電圧値の信号である最小動作電圧Ｌが出力
される。

【００４５】次に、図１に示す第２の動作電圧検出回路
８の具体的構成について説明する。図１２は第２の動作
電圧検出回路８の一つの具体例の回路構成図である。図
１２において、９１，９２，９３はダイオードで、それ
ぞれカソード端子が共通接続され、ダイオード９１，９
２，９３のアノード端子はそれぞれ３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されて
いる。９４はＰＮＰ型のトランジスタで、エミッタは抵
抗器９６を介してスイッチング制御方式の電圧変換回路
４（出力電圧はＶＭ）に接続され、コレクタは抵抗器９
５を介して接地されている。トランジスタ９４のベース
はダイオード９１，９２，９３の共通接続されたカソー
ド端子に接続されている。９７は定電流源回路で、ダイ
オード９１，９２，９３のカソード共通端子とトランジ
スタ９４のベースより一定電流を引き出している。９８
はこの第２の動作電圧検出回路８の出力端子である。

【００４６】電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃに接続されている
３個のダイオード９１，９２，９３のうちアノード電位
の最も高いダイオードだけがオンされる。するとダイオ
ードのカソード共通端子の電位はオン状態のダイオード
の順方向電圧分だけ下降する。トランジスタ９４のベー
スはダイオード９１，９２，９３のカソード共通端子に
接続され、トランジスタ９４のエミッタ・ベース間の電
圧はオン状態のダイオード順方向電圧に等しいので、ト
ランジスタ９４のエミッタの電位はちょうど電流給電端
子Ａ，Ｂ，Ｃのうち最も高い電位と等しくなる（大きさ
はＶＥ）。抵抗器９６の片方は電圧変換回路４に接続さ
れ、その電位はＶＭであるので、抵抗器９６には（ＶＭ
−ＶＥ）の電位差に応じた電流が流れ、トランジスタ９
４のエミッタに流れる電流とほぼ等しい電流がトランジ
スタ９４のコレクタに流れる。したがって、抵抗器９５
と抵抗器９６の抵抗値を等しく選べば抵抗器９５の両端
には、抵抗器９６の両端と同じ（ＶＭ−ＶＥ）の電位差
が発生する。すなわち、第２の動作電圧検出回路８の出
力端子９８からは電圧変換回路４の出力電圧ＶＭと３相
の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，
Ｃのうちの最も高い電位ＶＥとの差の電圧（ＶＭ−Ｖ
Ｅ）、すなわち電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃのうち電圧変換
回路４の出力電圧ＶＭとの差が最も小さい電圧値の信号
である最小動作電圧Ｕが出力される。

【００４７】図１に示す第１の分配制御回路２におい
て、位置検出回路１により形成された３相の位置信号
ｇ，ｉ，ｅは第１の分配回路４１に入力される。第１の
分配回路４１は一種の乗算器で構成されており、第１の
分配回路４１に入力される位置信号ｇ，ｉ，ｅを第１の
比較制御回路４２の制御信号ＣＬに応じて大きさを変化
させた電流信号ｇ′，ｉ′，ｅ′を第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２
３の各ベースに出力する。３相の電流信号ｇ′，ｉ′，
ｅ′は、駆動トランジスタ２１，２２，２３の通電を制
御する。第１の比較制御回路４２は指令端子６に入力さ
れる指令信号と電流検出用抵抗器４０に得られた電圧と
を比較し、制御信号ＣＬを第１の分配回路４１に入力
し、３相の固定子巻線１１，１２，１３に供給される電
流の大きさが指令端子６に入力される指令信号に応じて
制御される。

【００４８】図１に示す第２の分配制御回路３について
は、位置検出回路１により形成された３相の位置信号
ｄ，ｆ，ｈは第２の分配回路４３に入力される。第２の
分配回路４３も一種の乗算器で構成されており、第２の
分配回路４３に入力される位置信号ｄ，ｆ，ｈを第２の
比較制御回路４４の制御信号ＣＵに応じて大きさを変化
させた電流信号ｄ′，ｆ′，ｈ′を第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２４，２５，２
６の各ベースに出力する。３相の電流信号ｄ′，ｆ′，
ｈ′は、駆動トランジスタ２４，２５，２６の通電を制
御する。第２の比較制御回路４４は第１の基準電圧発生
回路９が発生する第１の基準電圧信号Ｅ１と第１の動作
電圧検出回路７により得られた最小動作電圧Ｌとを比較
し、制御信号ＣＵを第２の分配回路４３に出力する。第
２の分配回路４３が出力する電流信号ｄ′，ｆ′，ｈ′
は駆動トランジスタ２４，２５，２６のベースに入力さ
れ、第２の駆動トランジスタ群５ｂの出力電流を制御す
るので、３相の固定子巻線１１，１２，１３の電流給電
端子Ａ，Ｂ，Ｃの最小電圧が第１の基準電圧信号Ｅ１に
等しくなるように制御される。

【００４９】同様にして、電圧制御回路３０は、第２の
基準電圧発生回路１０が発生する第２の基準電圧信号Ｅ
２と第２の動作電圧検出回路８で得られた最小動作電圧
Ｕとを比較し、制御信号ＣＳを電圧変換回路４のスイッ
チング制御回路１００に出力し、スイッチング制御回路
１００は給電制御用スイッチングトランジスタ１０１を
制御して直流電源２０の出力電圧ＶＳを調整し、出力電
圧ＶＭとして第２の駆動トランジスタ群５ｂに出力す
る。したがって、出力電圧ＶＭと３相の固定子巻線１
１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧差が第
２の基準電圧信号Ｅ２に等しくなるように制御される。
すなわち、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する駆
動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ
間の最小動作電圧が第２の基準電圧信号Ｅ２に等しくな
るように制御される。

【００５０】以上のような信号処理により得られた信号
でモータを駆動したときの各部波形を図１６および図１
７に示す。図１６および図１７は、従来の技術の場合の
ブラシレス直流モータの問題点を指摘することにより、
図１５のように制御することでその問題点を解消したこ
とを示すための比較例として記載しているものである。
すなわち、図１６は、第１の基準電圧信号Ｅ１および第
２の基準電圧信号Ｅ２を十分大きく設定したときには、
固定子巻線１１，１２，１３に対して歪みのない正確な
台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを流すことができ
るが、反面で、駆動トランジスタ２１，２２，２３およ
び駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧を大きく設定することになって各駆動
トランジスタでの電力損失が大きくなることを示そうと
している。そして、図１７は、電力損失を抑えるために
第１の基準電圧信号Ｅ１および第２の基準電圧信号Ｅ２
を十分小さく設定したときには、駆動トランジスタが飽
和領域で動作することになり、エミッタ・コレクタ間の
動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１２，１３
に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間におい
て歪みを生じるようになることを示そうとしている。

【００５１】図１６は、第１の基準電圧発生回路９が発
生する第１の基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回
路１０が発生する第２の基準電圧信号Ｅ２の大きさを一
定電圧で十分大きく設定したときの各部波形を示す。図
１６において、ａ，ｂ，ｃは固定子巻線１１，１２，１
３に誘起される逆起電力、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣは３相の固
定子巻線１１，１２，１３の電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの
電圧波形を示す。ｍは位置検出回路１における逆起電力
検出回路１４が出力する整形信号である。ｇ′，ｉ′，
ｅ′は第１の分配制御回路２より第１の駆動トランジス
タ群５ａを構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３
のベースに入力される台形波状の３相の電流信号、
ｄ′，ｆ′，ｈ′は第２の分配制御回路３より第２の駆
動トランジスタ群５ｂを構成する駆動トランジスタ２
４，２５，２６のベースから電流を引き出すように入力
される台形波状の３相の電流信号である。電流信号
ｄ′，ｆ′，ｈ′については波形の正負は反転して考え
るべきである。Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは３相の固定子巻線１
１，１２，１３に通電される台形波状の駆動電流であ
る。

【００５２】駆動トランジスタ２１，２２，２３および
駆動トランジスタ２４，２５，２６はそれぞれ電気特性
の揃ったトランジスタを使用するので、第１の基準電圧
信号Ｅ１と第２の基準電圧信号Ｅ２の大きさを十分大き
く設定した場合は、駆動トランジスタ２１，２２，２３
および駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧も十分大きいので、それぞれのト
ランジスタの電流増幅率（ｈfe）は十分に大きくばらつ
きも少ない。したがって、３相の固定子巻線１１，１
２，１３の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、駆動トランジ
スタ２１，２２，２３のベースに入力される台形波状の
３相の電流信号ｇ′，ｉ′，ｅ′および駆動トランジス
タ２４，２５，２６のベースに入力される台形波状の３
相の電流信号ｄ′，ｆ′，ｈ′を等しく電流増幅するこ
とができ、歪みのない正確な台形波状の駆動電流Ｉａ，
Ｉｂ，Ｉｃを３相の固定子巻線１１，１２，１３に通電
させることができる。

【００５３】図１６に示す期間（１）においては、ベー
スから引き込む電流信号ｄ′が大きいので駆動トランジ
スタ２４はオンとなるのに対して、引き込む電流信号
ｆ′，ｈ′はゼロであるので駆動トランジスタ２５，２
６はオフとなり、また、ベースに流入する電流信号ｇ′
はゼロであるので駆動トランジスタ２１はオフとなり、
縦続接続の駆動トランジスタ２４，２１の同時オンを防
止する。そして、ベースに流入する電流信号ｉ′が次第
に減少する駆動トランジスタ２２のオン状態は次第に低
下し、流入する電流信号ｅ′が次第に増加する駆動トラ
ンジスタ２３のオン状態は次第に増大し、両駆動トラン
ジスタ２２，２３の総合導通量は一定に保たれる。した
がって、固定子巻線１１には駆動トランジスタ２４より
駆動電流Ｉａが流し込まれ、固定子巻線１１に対して中
性点ｏに向かって流し込まれる駆動電流Ｉａは中性点ｏ
で固定子巻線１２，１３に分流され、固定子巻線１２に
は中性点ｏから流れ出す駆動電流Ｉｂが通電され、固定
子巻線１３には中性点ｏから流れ出す駆動電流Ｉｃが通
電される。固定子巻線１２，１３に通電される駆動電流
Ｉｂ，Ｉｃは駆動トランジスタ２２，２３を介して引き
出される。

【００５４】期間（１）において、第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流
す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動ト
ランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となってい
る。また、第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３
個の駆動トランジスタ２１，２２，２３のうち２つの駆
動トランジスタ２２，２３がオンとなっていて、駆動電
流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が行われているので、これらの駆
動トランジスタ２２，２３については相切換期間Ｔ２と
なっている。

【００５５】また、図１６に示す期間（２）において
は、ベースから引き込む電流信号ｄ′が次第に減少する
ので駆動トランジスタ２４のオン状態が次第に低下し、
固定子巻線１１に対して中性点ｏに向かって流し込まれ
る駆動電流Ｉａは次第に減少し、一方、引き込む電流信
号ｆ′が次第に増加するので駆動トランジスタ２５のオ
ン状態が次第に増大し、固定子巻線１２に対して中性点
ｏに向かって流し込まれる駆動電流Ｉｂは次第に増加
し、両駆動電流の合計（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定である。固
定子巻線１１，１２に対して中性点ｏに向かって流し込
まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂは、今度は中性点ｏで合流さ
れ、固定子巻線１３には中性点ｏから流れ出す駆動電流
Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が通電され、固定子巻線１３に通
電される駆動電流Ｉｃは駆動トランジスタ２３を介して
引き出される。

【００５６】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉｃを流
す１つの駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動ト
ランジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となってい
る。また、第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３
個の駆動トランジスタ２４，２５，２６のうち２つの駆
動トランジスタ２４，２５がオンとなっていて、駆動電
流Ｉａ，Ｉｂの相切換が行われているので、これらの駆
動トランジスタ２４，２５については相切換期間Ｔ２と
なっている。

【００５７】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。

【００５８】以上のように、第１の基準電圧信号Ｅ１と
第２の基準電圧信号Ｅ２を十分大きく設定した場合は、
各駆動トランジスタ２のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧も十分大きくそれぞれの電流増幅率（ｈfe）が十分に
大きいので、３相の固定子巻線１１，１２，１３に対し
て相切換期間Ｔ２においても歪みを発生させない正確な
台形波状の駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃを通電させること
ができる。

【００５９】しかしながら、第１の基準電圧信号Ｅ１と
第２の基準電圧信号Ｅ２の大きさを十分大きく選び、駆
動トランジスタ２１，２２，２３および駆動トランジス
タ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
を大きく設定すれば、駆動トランジスタでの電力損失が
大きくなるという問題がある。

【００６０】そこで、モータ駆動の電力効率を高めるた
めには、駆動トランジスタ２１，２２，２３および駆動
トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ間
の動作電圧をできるだけ小さく設定する必要がある。こ
れが図１７の場合である。

【００６１】図１７は、第１の基準電圧発生回路９が発
生する第１の基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧発生回
路１０が発生する第２の基準電圧信号Ｅ２の大きさを十
分小さく設定したとき（それぞれの値をＥ１′，Ｅ２′
とする）の各部波形を示す。図１７において、ａ，ｂ，
ｃは固定子巻線１１，１２，１３に誘起される逆起電
力、ｍは位置検出回路１において逆起電力検出回路１４
が出力する整形信号で、図１６と同一の波形である。Ｖ
Ａ，ＶＢ，ＶＣは３相の固定子巻線１１，１２，１３の
電流給電端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧波形を示し、それぞれの
電圧の値は図１６の各々に比べて低くなっている。Ｉ
ａ，Ｉｂ，Ｉｃは、第１の基準電圧発生回路９が発生す
る第１の基準電圧信号Ｅ１′と第２の基準電圧発生回路
１０が発生する第２の基準電圧信号Ｅ２′の大きさを小
さく設定したときの３相の固定子巻線１１，１２，１３
に通電されるほぼ台形波状の駆動電流である。

【００６２】図１７に示す期間（１）においては、固定
子巻線１１に駆動トランジスタ２４より流し込まれる電
流Ｉａは、図１６と同様に一定の電流波形である。一
方、固定子巻線１１に流し込まれた駆動電流Ｉａが中性
点ｏで固定子巻線１２，１３に分流された後、固定子巻
線１２（電流Ｉｂ）から固定子巻線１３（電流Ｉｃ）へ
電流の相切換が行われるときは、固定子巻線１２，１３
に通電される電流を制御する駆動トランジスタ２２，２
３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は、第１の基準電
圧信号Ｅ１′の大きさを十分小さく設定しているため、
駆動トランジスタ２２，２３は、期間（１）においては
トランジスタの飽和領域で動作している。

【００６３】したがって、駆動トランジスタ２２，２３
の電流増幅率（ｈfe）は、トランジスタのエミッタ・コ
レクタ間の動作電圧（ほぼ図１７のＶＢ，ＶＣの波形に
等しい）に極めて依存する。その結果、固定子巻線１
２，１３に通電されるそれぞれの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは
電流切換が滑らかに行われず、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは波
形歪みを発生する。すなわち、駆動トランジスタ２４に
ついての１相通電期間Ｔ１では駆動電流Ｉａに歪みは発
生しないが、駆動トランジスタ２２，２３についての相
切換期間Ｔ２においては駆動電流Ｉｂ，Ｉｃに歪みが発
生する。

【００６４】同様に、図１７に示す期間（２）において
は、固定子巻線１１，１２へそれぞれ駆動トランジスタ
２４，２５より流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂの合計
（Ｉａ＋Ｉｂ）は一定で、これらの駆動電流Ｉａ，Ｉｂ
は中性点ｏで合流され固定子巻線１３に電流Ｉｃ（＝Ｉ
ａ＋Ｉｂ）が通電され、固定子巻線１３より駆動トラン
ジスタ２３を介して電流が引き出される。図１７の期間
（２）では、固定子巻線１３から駆動トランジスタ２３
より引き出される電流Ｉｃは、図１６と同様に一定の電
流波形である。一方、固定子巻線１１（電流Ｉａ）から
固定子巻線１２（電流Ｉｂ）へ電流の相切換が行われる
ときは、固定子巻線１１，１２に通電される電流を制御
する駆動トランジスタ２４，２５のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧は、第２の基準電圧信号Ｅ２′の大きさを
十分小さく設定しているため、駆動トランジスタ２４，
２５は、期間（２）においてはトランジスタの飽和領域
で動作している。したがって、駆動トランジスタ２４，
２５の電流増幅率（ｈfe）は、トランジスタのエミッタ
・コレクタ間の動作電圧（ほぼ図１７のＶＭ−ＶＡ，Ｖ
Ｍ−ＶＢの波形に等しい）に極めて依存する。その結
果、固定子巻線１１，１２に通電されるそれぞれの電流
Ｉａ，Ｉｂは電流切換が滑らかに行われず、駆動電流Ｉ
ａ，Ｉｂは波形歪みを発生する。すなわち、駆動トラン
ジスタ２３についての１相通電期間Ｔ１では駆動電流Ｉ
ｃに歪みは発生しないが、駆動トランジスタ２４，２５
についての相切換期間Ｔ２においては駆動電流Ｉａ，Ｉ
ｂに歪みが発生する。

【００６５】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。すなわち、電力損失を抑えるた
めに第１の基準電圧信号Ｅ１および第２の基準電圧信号
Ｅ２を十分小さく設定したときには、駆動トランジスタ
が飽和領域で動作することになり、エミッタ・コレクタ
間の動作電圧が不足するため、固定子巻線１１，１２，
１３に流れる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが相切換期間に
おいて歪みを生じ、このような状態でモータを駆動する
と振動・騒音を発生するという問題がある。

【００６６】このような問題を解決するために、本発明
の実施の形態に係るブラシレス直流モータにおいては、
図１５のような波形となるように制御するように構成し
てある。図１５は、本発明の実施の形態において、第１
の基準電圧発生回路９が発生する第１の基準電圧信号Ｅ
１と第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２の基準
電圧信号Ｅ２の大きさを位置検出回路１が出力する整形
信号ｍのタイミングに同期して連続的に変化させるよう
に構成したときの波形図である。

【００６７】すなわち、図１５に示すように、第１の基
準電圧発生回路９が発生する第１の基準電圧信号Ｅ１
は、整形信号ｍの立ち下がりエッジのタイミングから傾
斜状に増大し整形信号ｍの“Ｌ”の期間の中間点を頂点
として今度は傾斜状に減少するように変化させる。一
方、第２の基準電圧発生回路１０が発生する第２の基準
電圧信号Ｅ２は、逆に、整形信号ｍの立ち上がりエッジ
のタイミングから傾斜状に増大し整形信号ｍの“Ｈ”の
期間の中間点を頂点として今度は傾斜状に減少するよう
に変化させる。

【００６８】以下、このような第１の基準電圧信号Ｅ１
と第２の基準電圧信号Ｅ２とを発生させる構成および動
作について詳しく説明する。

【００６９】図１３は、本発明の実施の形態に係るブラ
シレス直流モータにおける第１の基準電圧発生回路９お
よび第２の基準電圧発生回路１０の一つの具体例の回路
構成図、図１４は定常回転状態における各部信号波形を
示す波形図である。

【００７０】図１３において、１１１，１１２，１１３
はダイオードで、それぞれアノード端子を共通接続さ
れ、ダイオード１１１，１１２のカソード端子には、そ
れぞれ位置検出回路１が出力する傾斜信号ｓｔと反転傾
斜信号ｓｄが入力されるように構成されている。１１４
は抵抗器で、抵抗器１１４の片方は接地され、他方には
ダイオード１１３のカソード端子が接続されている。１
１５は定電流源回路で、ダイオード１１１，１１２，１
１３のアノード共通端子に一定電流を供給している。し
たがって、位置検出回路１が出力する傾斜信号ｓｔと反
転傾斜信号ｓｄが接続されている２個のダイオード１１
１，１１２のうちカソード電位の低いダイオードがオン
される。するとダイオードのアノード共通端子の電位は
オン状態のダイオードの順方向電圧分だけ上昇し、定電
流源回路１１５の出力電流Ｉはダイオード１１３を介し
て抵抗器１１４にも供給される。したがって、抵抗器１
１４にはアノード共通端子の電位より順方向電圧分だけ
下降した電圧が発生する。すなわち、抵抗器１１４の両
端には傾斜信号ｓｔと反転傾斜信号ｓｄとのうち大きく
ない方の電圧をもつ三角波状の最小電圧信号ｓｓが出力
される。

【００７１】抵抗器１１４の両端に得られた最小電圧信
号ｓｓは、各スイッチ回路１２１，１３１にそれぞれ入
力されている。スイッチ回路１２１，１３１の他方は、
それぞれレベルシフト回路１２２，１２３に接続されて
いる。位置検出回路１が出力する整形信号ｍに応じてス
イッチ回路１２１，１３１がオン・オフされる。スイッ
チ回路１２１は、整形信号ｍがレベル“Ｈ”のときに開
き、レベル“Ｌ”のときに閉じるように構成され、逆
に、スイッチ回路１３１は、整形信号ｍがレベル“Ｈ”
のときに閉じ、レベル“Ｌ”のときに開くように構成さ
れている。つまり、スイッチ回路１２１とスイッチ回路
１３１とは互いに逆相でスイッチングされるようになっ
ている。レベルシフト回路１２２は２入力端子を有し、
片方にはスイッチ回路１２１を介して最小電圧信号ｓｓ
が入力され、他方には基準電圧回路１２３の低めに設定
された第１の基準電圧信号Ｅ１′が入力され、レベルシ
フト回路１２２の出力端子からは第１の基準電圧信号Ｅ
１が出力されるように構成されている。この部分が第１
の基準電圧発生回路９を構成している。同様にレベルシ
フト回路１３２の２入力端子のうち、片方にはスイッチ
回路１３１を介して最小電圧信号ｓｓが入力され、他方
には基準電圧回路１３３の低めに設定された第２の基準
電圧信号Ｅ２′が入力され、レベルシフト回路１３２の
出力端子からは第２の基準電圧信号Ｅ２が出力されるよ
うに構成されている。この部分が第２の基準電圧発生回
路１０を構成している。

【００７２】次に、図１３に示す第１の基準電圧発生回
路９および第２の基準電圧発生回路１０の動作を、回転
子２７が定常回転している場合について、図１４の波形
図を参照して説明する。図１４において、ｍは位置検出
回路１を構成する逆起電力検出回路１４が出力する整形
信号、ｓｔは位置信号形成回路１５における傾斜信号発
生回路４６が出力する傾斜信号、ｓｄは信号合成回路４
７を構成する反転バッファ回路６１が出力する反転傾斜
信号を示す。ｓｓは図１３の抵抗器１１４の両端に得ら
れた最小電圧信号である。３つのダイオード１１１，１
１２，１１３と抵抗器１１４の働きにより、入力されて
きた傾斜信号ｓｔと反転傾斜信号ｓｄの大きさを比較
し、小さい方の信号が選択されるので、三角波状の最小
電圧信号ｓｓが得られる。

【００７３】第１の基準電圧発生回路９において、整形
信号ｍが“Ｈ”レベルのときはスイッチ回路１２１はオ
フであるから、レベルシフト回路１２２は低めに設定さ
れた第１の基準電圧信号Ｅ１′を出力し、整形信号ｍが
“Ｌ”レベルのときはスイッチ回路１２１はオンとなる
から、レベルシフト回路１２２は低めに設定された第１
の基準電圧信号Ｅ１′にスイッチ回路１２１を介して入
力された最小電圧信号ｓｓを加算した山形の第１の基準
電圧信号Ｅ１を出力する。

【００７４】同様に、第２の基準電圧発生回路１０にお
いて、整形信号ｍが“Ｌ”レベルのときはスイッチ回路
１３１はオフであるから、レベルシフト回路１３２は低
めに設定された第２の基準電圧信号Ｅ２′を出力し、整
形信号ｍが“Ｈ”レベルのときはスイッチ回路１３１は
オンとなるから、レベルシフト回路１３２は低めに設定
された第２の基準電圧信号Ｅ２′にスイッチ回路１３１
を介して入力された最小電圧信号ｓｓを加算した山形の
第２の基準電圧信号Ｅ２を出力する。

【００７５】以上のように、第１の基準電圧発生回路９
が山形の第１の基準電圧信号Ｅ１を出力するタイミング
と第２の基準電圧発生回路１０が山形の第２の基準電圧
信号Ｅ２を出力するタイミングとは交互となっている。

【００７６】図１５に示す期間（１）においては、図１
６で説明したのと同様に、ベースから引き込む電流信号
ｄ′が大きいので駆動トランジスタ２４はオンとなるの
に対して、引き込む電流信号ｆ′，ｈ′はゼロであるの
で駆動トランジスタ２５，２６はオフとなり、また、ベ
ースに流入する電流信号ｇ′はゼロであるので駆動トラ
ンジスタ２１はオフとなり、縦続接続の駆動トランジス
タ２４，２１の同時オンを防止する。そして、ベースに
流入する電流信号ｉ′が次第に減少する駆動トランジス
タ２２のオン状態は次第に低下し、流入する電流信号
ｅ′が次第に増加する駆動トランジスタ２３のオン状態
は次第に増大し、両駆動トランジスタ２２，２３の総合
導通量は一定に保たれる。したがって、固定子巻線１１
には駆動トランジスタ２４より駆動電流Ｉａが流し込ま
れ、固定子巻線１１に対して中性点ｏに向かって流し込
まれる駆動電流Ｉａは中性点ｏで固定子巻線１２，１３
に分流され、固定子巻線１２には中性点ｏから流れ出す
駆動電流Ｉｂが通電され、固定子巻線１３には中性点ｏ
から流れ出す駆動電流Ｉｃが通電される。固定子巻線１
２，１３に通電される駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは駆動トラン
ジスタ２２，２３を介して引き出される。

【００７７】期間（１）において、第２の駆動トランジ
スタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉａを流
す１つの駆動トランジスタ２４のみであり、この駆動ト
ランジスタ２４については１相通電期間Ｔ１となってい
る。この駆動トランジスタ２４についての１相通電期間
Ｔ１においては、固定子巻線１１に流し込まれる駆動電
流Ｉａは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１
においては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基
準電圧は、整形信号ｍが“Ｌ”レベルでスイッチ回路１
３１がオフであるから低めに設定された第２の基準電圧
信号Ｅ２′となり、駆動トランジスタ２４でのエミッタ
・コレクタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。

【００７８】また、期間（１）において、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２
１，２２，２３のうち２つの駆動トランジスタ２２，２
３がオンとなっていて、駆動電流Ｉｂ，Ｉｃの相切換が
行われているので、これらの駆動トランジスタ２２，２
３については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆動
トランジスタ２２，２３についての相切換期間Ｔ２にお
いては、第１の基準電圧発生回路９が出力する基準電圧
は、整形信号ｍが“Ｌ”レベルでスイッチ回路１２１が
オンであるため低めに設定された第１の基準電圧信号Ｅ
１′に最小電圧信号ｓｓが加算された高めの第１の基準
電圧信号Ｅ１となり、駆動トランジスタ２２，２３のエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧は十分に大きなものとな
る。したがって、図１７の場合のように駆動トランジス
タ２２，２３の電流増幅率（ｈfe）がトランジスタのエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧（ほぼ図１７のＶＢ，Ｖ
Ｃの波形に等しい）に依存するといったことはなく、ま
た、電流給電端子Ｂ，Ｃの電圧ＶＢ，ＶＣの波形も滑ら
かになるため、固定子巻線１２，１３に通電されるそれ
ぞれの駆動電流Ｉｂ，Ｉｃは電流切換が滑らかに行われ
ることになり、相切換期間Ｔ２であっても、駆動電流Ｉ
ｂ，Ｉｃには波形歪みが発生しない。

【００７９】また、図１５に示す期間（２）において
は、図１６で説明したのと同様に、ベースから引き込む
電流信号ｄ′が次第に減少するので駆動トランジスタ２
４のオン状態が次第に低下し、固定子巻線１１に対して
中性点ｏに向かって流し込まれる駆動電流Ｉａは次第に
減少し、一方、引き込む電流信号ｆ′が次第に増加する
ので駆動トランジスタ２５のオン状態が次第に増大し、
固定子巻線１２に対して中性点ｏに向かって流し込まれ
る駆動電流Ｉｂは次第に増加し、両駆動電流の合計（Ｉ
ａ＋Ｉｂ）は一定である。固定子巻線１１，１２に対し
て中性点ｏに向かって流し込まれる駆動電流Ｉａ，Ｉｂ
は、今度は中性点ｏで合流され、固定子巻線１３には中
性点ｏから流れ出す駆動電流Ｉｃ（＝Ｉａ＋Ｉｂ）が通
電され、固定子巻線１３に通電される駆動電流Ｉｃは駆
動トランジスタ２３を介して引き出される。

【００８０】期間（２）において、第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３のうちオンとなっているのは駆動電流Ｉｃを流
す１つの駆動トランジスタ２３のみであり、この駆動ト
ランジスタ２３については１相通電期間Ｔ１となってい
る。この駆動トランジスタ２３についての１相通電期間
Ｔ１においては、固定子巻線１３に流れるる駆動電流Ｉ
ｃは一定の値を保っている。この１相通電期間Ｔ１にお
いては、第１の基準電圧発生回路９が出力する基準電圧
は、整形信号ｍが“Ｈ”レベルでスイッチ回路１２１が
オフであるから低めに設定された第１の基準電圧信号Ｅ
１′となり、駆動トランジスタ２３でのエミッタ・コレ
クタ間の動作電圧が低いので電力損失は少ない。

【００８１】また、期間（２）において、第２の駆動ト
ランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２
４，２５，２６のうち２つの駆動トランジスタ２４，２
５がオンとなっていて、駆動電流Ｉａ，Ｉｂの相切換が
行われているので、これらの駆動トランジスタ２４，２
５については相切換期間Ｔ２となっている。これら駆動
トランジスタ２４，２５についての相切換期間Ｔ２にお
いては、第２の基準電圧発生回路１０が出力する基準電
圧は、整形信号ｍが“Ｈ”レベルでスイッチ回路１３１
がオンであるため低めに設定された第２の基準電圧信号
Ｅ２′に最小電圧信号ｓｓが加算された高めの第２の基
準電圧信号Ｅ２となり、駆動トランジスタ２４，２５の
エミッタ・コレクタ間の動作電圧は十分に大きなものと
なる。したがって、図１７の場合のように駆動トランジ
スタ２４，２５の電流増幅率（ｈfe）がトランジスタの
エミッタ・コレクタ間の動作電圧（ほぼ図１７のＶＭ−
ＶＡ，ＶＭ−ＶＢの波形に等しい）に依存するといった
ことはなく、また、電流給電端子Ａ，Ｂの電圧ＶＡ，Ｖ
Ｂの波形も滑らかになるため、固定子巻線１１，１２に
通電されるそれぞれの駆動電流Ｉａ，Ｉｂは電流切換が
滑らかに行われることになり、相切換期間Ｔ２であって
も、駆動電流Ｉａ，Ｉｂには波形歪みが発生しない。

【００８２】期間（１），（２）以外の期間においても
同様の動作が行われる。

【００８３】以上のように構成することにより、第１の
駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジ
スタ２１，２２，２３で、固定子巻線１１，１２，１３
の駆動電流の相切換の行われる相切換期間Ｔ２において
は、第１の基準電圧発生回路９から高めの第１の基準電
圧信号Ｅ１を出力することによって駆動トランジスタ２
１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を十
分高く設定し、飽和領域での動作を避ける一方、相切換
の完了した１相通電期間Ｔ１においては、駆動トランジ
スタ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電
圧はもともと低めに設定されていた第１の基準電圧信号
Ｅ１′の出力に基づいて十分低く設定される。同様に、
第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆動ト
ランジスタ２４，２５，２６の駆動電流の相切換の行わ
れる相切換期間Ｔ２においては、第２の基準電圧発生回
路１０から高めの第２の基準電圧信号Ｅ２を出力するこ
とによって駆動トランジスタ２４，２５，２６のエミッ
タ・コレクタ間の動作電圧を十分高く設定し、飽和領域
での動作を避ける一方、相切換の完了した１相通電期間
Ｔ１においては、駆動トランジスタ２４，２５，２６の
エミッタ・コレクタ間の動作電圧はもともと低めに設定
されていた第２の基準電圧信号Ｅ２′の出力に基づいて
十分低く設定される。

【００８４】以上のことから明らかなように、基本的に
は低めに設定された第１の基準電圧信号Ｅ１′と第２の
基準電圧信号Ｅ２′を出力することにより、駆動トラン
ジスタ２１，２２，２３および駆動トランジスタ２４，
２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を小さく
設定することができるので、駆動トランジスタでの電力
損失を小さく抑えることができる。しかも、高めの第１
の基準電圧信号Ｅ１と第２の基準電圧信号Ｅ２として、
逆起電力検出回路１４の出力する整形信号ｍのタイミン
グで山形に変化させることにより、固定子巻線１１，１
２，１３の駆動電流の相切換動作が波形歪みの発生なし
に滑らかに行われるので、振動・騒音が非常に少ないブ
ラシレス直流モータの駆動が可能となる。

【００８５】なお、図１３に示した第１の基準電圧発生
回路９および第２の基準電圧発生回路１０では、低めに
設定された第１の基準電圧信号Ｅ１′および第２の基準
電圧信号Ｅ２′の大きさは一定としたが、第１の駆動ト
ランジスタ群５ａおよび第２の駆動トランジスタ群５ｂ
を構成する駆動トランジスタ２１，２２，２３，２４，
２５，２６のエミッタ・コレクタ間の動作電圧は固定子
巻線への電流供給を指令する指令信号に応じて変化させ
るように構成し、供給電流が大きくなったときには第１
の基準電圧信号Ｅ１′および第２の基準電圧信号Ｅ２′
の大きさを大きくするように構成してもよい。

【００８６】また、上記の実施の形態では、第１の駆動
トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ
２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧お
よび第２の駆動トランジスタ群５ｂを構成する３個の駆
動トランジスタ２４，２５，２６のエミッタ・コレクタ
間の動作電圧の大きさをそれぞれ位置検出回路１を構成
する逆起電力検出回路１４が出力する整形信号ｍのタイ
ミングで変化させるように構成したが、例えば第１の駆
動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動トランジス
タ２１，２２，２３のエミッタ・コレクタ間の動作電圧
のみを逆起電力検出回路１４の出力する整形信号ｍの出
力で変化させるように構成し、第２の駆動トランジスタ
群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２５，
２６は直接直流電源２０に接続してもよい。この場合に
はスイッチング制御方式の電圧変換回路４を省略でき、
第１の駆動トランジスタ群５ａを構成する３個の駆動ト
ランジスタ２１，２２，２３の電力損失を低減すること
ができるので、電力損失の大きい第２の駆動トランジス
タ群５ｂを構成する３個の駆動トランジスタ２４，２
５，２６は外付けのディスクリートトランジスタで構成
し、電力損失が小さく発熱の少ない第１の駆動トランジ
スタ群５ａを構成する３個の駆動トランジスタ２１，２
２，２３は駆動集積回路内に含めて構成することが容易
になる。

【００８７】また、上記実施の形態では、位置検出回路
１は固定子巻線１１，１２，１３に発生する逆起電力を
検出して回転子２７の位置信号を形成するように構成し
たが、回転子２７の磁極に複数個のホール素子を対向さ
せることにより回転子２７の位置を直接検出するように
構成してもよいことは言うまでもない。

【００８８】また、上記実施の形態では、３相のモータ
に限ったが、相数は３相に限らず何相にでも応用できる
ことは言うまでもない。

【００８９】

【発明の効果】以上のように本発明のブラシレス直流モ
ータによれば、第１の駆動トランジスタ群のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧を第１の基準電圧発生手段の出力
する基準電圧信号に等しくなるように第２の駆動トラン
ジスタ群の通電電流を制御し、また第２の駆動トランジ
スタ群のエミッタ・コレクタ間の動作電圧を第２の基準
電圧発生手段の出力する基準電圧信号に等しくなるよう
に電圧変換手段の直流出力電圧を制御し、第１の駆動ト
ランジスタ群と第２の駆動トランジスタ群のエミッタ・
コレクタ間の動作電圧を位置検出手段の出力する位置信
号に応動して変化させ、１相通電期間では、駆動電流を
通電している駆動トランジスタのエミッタ・コレクタ間
の動作電圧をできるだけ低く設定するように構成してい
るので、その駆動トランジスタでの電力損失を小さく抑
えることができる。さらに、駆動電流の相切換の行われ
ている相切換期間では、対応する駆動トランジスタのエ
ミッタ・コレクタ間の動作電圧を高めに切り換えている
ので、固定子巻線の駆動電流の相切換動作を滑らかに行
い、ブラシレス直流モータを振動・騒音の非常に少ない
状態で駆動することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係るブラシレス直流モー
タの回路構成を示すブロック回路図である。

【図２】実施の形態のブラシレス直流モータにおける位
置検出回路を構成する逆起電力検出回路の一つの具体例
の回路構成図である。

【図３】図２に示す逆起電力検出回路の動作を説明する
ための各部の信号波形図である。

【図４】実施の形態のブラシレス直流モータにおける位
置検出回路を構成する位置信号形成回路の一つの具体例
の回路構成図である。

【図５】実施の形態のブラシレス直流モータにおける位
置信号形成回路を構成する論理パルス発生回路の一つの
具体例の回路構成図である。

【図６】図５に示す論理パルス発生回路の動作を説明す
るための各部の信号波形図である。

【図７】実施の形態のブラシレス直流モータにおける位
置信号形成回路を構成する傾斜信号発生回路の一つの具
体例の回路構成図である。

【図８】図７に示す傾斜信号発生回路の動作を説明する
ための各部の信号波形図である。

【図９】実施の形態のブラシレス直流モータにおける位
置信号形成回路を構成する信号合成回路の一つの具体例
の回路構成図である。

【図１０】図９に示す信号合成回路の動作を説明するた
めの各部の信号波形図である。

【図１１】実施の形態のブラシレス直流モータにおける
第１の動作電圧検出回路の一つの具体例の回路構成図で
ある。

【図１２】実施の形態のブラシレス直流モータにおける
第２の動作電圧検出回路の一つの具体例の回路構成図で
ある。

【図１３】実施の形態のブラシレス直流モータにおける
第１の基準電圧発生回路および第２の基準電圧発生回路
の一つの具体例の回路構成図である。

【図１４】図１６に示す第１の基準電圧発生回路および
第２の基準電圧発生回路の動作を説明するための各部の
信号波形図である。

【図１５】実施の形態のブラシレス直流モータにおいて
駆動トランジスタの動作電圧を位置信号に応じて変化さ
せたときの動作を説明するための各部の信号波形図であ
る。

【図１６】従来の技術の場合のブラシレス直流モータに
おいて電力損失が大きくなるという問題点を指定するた
めの動作を説明するための各部の信号波形図である。

【図１７】従来の技術の場合のブラシレス直流モータに
おいて電力損失を抑えるために第１の基準電圧信号およ
び第２の基準電圧信号を十分低く設定したときに相切換
期間において固定子巻線の駆動電流に波形歪みが発生す
ることになるという問題点を指定するための動作を説明
するための各部の信号波形図である。

【符号の説明】

１……位置検出回路 ２……第１の分配制御回路 ３……第２の分配制御回路 ４……電圧変換回路 ５ａ……第１の駆動トランジスタ群 ５ｂ……第２の駆動トランジスタ群 ７……第１の動作電圧検出回路 ８……第２の動作電圧検出回路 ９……第１の基準電圧発生回路 １０……第２の基準電圧発生回路 １１，１２，１３……固定子巻線 １４……逆起電力検出回路 １５……位置信号形成回路 ２０……直流電源 ２１，２２，２３……第１の駆動トランジスタ群の各駆
動トランジスタ ２４，２５，２６……第２の駆動トランジスタ群の各駆
動トランジスタ ２７……回転子 ３０……電圧制御回路 ４１……第１の分配回路 ４２……第１の比較制御回路 ４３……第２の分配回路 ４４……第２の比較制御回路 ４５……論理パルス発生回路 ４６……傾斜信号発生回路 ４７……信号合成回路 ６１……反転バッファ回路 １０１……給電制御用スイッチングトランジスタ Ａ，Ｂ，Ｃ……電流給電端子 ａ，ｂ，ｃ……逆起電力 ｇ，ｉ，ｅ……第１の分配制御回路に対する位置信号 ｄ，ｆ，ｈ……第２の分配制御回路に対する位置信号 Ｅ１……第１の基準電圧信号 Ｅ２……第２の基準電圧信号 Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ……駆動電流 Ｌ，Ｕ……最小動作電圧 ｍ……整形信号 ｓｔ……傾斜信号 ｓｄ……反転傾斜信号 ｓｆ……定電圧信号 Ｔ１……１相通電期間 Ｔ２……相切換期間

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数個の磁極を有する回転子と、前記回
   転子に所定の空隙を有して配設された複数相の固定子巻
   線と、前記回転子の位置を検出し複数相の位置信号を形
   成する位置検出手段と、直流電源から可変出力の直流電
   圧を得るスイッチング制御方式の電圧変換手段と、前記
   電圧変換手段の一端と前記固定子巻線の各電流給電端子
   の間の電流路を形成する複数個のトランジスタからなる
   第１の駆動トランジスタ群と、前記固定子巻線への電流
   供給を指令する指令信号と前記位置検出手段の出力に応
   動して前記第１の駆動トランジスタ群の通電を分配制御
   する第１の分配制御手段と、前記電圧変換手段の他端と
   前記固定子巻線の各電流給電端子の間の電流路を形成す
   る複数個のトランジスタからなる第２の駆動トランジス
   タ群と、前記第１の駆動トランジスタ群を構成する複数
   のトランジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し
   第１の動作電圧を出力する第１の動作電圧検出手段と、
   前記第２の駆動トランジスタ群を構成する複数のトラン
   ジスタの各動作電圧のうちの最小電圧を検出し第２の動
   作電圧を出力する第２の動作電圧検出手段と、前記位置
   検出手段の出力に応動して前記第１の動作電圧が第１の
   基準電圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ
   群に流れる電流を分配制御する第２の分配制御手段と、
   前記第２の動作電圧が第２の基準電圧に一致するように
   前記電圧変換手段の出力電圧を制御する電圧制御手段と
   を具備し、 前記第１及び前記第２の基準電圧は、それぞれ固定子巻
   線の１相から次の相に電流切換が行われ２相に同時に電
   流が流れる相切換通電状態のほうが１相のみに電流が流
   れる１相通電状態より大きくなるように構成されている
   ことを特徴とするブラシレス直流モータ。
2. 【請求項２】 第１の基準電圧信号および第２の基準電
   圧信号は、固定子巻線の１相から次の相に通電電流の切
   換が行われ２相に同時に電流が通電される相切換通電状
   態と１相にのみ電流が通電する１相通電状態とで前記第
   １の基準電圧信号および第２の基準電圧信号の大きさを
   連続的に変化させ、前記相切換通電状態では２相に通電
   される通電電流がほぼ等しくなる時点を頂点とする三角
   波状に変化させるように構成してあることを特徴とする
   請求項１に記載のブラシレス直流モータ。
3. 【請求項３】 第１の基準電圧信号および第２の基準電
   圧信号の大きさを固定子巻線への電流供給を指令する指
   令信号に応じて変化させるように構成してあることを特
   徴とする請求項１に記載のブラシレス直流モータ。
4. 【請求項４】 複数個の磁極を有する回転子と、前記回
   転子に所定の空隙を有して配設された複数相の固定子巻
   線と、前記回転子の位置を検出し複数相の位置信号を形
   成する位置検出手段と、直流電源の一端と前記固定子巻
   線の各電流給電端子の間の電流路を形成する複数個のト
   ランジスタからなる第１の駆動トランジスタ群と、前記
   固定子巻線への電流供給を指令する指令信号と前記位置
   検出手段の出力に応じて前記第１の駆動トランジスタ群
   の通電を分配制御する第１の分配制御手段と、前記直流
   電源の他端と前記固定子巻線の各電流給電端子の間の電
   流路を形成する複数個のトランジスタからなる第２の駆
   動トランジスタ群と、前記第１の駆動トランジスタ群を
   構成する複数のトランジスタの各動作電圧のうちの最小
   電圧を検出し動作電圧を出力する動作電圧検出手段と、
   前記位置検出手段の出力に応じて前記動作電圧が基準電
   圧に一致するように前記第２の駆動トランジスタ群に流
   れる電流を分配制御する第２の分配制御手段とを具備
   し、 前記基準電圧は、それぞれ固定子巻線の１相から次の相
   に電流切換が行われ２相に同時に電流が流れる相切換通
   電状態のほうが１相のみに電流が流れる１相通電状態よ
   り大きくなるようにように構成されていることを特徴と
   するブラシレス直流モータ。
5. 【請求項５】 基準電圧信号は、固定子巻線の１相から
   次の相に通電電流の切換が行われ２相に同時に電流が通
   電される相切換通電状態と１相にのみ電流を通電する１
   相通電状態とで基準電圧信号の大きさを連続的に変化さ
   せ、前記相切換通電状態では２相に通電される通電電流
   がほぼ等しくなる時点を頂点とする三角波状に変化させ
   るように構成してあることを特徴とする請求項４に記載
   のブラシレス直流モータ。
6. 【請求項６】 基準電圧信号の大きさを固定子巻線への
   電流供給を指令する指令信号に応じて変化させるように
   構成してあることを特徴とする請求項４に記載のブラシ
   レス直流モータ。