JP3299082B2 - 信号2値化回路及びデイジタル信号処理装置 - Google Patents
信号2値化回路及びデイジタル信号処理装置Info
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- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4906—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using binary codes
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Description
【0001】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 発明の属する技術分野 従来の技術(図6〜図12) 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段 発明の実施の形態(図1〜図5及び図10) 発明の効果
【0002】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号2値化回路及
びデイジタル信号処理装置に関し、例えばコンパクトデ
イスク(以下、CDとする)の再生装置の再生信号を2
値化するものに適用して好適である。
びデイジタル信号処理装置に関し、例えばコンパクトデ
イスク(以下、CDとする)の再生装置の再生信号を2
値化するものに適用して好適である。
【0003】
【従来の技術】従来、デジタル音声、ビデオ、データな
どの信号の記録において、デジタル信号は、誤り検出訂
正符号が付加された後、変調回路に供給され記録再生系
の特性に適した符号に変換(チヤネルコーデイング)さ
れる。例えば、CD方式の信号フオーマツトの概要を図
6に示しており、変調方式として8−14変換(以下、E
FM(Eight to Fourteen Modulation)とする)が用い
られる。EFMは、入力する8ビツト符号(以下、シン
ボルとする)を14チヤネルビツトの符号に変換し、24チ
ヤネルビツトの同期信号と14チヤネルビツトのサブコー
ドを付加した後、これらの符号間を3チヤネルビツトの
マージンビツトで連結し、NRZI記録する変調方式で
ある。
どの信号の記録において、デジタル信号は、誤り検出訂
正符号が付加された後、変調回路に供給され記録再生系
の特性に適した符号に変換(チヤネルコーデイング)さ
れる。例えば、CD方式の信号フオーマツトの概要を図
6に示しており、変調方式として8−14変換(以下、E
FM(Eight to Fourteen Modulation)とする)が用い
られる。EFMは、入力する8ビツト符号(以下、シン
ボルとする)を14チヤネルビツトの符号に変換し、24チ
ヤネルビツトの同期信号と14チヤネルビツトのサブコー
ドを付加した後、これらの符号間を3チヤネルビツトの
マージンビツトで連結し、NRZI記録する変調方式で
ある。
【0004】図7はCD方式のフレーム構成を示す。図
示のように、1シンクフレーム(6標本値区間、L及び
Rチヤネル各6サンプル、1サンプルは16ビツトデー
タ)期間にCIRC(クロスインターリーブリードソロ
モンコード)エンコーダから変調回路に入力する24シン
ボルのデータ(音楽信号)と8シンボルのパリテイは、
それぞれ14チヤネルビツトに変換され、3チヤネルビツ
トのマージンビツトで連結されて、1フレームあたり 5
88チヤネルビツトとされ、4.3218〔Mbps〕のチヤネ
ルビツトレートでCD上にNRZI記録される。
示のように、1シンクフレーム(6標本値区間、L及び
Rチヤネル各6サンプル、1サンプルは16ビツトデー
タ)期間にCIRC(クロスインターリーブリードソロ
モンコード)エンコーダから変調回路に入力する24シン
ボルのデータ(音楽信号)と8シンボルのパリテイは、
それぞれ14チヤネルビツトに変換され、3チヤネルビツ
トのマージンビツトで連結されて、1フレームあたり 5
88チヤネルビツトとされ、4.3218〔Mbps〕のチヤネ
ルビツトレートでCD上にNRZI記録される。
【0005】変調回路に入力する各シンボルは、例えば
ルツクアツプテーブルROMを参照して、”1”と”
1”間の”0”の個数が2個以上かつ10個以下のチヤネ
ルビツトパターンにそれぞれ変換される。フレーム同期
信号Sfのチヤネルビツトパタンは”10000000
0001000000000010”であり、マージン
ビツトパタンは”000”、”001”、”010”及
び”100”のうちの一つが選択される。1サブコーデ
イングフレームは98フレームで構成され、第0及び第1
フレームのサブコードとしてサブコードシンク信号S0
(=”00100000000001”)、S1(=”
00000000010010”)が付加される(図
8)。
ルツクアツプテーブルROMを参照して、”1”と”
1”間の”0”の個数が2個以上かつ10個以下のチヤネ
ルビツトパターンにそれぞれ変換される。フレーム同期
信号Sfのチヤネルビツトパタンは”10000000
0001000000000010”であり、マージン
ビツトパタンは”000”、”001”、”010”及
び”100”のうちの一つが選択される。1サブコーデ
イングフレームは98フレームで構成され、第0及び第1
フレームのサブコードとしてサブコードシンク信号S0
(=”00100000000001”)、S1(=”
00000000010010”)が付加される(図
8)。
【0006】図9は、サンプル値の1例について、EF
M後のチヤネルビツトパタンとDSV(デジタルサムバ
リエーシヨン)を示す。16ビツトの1サンプルは、上位
8ビツトと下位8ビツトに分割され、CIRCエンコー
ダを介して変調回路に入力し、8−14変換されてインフ
オメーシヨンビツトとされる。インフオメーシヨンビツ
トの”1”と”1”の間には前述のように2個以上かつ
10個以下の”0”が介在する。マージンビツトとして”
000”、”001”、”010”及び”100”のう
ちの1種が選ばれ、インフオメーシヨンビツト同士の連
結箇所についてもこの規則が常に成立するようにされ、
17チヤネルビツト(ただし、フレーム同期信号Sfの場
合は27チヤネルビツト)を単位とするEFM信号が変調
回路から4.3218〔Mbps〕で出力される。
M後のチヤネルビツトパタンとDSV(デジタルサムバ
リエーシヨン)を示す。16ビツトの1サンプルは、上位
8ビツトと下位8ビツトに分割され、CIRCエンコー
ダを介して変調回路に入力し、8−14変換されてインフ
オメーシヨンビツトとされる。インフオメーシヨンビツ
トの”1”と”1”の間には前述のように2個以上かつ
10個以下の”0”が介在する。マージンビツトとして”
000”、”001”、”010”及び”100”のう
ちの1種が選ばれ、インフオメーシヨンビツト同士の連
結箇所についてもこの規則が常に成立するようにされ、
17チヤネルビツト(ただし、フレーム同期信号Sfの場
合は27チヤネルビツト)を単位とするEFM信号が変調
回路から4.3218〔Mbps〕で出力される。
【0007】このように任意のチヤネルビツト”1”と
次のチヤネルビツト”1”の間には2個以上10個以下の
チヤネルビツト”0”が介在するので、NRZI記録波
形のハイレベルまたはローレベルの継続期間(記録波
長)は必ず3T以上11T以下となる(図9)。この場
合、最短記録波長は3T、最長記録波長は11Tである。
Tはチヤネルクロツク4.3218〔MHz〕の1周期であり、
以下、これをEFM・3T〜11Tルールという。
次のチヤネルビツト”1”の間には2個以上10個以下の
チヤネルビツト”0”が介在するので、NRZI記録波
形のハイレベルまたはローレベルの継続期間(記録波
長)は必ず3T以上11T以下となる(図9)。この場
合、最短記録波長は3T、最長記録波長は11Tである。
Tはチヤネルクロツク4.3218〔MHz〕の1周期であり、
以下、これをEFM・3T〜11Tルールという。
【0008】NRZI記録波形のDCバランスの指標と
してDSVを考える。DSVは記録波形の時間積分とし
て与えられる。すなわち、記録波形のハイレベルが単位
時間Tだけ継続したときのDSVの変化分を+1とし、
ローレベルが単位時間Tだけ継続したときのDSVの変
化分を−1とする。時刻t0におけるDSVの初期値を
零と仮定した場合のDSVの時間に関する変化を図9の
最下段に示す。ここで、期間t1〜t2における変調信
号は17チヤネルビツトパタン”01000001000
001001”によつて一義的に決まるものではなく、
時刻t1における変調信号レベル、つまり、期間t0〜
t1における変調信号波形の最終レベル(以下、CWL
Lとする)に依存する。
してDSVを考える。DSVは記録波形の時間積分とし
て与えられる。すなわち、記録波形のハイレベルが単位
時間Tだけ継続したときのDSVの変化分を+1とし、
ローレベルが単位時間Tだけ継続したときのDSVの変
化分を−1とする。時刻t0におけるDSVの初期値を
零と仮定した場合のDSVの時間に関する変化を図9の
最下段に示す。ここで、期間t1〜t2における変調信
号は17チヤネルビツトパタン”01000001000
001001”によつて一義的に決まるものではなく、
時刻t1における変調信号レベル、つまり、期間t0〜
t1における変調信号波形の最終レベル(以下、CWL
Lとする)に依存する。
【0009】従つて、図示の変調信号波形は時刻t0に
おいてCWLLがローレベル(CWLL=”0”)の場
合であり、時刻t0においてCWLL=”1”(ハイレ
ベル)の場合の変調信号波形はハイレベルとローレベル
を置き換えた逆パタンになる。同様に、DSVの増減も
CWLLに依存し、時刻t0においてCWLL=”0”
の場合、インフオメーシヨンビツトパタン”01000
100100010”によるDSVの変化分(以下、14
NWDとする)、つまり期間t0〜t0+14における
DSVの変化分は図示のように+2である。図とは逆
に、時刻t0においてCWLL=”1”なら14NWD=
−2となる。また、期間t0+14〜t1+14におけ
るDSVの変化分を17NWDという。
おいてCWLLがローレベル(CWLL=”0”)の場
合であり、時刻t0においてCWLL=”1”(ハイレ
ベル)の場合の変調信号波形はハイレベルとローレベル
を置き換えた逆パタンになる。同様に、DSVの増減も
CWLLに依存し、時刻t0においてCWLL=”0”
の場合、インフオメーシヨンビツトパタン”01000
100100010”によるDSVの変化分(以下、14
NWDとする)、つまり期間t0〜t0+14における
DSVの変化分は図示のように+2である。図とは逆
に、時刻t0においてCWLL=”1”なら14NWD=
−2となる。また、期間t0+14〜t1+14におけ
るDSVの変化分を17NWDという。
【0010】次に、期間t0+14〜t1に挿入される
マージンビツトについて説明する。4種類のマージンビ
ツト”000”、”001”、”010”及び”10
0”のうち、EFM・3T〜11Tルールにより”00
1”と”100”は挿入できず、”010”又は”00
0”が挿入可能である。すなわち、マージンビツトの前
に出力される前回のインフオメーシヨンビツトパタンの
終端の”0”の個数をBとし、後に出力される今回のイ
ンフオメーシヨンビツトパタンの先端の”0”の個数を
Aとすれば、B=1かつA=1であるためマージンビツ
トの先端が”0”かつ終端が”0”でなければならず、
挿入可能なマージンビツトパタンは”0X0”となる。
マージンビツトについて説明する。4種類のマージンビ
ツト”000”、”001”、”010”及び”10
0”のうち、EFM・3T〜11Tルールにより”00
1”と”100”は挿入できず、”010”又は”00
0”が挿入可能である。すなわち、マージンビツトの前
に出力される前回のインフオメーシヨンビツトパタンの
終端の”0”の個数をBとし、後に出力される今回のイ
ンフオメーシヨンビツトパタンの先端の”0”の個数を
Aとすれば、B=1かつA=1であるためマージンビツ
トの先端が”0”かつ終端が”0”でなければならず、
挿入可能なマージンビツトパタンは”0X0”となる。
【0011】マージンビツトとして”010”を挿入し
たときのDSVを実線で、また”000”を挿入したと
きのDSVを破線で図9に示す。一般に、ある連結点で
マージンビツトを挿入する際には、EFM・3T〜11T
ルールを満たすようなものを選択しなければならない。
また、マージンビツトの挿入によつて、フレーム同期パ
タンと同じ11Tの2回繰り返しパタンが生じることを防
止しなければならない。
たときのDSVを実線で、また”000”を挿入したと
きのDSVを破線で図9に示す。一般に、ある連結点で
マージンビツトを挿入する際には、EFM・3T〜11T
ルールを満たすようなものを選択しなければならない。
また、マージンビツトの挿入によつて、フレーム同期パ
タンと同じ11Tの2回繰り返しパタンが生じることを防
止しなければならない。
【0012】これらの規則を満たすマージンビツトにつ
いて、それぞれを挿入した場合、それまでの累積DSV
に加えてマージンビツト及び次のインフオメーシヨンビ
ツトパタンの終端までの累積DSVを求め、その絶対値
が最小値となるものを最適マージンビツトとして選択す
る。このようなアルゴリズムにより求められたマージン
ビツトは、2つの14ビツトデータの連結箇所において
もEFM・3T〜11Tルールが成立し、かつフレームシ
ンク信号の誤発生を防止すると共に、EFM信号の累積
DSVを極力零に近づけるようなものとなつている。
いて、それぞれを挿入した場合、それまでの累積DSV
に加えてマージンビツト及び次のインフオメーシヨンビ
ツトパタンの終端までの累積DSVを求め、その絶対値
が最小値となるものを最適マージンビツトとして選択す
る。このようなアルゴリズムにより求められたマージン
ビツトは、2つの14ビツトデータの連結箇所において
もEFM・3T〜11Tルールが成立し、かつフレームシ
ンク信号の誤発生を防止すると共に、EFM信号の累積
DSVを極力零に近づけるようなものとなつている。
【0013】信号に直流成分がある場合、信号波形の積
分値すなわち累積DSVは正又は負の無限大に発散して
しまうため、一般に、累積DSVが零に近いということ
は変調信号波形の直流成分が零であることを意味する。
分値すなわち累積DSVは正又は負の無限大に発散して
しまうため、一般に、累積DSVが零に近いということ
は変調信号波形の直流成分が零であることを意味する。
【0014】このような方式で変調された信号は、実際
のCDにおいては例えば”1”がピツト(記録領域)
に、”0”がミラー(未記録領域)に対応するように記
録される。なお、記録信号は、信号レベルが反転する位
置のみが情報を持つNRZIの形に変調されているた
め、ピツト及びミラーの長さが重要であり、信号レベル
とピツト/ミラーとの対応関係は逆になつていてもかま
わない。すなわち、”0”がピツト(記録領域)に、”
1”がミラー(未記録領域)に対応するように記録され
たものも、全く同一に考えることができる。
のCDにおいては例えば”1”がピツト(記録領域)
に、”0”がミラー(未記録領域)に対応するように記
録される。なお、記録信号は、信号レベルが反転する位
置のみが情報を持つNRZIの形に変調されているた
め、ピツト及びミラーの長さが重要であり、信号レベル
とピツト/ミラーとの対応関係は逆になつていてもかま
わない。すなわち、”0”がピツト(記録領域)に、”
1”がミラー(未記録領域)に対応するように記録され
たものも、全く同一に考えることができる。
【0015】次に、上述のように記録された光デイスク
(CD)を再生する光デイスク再生装置の構成例を図1
0に示す。光デイスク再生装置1は、再生信号2値化回
路2を有している。光ピツクアツプ3は、光デイスク4
に光束を出射すると共に戻り光を入射し、当該入射光を
電気信号に変換する。光ピツクアツプ3で得られた信号
は、増幅器5を介して信号2値化回路2の入力端子6に
入力される。以下この信号を再生RF信号S1と呼ぶ。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ3からの信号
S2がサーボ回路7に入力され、光ピツクアツプ3のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ8の回転制御等
を行う。
(CD)を再生する光デイスク再生装置の構成例を図1
0に示す。光デイスク再生装置1は、再生信号2値化回
路2を有している。光ピツクアツプ3は、光デイスク4
に光束を出射すると共に戻り光を入射し、当該入射光を
電気信号に変換する。光ピツクアツプ3で得られた信号
は、増幅器5を介して信号2値化回路2の入力端子6に
入力される。以下この信号を再生RF信号S1と呼ぶ。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ3からの信号
S2がサーボ回路7に入力され、光ピツクアツプ3のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ8の回転制御等
を行う。
【0016】再生信号2値化回路2に入力される再生R
F信号S1は、電圧比較器9の正入力端子に入力され
る。電圧比較器9は、正入力端子と負入力端子にそれぞ
れ入力された信号の電圧の大小を比較し、正入力端子の
電圧の方が大きい場合にはハイレベルとして+5〔V〕
を、負入力端子の電圧の方が大きい場合にはローレベル
として0〔V〕を出力するものとする。電圧比較器9の
負入力端子には積分器10の出力信号が入力されてお
り、従つて電圧比較器9は再生RF信号S1を、積分器
10の出力を閾値として、+5〔V〕と0〔V〕に2値
化していることになる。
F信号S1は、電圧比較器9の正入力端子に入力され
る。電圧比較器9は、正入力端子と負入力端子にそれぞ
れ入力された信号の電圧の大小を比較し、正入力端子の
電圧の方が大きい場合にはハイレベルとして+5〔V〕
を、負入力端子の電圧の方が大きい場合にはローレベル
として0〔V〕を出力するものとする。電圧比較器9の
負入力端子には積分器10の出力信号が入力されてお
り、従つて電圧比較器9は再生RF信号S1を、積分器
10の出力を閾値として、+5〔V〕と0〔V〕に2値
化していることになる。
【0017】電圧比較器9の出力信号は、減算器11に
供給されると共に、出力端子12を介してPLL回路1
3及び復調回路のECC信号処理14に送信される。減
算器11においては、電圧比較器9の出力から基準電圧
を減算する。基準電圧としては、電圧比較器9の出力の
ハイレベルとローレベルの中点電位(+ 2.5〔V〕)を
用いる。積分器10は、減算器11の出力を積分し、そ
の出力を電圧比較器9の負入力端子に供給する。
供給されると共に、出力端子12を介してPLL回路1
3及び復調回路のECC信号処理14に送信される。減
算器11においては、電圧比較器9の出力から基準電圧
を減算する。基準電圧としては、電圧比較器9の出力の
ハイレベルとローレベルの中点電位(+ 2.5〔V〕)を
用いる。積分器10は、減算器11の出力を積分し、そ
の出力を電圧比較器9の負入力端子に供給する。
【0018】このように構成された再生信号2値化回路
2の動作を説明する。CDに図11(A)のような信号
を記録する場合、デイスク上には図11(B)のような
ピツトが記録される。この時、再生信号は例えば図11
(C)に示されるような波形となる。図10の再生信号
2値化回路2においては、この信号を電圧比較器9で2
値化することによつて、NRZIの形の記録波形を再現
することができる。ここではローレベルがピツトに、ハ
イレベルがミラーに対応する。この対応関係は先の記録
時の関係とは逆であるが、先述したようにレベルとピツ
ト/ミラーの対応関係の反転は問題ではなく、それぞれ
の正しい長さが再現されることのみが重要である。
2の動作を説明する。CDに図11(A)のような信号
を記録する場合、デイスク上には図11(B)のような
ピツトが記録される。この時、再生信号は例えば図11
(C)に示されるような波形となる。図10の再生信号
2値化回路2においては、この信号を電圧比較器9で2
値化することによつて、NRZIの形の記録波形を再現
することができる。ここではローレベルがピツトに、ハ
イレベルがミラーに対応する。この対応関係は先の記録
時の関係とは逆であるが、先述したようにレベルとピツ
ト/ミラーの対応関係の反転は問題ではなく、それぞれ
の正しい長さが再現されることのみが重要である。
【0019】図10においては、2値化のための閾値は
積分器10の出力が用いられるが、当該出力値が図11
(C)のa、b、cで示された値であるとすると、各出
力値における電圧比較器11からの出力信号(2値信
号)は、図11(D)のa′、b′、c′に示すように
なる。すなわち、閾値bは最適な閾値であつて、ローレ
ベル及びハイレベルの長さは正しく再生されるのに対
し、aは最適値より高い閾値であつて、ハイレベルの長
さは本来より短く、ローレベルの長さは本来より長く再
生される。また、cは最適値より低い閾値であつて、ハ
イレベルの長さは本来より長く、ローレベルの長さは本
来より短く再生される。
積分器10の出力が用いられるが、当該出力値が図11
(C)のa、b、cで示された値であるとすると、各出
力値における電圧比較器11からの出力信号(2値信
号)は、図11(D)のa′、b′、c′に示すように
なる。すなわち、閾値bは最適な閾値であつて、ローレ
ベル及びハイレベルの長さは正しく再生されるのに対
し、aは最適値より高い閾値であつて、ハイレベルの長
さは本来より短く、ローレベルの長さは本来より長く再
生される。また、cは最適値より低い閾値であつて、ハ
イレベルの長さは本来より長く、ローレベルの長さは本
来より短く再生される。
【0020】また図11(A)において、t0からt1
までの間にあるローレベルとハイレベルのそれぞれの長
さの合計は等しく8Tである。ここで、図10の電圧比
較器9の出力波形から減算器11で基準電圧 2.5〔V〕
を減算することにより、ハイレベルは+ 2.5〔V〕、ロ
ーレベルは− 2.5〔V〕なる電圧に対応づけられる。こ
の波形を積分器10で積分する。
までの間にあるローレベルとハイレベルのそれぞれの長
さの合計は等しく8Tである。ここで、図10の電圧比
較器9の出力波形から減算器11で基準電圧 2.5〔V〕
を減算することにより、ハイレベルは+ 2.5〔V〕、ロ
ーレベルは− 2.5〔V〕なる電圧に対応づけられる。こ
の波形を積分器10で積分する。
【0021】最適な閾値bによつて得られた波形に関し
てはt0〜t1区間内の積分値は0であり、従つてt1
における積分値はt0での積分値から変化しない。同様
にして、最適値より高い閾値aによつて得られた波形に
関してはt1での積分値はt0での積分値から減少し、
最適値より低い閾値cによつて得られた波形に関しては
t1での積分値はt0での積分値から増加する。
てはt0〜t1区間内の積分値は0であり、従つてt1
における積分値はt0での積分値から変化しない。同様
にして、最適値より高い閾値aによつて得られた波形に
関してはt1での積分値はt0での積分値から減少し、
最適値より低い閾値cによつて得られた波形に関しては
t1での積分値はt0での積分値から増加する。
【0022】説明の簡単化のためにt0〜t1で電圧比
較器9に与えられる閾値は一定である図を示したが、実
際にはこのようにして得られた積分値自体が刻々電圧比
較器9の閾値となる。すなわち、ローレベルとハイレベ
ルの長さの合計が等しくなるような系において、積分器
10によつて電圧比較器9に与えられる閾値は、高すぎ
る場合は自動的に減少し、低すぎる場合には自動的に増
加する。このようにして、最終的には最適閾値で2値化
が行われるようになる。
較器9に与えられる閾値は一定である図を示したが、実
際にはこのようにして得られた積分値自体が刻々電圧比
較器9の閾値となる。すなわち、ローレベルとハイレベ
ルの長さの合計が等しくなるような系において、積分器
10によつて電圧比較器9に与えられる閾値は、高すぎ
る場合は自動的に減少し、低すぎる場合には自動的に増
加する。このようにして、最終的には最適閾値で2値化
が行われるようになる。
【0023】一方、EFMではマージンビツトの選択に
よつて累積DSVを極力零に近づくように制御してい
る。従つて、上述の「ローレベルとハイレベルの長さの
合計が等しくなるような系」は、EFMを採用している
場合には自動的に成り立つことになる。
よつて累積DSVを極力零に近づくように制御してい
る。従つて、上述の「ローレベルとハイレベルの長さの
合計が等しくなるような系」は、EFMを採用している
場合には自動的に成り立つことになる。
【0024】CDの場合、記録信号は、例えばマスタリ
ング装置によつてマスタに記録され、メタルマスタ、マ
ザー、スタンパなどを経てデイスク上に成形される。こ
の際、マスタリング装置やマスタなどの条件によつて、
デイスク上に成形されるピツトの大きさがばらついてし
まうことが起きる。これをアシンメトリと呼ぶ。多くの
場合アシンメトリの影響は、ピツトの幅方向には、全て
の長さのピツトに対し同じように影響し、ピツトの長さ
方向には、全ての長さのピツトに対し前後に同じ量だけ
影響することが知られている(図12(A)〜
(C))。
ング装置によつてマスタに記録され、メタルマスタ、マ
ザー、スタンパなどを経てデイスク上に成形される。こ
の際、マスタリング装置やマスタなどの条件によつて、
デイスク上に成形されるピツトの大きさがばらついてし
まうことが起きる。これをアシンメトリと呼ぶ。多くの
場合アシンメトリの影響は、ピツトの幅方向には、全て
の長さのピツトに対し同じように影響し、ピツトの長さ
方向には、全ての長さのピツトに対し前後に同じ量だけ
影響することが知られている(図12(A)〜
(C))。
【0025】上述の2値化回路は、動作原理からわかる
ように、このようなアシンメトリの存在に対しても正し
い最適閾値を与える。すなわち、アシンメトリによるデ
イスク上の物理的なピツトやミラーの長さのずれまでも
補正し、本来記録しようとしていた信号のハイレベルと
ローレベルの正しい長さが得られるような閾値で2値化
が行われるようになる。
ように、このようなアシンメトリの存在に対しても正し
い最適閾値を与える。すなわち、アシンメトリによるデ
イスク上の物理的なピツトやミラーの長さのずれまでも
補正し、本来記録しようとしていた信号のハイレベルと
ローレベルの正しい長さが得られるような閾値で2値化
が行われるようになる。
【0026】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した再
生信号2値化回路、一般にはデイスクなどの再生信号の
処理回路において、調整の簡便化や回路の高集積化等を
実現するために、回路をデジタル化することが行なわれ
る。この場合、再生信号は離散時間で標本化され、その
標本値を処理することとなる。これは再生信号2値化回
路においても同様である。
生信号2値化回路、一般にはデイスクなどの再生信号の
処理回路において、調整の簡便化や回路の高集積化等を
実現するために、回路をデジタル化することが行なわれ
る。この場合、再生信号は離散時間で標本化され、その
標本値を処理することとなる。これは再生信号2値化回
路においても同様である。
【0027】ところが、信号2値化回路を単に離散時間
系に置き換えた場合、上述の回路は閾値のずれを2値波
形のエツジの時間軸方向のずれとして検出しているが、
その分解能が標本化周期となつてしまうため、閾値のず
れを検出する際に不感帯を生じる問題がある。特に標本
化周波数が変調のチヤネルクロツク周波数に対して十分
な大きさを有していない系では、2値化のためのきめ細
かな閾値制御ができない問題がある。また、累積DSV
が極力零に近づくように制御された信号は、直流成分を
含んでいないが、アシンメトリは、信号の極性に対して
非対称性を持つた歪みであり、再生信号波形の直流成分
を偏らせてしまう問題がある。
系に置き換えた場合、上述の回路は閾値のずれを2値波
形のエツジの時間軸方向のずれとして検出しているが、
その分解能が標本化周期となつてしまうため、閾値のず
れを検出する際に不感帯を生じる問題がある。特に標本
化周波数が変調のチヤネルクロツク周波数に対して十分
な大きさを有していない系では、2値化のためのきめ細
かな閾値制御ができない問題がある。また、累積DSV
が極力零に近づくように制御された信号は、直流成分を
含んでいないが、アシンメトリは、信号の極性に対して
非対称性を持つた歪みであり、再生信号波形の直流成分
を偏らせてしまう問題がある。
【0028】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、離散時間で標本化された入力信号を高精度に2値化
し得る信号2値化回路及び記録媒体再生装置を提案しよ
うとするものである。
で、離散時間で標本化された入力信号を高精度に2値化
し得る信号2値化回路及び記録媒体再生装置を提案しよ
うとするものである。
【0029】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、標本値入力から直流成分を減算す
る減算回路と、当該減算回路の出力値と閾値とを比較
し、当該比較値に応じて2値信号を出力する比較回路
と、減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する
直流成分生成回路とを設ける。
め本発明においては、標本値入力から直流成分を減算す
る減算回路と、当該減算回路の出力値と閾値とを比較
し、当該比較値に応じて2値信号を出力する比較回路
と、減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する
直流成分生成回路とを設ける。
【0030】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施例を詳述する。
施例を詳述する。
【0031】図10との対応部分に同一符号を付した図
1においては、本発明の再生信号2値化回路21が接続
されているデイジタル信号処理装置20の構成を示す。
光ピツクアツプ3は、光デイスク4に光束を出射すると
共に戻り光を入射し、当該入射光を電気信号に変換する
ようになされている。光ピツクアツプ3で得られた信号
は、増幅器5を介してサンプリングADコンバータ22
により所定の標本化周波数で標本化され、入力端子6に
入力される。この入力信号を再生RF信号S3とする。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ3からの信号
S2がサーボ回路7に入力され、光ピツクアツプ3のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ8の回転制御等
を行うようになされている。
1においては、本発明の再生信号2値化回路21が接続
されているデイジタル信号処理装置20の構成を示す。
光ピツクアツプ3は、光デイスク4に光束を出射すると
共に戻り光を入射し、当該入射光を電気信号に変換する
ようになされている。光ピツクアツプ3で得られた信号
は、増幅器5を介してサンプリングADコンバータ22
により所定の標本化周波数で標本化され、入力端子6に
入力される。この入力信号を再生RF信号S3とする。
また、この信号とは別に、光ピツクアツプ3からの信号
S2がサーボ回路7に入力され、光ピツクアツプ3のレ
ンズ等の位置決めや、スピンドルモータ8の回転制御等
を行うようになされている。
【0032】再生信号2値化回路21は、減算器23、
振幅制限回路24、比較器25及び積分器10で構成さ
れている。減算器23は、正入力端子に再生RF信号S
3を、負入力端子に積分器10からの出力をそれぞれ入
力し、これらの演算結果を振幅制限回路24及び比較器
25にそれぞれ出力する。振幅制限回路24は、図2に
示すように振幅制限値をaとする入出力特性を持つた回
路であり、当該回路24の出力信号は、積分器10を介
して減算器23の負入力端子に入力される。また、比較
器25は、例えば入力信号が0以上の場合は1を、0未
満の場合には0を出力するような回路であり、0を閾値
として入力信号を2値化する回路である。比較器25か
らの出力信号は、出力端子12を介して後段のPLL回
路13及びECC信号処理14に送出される。
振幅制限回路24、比較器25及び積分器10で構成さ
れている。減算器23は、正入力端子に再生RF信号S
3を、負入力端子に積分器10からの出力をそれぞれ入
力し、これらの演算結果を振幅制限回路24及び比較器
25にそれぞれ出力する。振幅制限回路24は、図2に
示すように振幅制限値をaとする入出力特性を持つた回
路であり、当該回路24の出力信号は、積分器10を介
して減算器23の負入力端子に入力される。また、比較
器25は、例えば入力信号が0以上の場合は1を、0未
満の場合には0を出力するような回路であり、0を閾値
として入力信号を2値化する回路である。比較器25か
らの出力信号は、出力端子12を介して後段のPLL回
路13及びECC信号処理14に送出される。
【0033】以上の構成において、図1に示した再生信
号2値化回路21の説明に先立ち、まず図3に示す再生
信号2値化回路30を考える。この再生信号2値化回路
30は、図10に示した再生信号2値化回路2の電圧比
較器9の前に減算器31を設けたものである。入力端子
6からの入力信号は減算器31の正入力端子に、積分器
10の出力は減算器31の負入力端子にそれぞれ入力さ
れる。また、減算器31の出力は電圧比較器9の正入力
端子に入力され、電圧比較器9の負入力端子は接地され
ている。
号2値化回路21の説明に先立ち、まず図3に示す再生
信号2値化回路30を考える。この再生信号2値化回路
30は、図10に示した再生信号2値化回路2の電圧比
較器9の前に減算器31を設けたものである。入力端子
6からの入力信号は減算器31の正入力端子に、積分器
10の出力は減算器31の負入力端子にそれぞれ入力さ
れる。また、減算器31の出力は電圧比較器9の正入力
端子に入力され、電圧比較器9の負入力端子は接地され
ている。
【0034】ここで、図10に示した再生信号2値化回
路2において、電圧比較器9の再生RF信号をA、積分
器10からの出力をBとしたとき、電圧比較器9は、次
式
路2において、電圧比較器9の再生RF信号をA、積分
器10からの出力をBとしたとき、電圧比較器9は、次
式
【数1】 が成立しているか否かを判定する。この(1)式は、変
形することにより次式
形することにより次式
【数2】 と表せる。
【0035】また図3において、上述と同条件では減算
器31からの出力信号がA−Bとなる。電圧比較器9の
負入力端子は接地されているため0である。よつて
(2)式は、図3における電圧比較器9の判定と同一で
ある。このため、図3の再生信号2値化回路30と、図
10の再生信号2値化回路2とは全く等価な動作をする
ことがわかる。
器31からの出力信号がA−Bとなる。電圧比較器9の
負入力端子は接地されているため0である。よつて
(2)式は、図3における電圧比較器9の判定と同一で
ある。このため、図3の再生信号2値化回路30と、図
10の再生信号2値化回路2とは全く等価な動作をする
ことがわかる。
【0036】次に、図1の再生信号2値化回路21は、
図3の再生信号2値化回路30の電圧比較器9を振幅制
限回路24に置き換えたものと考えられる。まず、入力
信号が連続波形であるとする。光デイスク4に図4
(A)のようなピツトが記録されていた場合、再生信号
は例えば図4(B)に示されるような波形となる。ここ
では、記録パタンは3T−7T−7T−3Tであり、若
干ピツトが短めとなるようなアシンメトリがあるとす
る。
図3の再生信号2値化回路30の電圧比較器9を振幅制
限回路24に置き換えたものと考えられる。まず、入力
信号が連続波形であるとする。光デイスク4に図4
(A)のようなピツトが記録されていた場合、再生信号
は例えば図4(B)に示されるような波形となる。ここ
では、記録パタンは3T−7T−7T−3Tであり、若
干ピツトが短めとなるようなアシンメトリがあるとす
る。
【0037】ここで図1においては、減算器23によ
り、積分器10の出力が直流成分値として入力から減算
される。当該値を図4(B)のa、b、cで示した値と
すると、そのときの振幅制限器24の出力信号は図3
(C)に示されたようになる。ここで振幅制限器24の
振幅制限値は図3(C)中破線で示された値である。こ
の振幅制限値については後述する。直流成分値として図
中bの値が最適値であることは、信号を2値化して考え
た場合に、3T及び7Tのそれぞれについてハイレベル
とローレベルの長さが等しくなることからわかる。
り、積分器10の出力が直流成分値として入力から減算
される。当該値を図4(B)のa、b、cで示した値と
すると、そのときの振幅制限器24の出力信号は図3
(C)に示されたようになる。ここで振幅制限器24の
振幅制限値は図3(C)中破線で示された値である。こ
の振幅制限値については後述する。直流成分値として図
中bの値が最適値であることは、信号を2値化して考え
た場合に、3T及び7Tのそれぞれについてハイレベル
とローレベルの長さが等しくなることからわかる。
【0038】最適な直流値bによつて得られた波形に関
しては、図中破線のような振幅制限値で振幅制限をした
場合にはアシンメトリに起因する上下の非対称性が見ら
れなくなる。従つて、t0〜t1区間内の積分値は0で
あり、t1における積分値はt0での積分値から変化し
ない。同様にして、最適値より高い直流値aによつて得
られた波形に関してはt1での積分値はt0での積分値
から減少し、最適値より低い直流値cによつて得られた
波形に関してはt1での積分値はt0での積分値から増
加する。
しては、図中破線のような振幅制限値で振幅制限をした
場合にはアシンメトリに起因する上下の非対称性が見ら
れなくなる。従つて、t0〜t1区間内の積分値は0で
あり、t1における積分値はt0での積分値から変化し
ない。同様にして、最適値より高い直流値aによつて得
られた波形に関してはt1での積分値はt0での積分値
から減少し、最適値より低い直流値cによつて得られた
波形に関してはt1での積分値はt0での積分値から増
加する。
【0039】上述の説明ではt0〜t1で減算器23に
与えられる直流値は一定である図を示したが、実際には
このようにして得られた積分値自体が刻々減算器23の
減算値となる。すなわち、EFMで変調された信号が入
力されるような、本来の信号波形が直流成分を持たない
系において、積分器10によつて減算器23に与えられ
る減算値は、高すぎる場合は自動的に減少し、低すぎる
場合には自動的に増加する。このようにして最終的には
減算器23の出力は直流成分が除去されたものとなるた
め、比較器25によつて正確に2値化される。
与えられる直流値は一定である図を示したが、実際には
このようにして得られた積分値自体が刻々減算器23の
減算値となる。すなわち、EFMで変調された信号が入
力されるような、本来の信号波形が直流成分を持たない
系において、積分器10によつて減算器23に与えられ
る減算値は、高すぎる場合は自動的に減少し、低すぎる
場合には自動的に増加する。このようにして最終的には
減算器23の出力は直流成分が除去されたものとなるた
め、比較器25によつて正確に2値化される。
【0040】上述の動作は、連続時間系で考える限り図
3の再生信号2値化回路30の動作とほぼ同じである。
入力が離散時間系の標本値列である場合にも、基本的な
動作は上述と同じである。ただし、図3の再生信号2値
化回路30を離散時間系に適用した場合とは、極性反転
が起こる近傍での積分器10への入力信号に違いが生じ
る。すなわち、比較器9を用いた場合は先述したように
直流成分の変化に対して不感帯が生じてしまうのに対
し、振幅制限器24を用いることによつて、極性反転近
傍の直流成分の情報を含んだ波形を積分器10に入力す
ることができる。
3の再生信号2値化回路30の動作とほぼ同じである。
入力が離散時間系の標本値列である場合にも、基本的な
動作は上述と同じである。ただし、図3の再生信号2値
化回路30を離散時間系に適用した場合とは、極性反転
が起こる近傍での積分器10への入力信号に違いが生じ
る。すなわち、比較器9を用いた場合は先述したように
直流成分の変化に対して不感帯が生じてしまうのに対
し、振幅制限器24を用いることによつて、極性反転近
傍の直流成分の情報を含んだ波形を積分器10に入力す
ることができる。
【0041】このためには、まず、標本化周波数は、入
力信号の極性の最短反転間隔の逆数よりも高くする。こ
れにより、信号の反転を正しく識別することができる。
次に、振幅制限値は、一方では、なるべく小さくするこ
とにより、アシンメトリによる信号の非対称性の影響を
避け得る。他方では、振幅制限値をある程度大きくする
ことにより、極性反転近傍で振幅制限されない標本値が
標本化の位相にかかわらず存在し得る。ここで後者の条
件を満たすためには、入力信号が零レベルを横切る点か
ら前後に等間隔の位置にそれぞれ標本化点がある場合を
考え、その標本値が振幅制限されないために、次式
力信号の極性の最短反転間隔の逆数よりも高くする。こ
れにより、信号の反転を正しく識別することができる。
次に、振幅制限値は、一方では、なるべく小さくするこ
とにより、アシンメトリによる信号の非対称性の影響を
避け得る。他方では、振幅制限値をある程度大きくする
ことにより、極性反転近傍で振幅制限されない標本値が
標本化の位相にかかわらず存在し得る。ここで後者の条
件を満たすためには、入力信号が零レベルを横切る点か
ら前後に等間隔の位置にそれぞれ標本化点がある場合を
考え、その標本値が振幅制限されないために、次式
【数3】 を満たすようにする(図5)。
【0042】累積DSVが極力零に近づくように制御さ
れた信号は、直流成分を含んでいない。これに加えて、
標本化周波数と振幅制限値において上述のような制限を
付加することにより、入力が離散時間系の標本値列であ
る場合でも、記録系と再生系の間で直流成分を偏らせる
ような歪みの発生なく、零レベルを閾値とすることで正
確に2値化することができる。このため不感帯を生じる
ことなく精度良く信号処理し得る。また、通常の低域遮
断(ハイパス)フイルタを通過させることによつて記録
信号の波形を正確に再現することができる。
れた信号は、直流成分を含んでいない。これに加えて、
標本化周波数と振幅制限値において上述のような制限を
付加することにより、入力が離散時間系の標本値列であ
る場合でも、記録系と再生系の間で直流成分を偏らせる
ような歪みの発生なく、零レベルを閾値とすることで正
確に2値化することができる。このため不感帯を生じる
ことなく精度良く信号処理し得る。また、通常の低域遮
断(ハイパス)フイルタを通過させることによつて記録
信号の波形を正確に再現することができる。
【0043】以上の構成によれば、デイジタル信号処理
装置20に設けられた再生信号2値化回路21におい
て、制御ループ内に振幅制限回路24を接続し、零レベ
ルを閾値とし、振幅制限回路24の振幅制限が(極性反
転近傍の信号の傾き)×(標本化周期)/2以上となる
条件を満たす範囲で再生信号2値化回路21を動作させ
ることにより、離散時間系にも対応でき、かつデイジタ
ル化が容易となる。また、離散時間系である特長を生か
して再生信号2値化回路をデジタル化することにより、
オフセツト、ドリフト等の問題が生じなくなるため、無
調整で常に最高の性能を得ることができる。
装置20に設けられた再生信号2値化回路21におい
て、制御ループ内に振幅制限回路24を接続し、零レベ
ルを閾値とし、振幅制限回路24の振幅制限が(極性反
転近傍の信号の傾き)×(標本化周期)/2以上となる
条件を満たす範囲で再生信号2値化回路21を動作させ
ることにより、離散時間系にも対応でき、かつデイジタ
ル化が容易となる。また、離散時間系である特長を生か
して再生信号2値化回路をデジタル化することにより、
オフセツト、ドリフト等の問題が生じなくなるため、無
調整で常に最高の性能を得ることができる。
【0044】なお上述の実施例においては、再生信号2
値化回路21の前段にADコンバータ22を接続し、デ
イジタル化するものについて述べたが、本発明はこれに
限らず、再生信号2値化回路21の前後の信号処理回路
についてもデジタル化するようにしても良い。この場
合、全体を集積した単一の集積回路とすることもでき、
デイジタル信号処理装置全体の部品点数の削減及び低価
格化に寄与することができる。
値化回路21の前段にADコンバータ22を接続し、デ
イジタル化するものについて述べたが、本発明はこれに
限らず、再生信号2値化回路21の前後の信号処理回路
についてもデジタル化するようにしても良い。この場
合、全体を集積した単一の集積回路とすることもでき、
デイジタル信号処理装置全体の部品点数の削減及び低価
格化に寄与することができる。
【0045】また上述の実施例においては、積分器10
が接続された再生信号2値化回路21を用いるものにつ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、例えば、積分器
10の代わりに、低域に第1の極を持つ不完全積分回路
すなわち1次のローパスフイルタを用いても良い。この
場合、系の直流分に対する利得が有限の値に制限され、
得られる直流値は定常偏差を持つ代わりに、積分値の飽
和の可能性が減少する。
が接続された再生信号2値化回路21を用いるものにつ
いて述べたが、本発明はこれに限らず、例えば、積分器
10の代わりに、低域に第1の極を持つ不完全積分回路
すなわち1次のローパスフイルタを用いても良い。この
場合、系の直流分に対する利得が有限の値に制限され、
得られる直流値は定常偏差を持つ代わりに、積分値の飽
和の可能性が減少する。
【0046】さらに上述の実施例においては、実際の2
値出力を得るために比較器25を設けているものについ
て述べたが、本発明はこれに限らず、一般的なデジタル
信号処理に於ける信号の表現法においては、最上位ビツ
トを符号ビツトとすることが多いため、比較器25を省
略しても良い。この場合、出力端子12には減算器23
の出力の最上位ビツトを単に出力するだけで良い。
値出力を得るために比較器25を設けているものについ
て述べたが、本発明はこれに限らず、一般的なデジタル
信号処理に於ける信号の表現法においては、最上位ビツ
トを符号ビツトとすることが多いため、比較器25を省
略しても良い。この場合、出力端子12には減算器23
の出力の最上位ビツトを単に出力するだけで良い。
【0047】また上述の実施例においては、光ピツクア
ツプ3からの信号をサンプリングADコンバータ22に
よつて所定の標本化周波数で標本化し、再生信号2値化
回路21の入力端子6へと出力するものについて述べた
が、本発明はこれに限らず、サンプリングADコンバー
タ22によつて標本化されてから入力端子6に至るま2
の間に波形等化などの処理を施しても良い。
ツプ3からの信号をサンプリングADコンバータ22に
よつて所定の標本化周波数で標本化し、再生信号2値化
回路21の入力端子6へと出力するものについて述べた
が、本発明はこれに限らず、サンプリングADコンバー
タ22によつて標本化されてから入力端子6に至るま2
の間に波形等化などの処理を施しても良い。
【0048】なお上述の実施例においては、光デイスク
4を再生し得るデイジタル信号処理装置の再生信号2値
化回路21について述べたが、本発明はこれに限らず、
累積DSVが零に近づくような手法で変調を施された再
生RF信号が入力されるものであれば、光デイスク4を
再生する装置以外、例えばDVD(デジタルビデオデイ
スク)等をはじめとする、光カード、光テープ、光デイ
スク、光磁気デイスク、磁気デイスクなどの再生装置や
記録再生装置等のデイジタル信号による再生信号を2値
化するものにも適用し得る。
4を再生し得るデイジタル信号処理装置の再生信号2値
化回路21について述べたが、本発明はこれに限らず、
累積DSVが零に近づくような手法で変調を施された再
生RF信号が入力されるものであれば、光デイスク4を
再生する装置以外、例えばDVD(デジタルビデオデイ
スク)等をはじめとする、光カード、光テープ、光デイ
スク、光磁気デイスク、磁気デイスクなどの再生装置や
記録再生装置等のデイジタル信号による再生信号を2値
化するものにも適用し得る。
【0049】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、標本値入
力から直流成分を減算する減算回路と、当該減算回路の
出力値と閾値とを比較し、当該比較値に応じて2値信号
を出力する比較回路と、減算回路の出力値を所定値で振
幅制限する振幅制限回路と、振幅制限回路の出力値から
直流成分を演算する直流成分生成回路とを備えることに
より、離散時間で標本化された入力信号を高精度に2値
化し得る信号2値化回路及び記録媒体再生装置を実現で
きる。
力から直流成分を減算する減算回路と、当該減算回路の
出力値と閾値とを比較し、当該比較値に応じて2値信号
を出力する比較回路と、減算回路の出力値を所定値で振
幅制限する振幅制限回路と、振幅制限回路の出力値から
直流成分を演算する直流成分生成回路とを備えることに
より、離散時間で標本化された入力信号を高精度に2値
化し得る信号2値化回路及び記録媒体再生装置を実現で
きる。
【図1】本発明のデイジタル信号処理装置の構成を示す
略線図である。
略線図である。
【図2】振幅制限回路の入出力特性の説明に供する特性
線図である。
線図である。
【図3】本発明の再生信号2値化回路の説明に供する略
線図である。
線図である。
【図4】再生信号波形及び振幅制限出力を示す特性曲線
図である。
図である。
【図5】再生信号の振幅制限値と標本化周期の条件の説
明に供する特性曲線図である。
明に供する特性曲線図である。
【図6】CD方式の信号フオーマツトを示す図表であ
る。
る。
【図7】フレーム構成の説明に供する略線図である。
【図8】サブコーデイングフレーム構成の説明に供する
略線図である。
略線図である。
【図9】サンプル値の一例、EFM後のチヤネルビツト
パタン及びデジタルサムバリエーシヨンを示す特性線図
である。
パタン及びデジタルサムバリエーシヨンを示す特性線図
である。
【図10】従来の再生信号2値化回路を有する光デイス
ク再生装置の構成を示す略線図である。
ク再生装置の構成を示す略線図である。
【図11】再生信号波形とその2値信号の波形を示す特
性曲線図である。
性曲線図である。
【図12】アシンメトリの概念の説明に供する略線図で
ある。
ある。
2、21、30……再生信号2値化回路、6……入力端
子、10……積分器、11……電圧比較器、12……出
力端子、20……デイジタル信号処理装置、23……減
算器、24……振幅制限回路、25……比較器。
子、10……積分器、11……電圧比較器、12……出
力端子、20……デイジタル信号処理装置、23……減
算器、24……振幅制限回路、25……比較器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03M 7/32
Claims (6)
- 【請求項1】入力信号を所定の閾値で2値の信号に変換
する信号2値化回路において、 上記入力信号は、2値波形の直流成分が零となる変調符
合によつて変調された信号を離散時間で標本化したもの
でなり、 上記標本値入力から直流成分を減算する減算回路と、 上記減算回路の出力値と上記閾値とを比較し、当該比較
値に応じて2値信号を出力する比較回路と、 上記減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、 上記振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する直流
成分生成回路とを具えることを特徴とする信号2値化回
路。 - 【請求項2】上記所定の閾値は零であり、 上記振幅制限回路の上記振幅制限は、 (極性反転近傍の信号の傾き)×(標本化周期)/2 以上であることを特徴とする請求項1に記載の信号2値
化回路。 - 【請求項3】上記直流成分生成回路は、 積分回路又はローパスフイルタであることを特徴とする
請求項1に記載の信号2値化回路。 - 【請求項4】2値波形の直流成分が零となる変調符合に
よつて変調された信号を離散時間で標本化した入力信号
を所定の閾値で2値の信号に変換する信号2値化回路を
接続してなるデイジタル信号処理装置において、 上記信号2値化回路は、 上記標本値入力から直流成分を減算する減算回路と、 上記減算回路の出力値と上記閾値とを比較し、当該比較
値に応じて2値信号を出力する比較回路と、 上記減算回路の出力値を所定値で振幅制限する振幅制限
回路と、 上記振幅制限回路の出力値から直流成分を演算する直流
成分生成回路とを具えることを特徴とするデイジタル信
号処理装置。 - 【請求項5】上記所定の閾値は零であり、 上記振幅制限回路の上記振幅制限は、 (極性反転近傍の信号の傾き)×(標本化周期)/2 以上であることを特徴とする請求項4に記載のデイジタ
ル信号処理装置。 - 【請求項6】上記直流成分生成回路は、 積分回路又はローパスフイルタであることを特徴とする
請求項4に記載のデイジタル信号処理装置。
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