JP3298441B2 - 電圧形pwmインバータの電圧制御装置 - Google Patents
電圧形pwmインバータの電圧制御装置Info
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Description
うに、所望の大きさと周波数の交流電圧を電圧形PWM
インバータにより出力する装置に関し、特にインバータ
の出力電圧を電圧波形の歪を低減して高精度に制御する
のに好適な、電圧形PWMインバータの電圧制御装置に
関する。
圧を制御する電圧制御装置では、インバータの出力電圧
を交流リアクトルとコンデンサとから成るLCフィルタ
でPWM電圧成分を除去し、LCフィルタ後の電圧が所望
の瞬時電圧に一致するよう出力電圧のフィードバック制
御を実行する。このとき、LCフィルタはその共振周波
数でゲインピークを持つ。LCフィルタの共振周波数は
電圧形PWMインバータのPWM周波数の1/3から1
/5程度に選定され、インバータ出力電圧に含まれるP
WM電圧が十分減衰するように設定される。
り、電圧制御系の応答を十分に高くできなかったり、外
乱の影響で出力電圧波形が持続振動したりすることが知
られている。このため、LCフィルタの減衰特性を無損
失で改善する手段として、特開平8−223926 号公報に記
載の方法が知られている。この従来技術によれば、LC
フィルタコンデンサ電流を検出して制御することで、等
価的に出力電圧の微分値をフィードバックできるため、
LCフィルタでの減衰特性を改善でき、この結果、イン
バータの出力電圧を応答よく制御できる。
は、LCフィルタのコンデンサに流れる電流に含まれる
PWM成分がコンデンサ電流制御系に与える影響につい
て検討されていない。このコンデンサ電流に含まれるP
WM成分は、コンデンサ電流のフィードバック制御系に
おける検出ノイズとなり、制御特性を劣化させる。この
ため、帯域除去フィルタによりPWM周波数成分のみを
除去したり、低域通過フィルタによりPWM周波数成分を
減衰させたりしてコンデンサ電流制御を実行する。
や低域通過フィルタで除去することでコンデンサ電流に
含まれるPWM成分は低減できるが、これにより、コン
デンサ電流フィードバック制御系の応答を十分高くでき
なくなり、結果として電圧制御応答を向上できなくな
る。
くすることで、コンデンサ電流に含まれるPWMリプル
成分の割合を低減でき、帯域除去フィルタや低域通過フ
ィルタによるPWM成分除去がコンデンサ電流制御系に
与える影響を低減できるが、コンデンサ電流値自体が増
加するため、インバータ出力から見ると無効電流が増加
することとなり、電圧形PWMインバータの効率が低下
する。
ンバータ効率低下を最少化し、コンデンサ電流に含まれ
るPWM成分がコンデンサ電流制御系に与える影響のな
い、電圧形PWMインバータの制御装置を提供すること
にある。
め,コンデンサ電流のPWM成分は電圧形PWMインバ
ータのPWM電圧に依存することに着目し、PWM信号
を生成するための搬送波信号に同期してコンデンサ電流
を検出し、検出時点間は検出した電流値をサンプルホー
ルドする。また、搬送波と同期させるタイミングは、搬
送波の正,負の最大振幅時点に一致させる。更に、搬送
波の正,負の最大振幅時点毎に検出されたコンデンサ電
流から検出時点でのコンデンサ電流の瞬時値を予測する
手段を設ける。これらの手段により検出されたコンデン
サ電流値を用いて、電圧形PWMインバータの出力電圧
を制御する。
幅時点に同期して検出することで、コンデンサ電流の基
本波成分の瞬時値を検出できる。これは、検出遅れのな
い帯域除去フィルタでPWM成分を除去するのと同様な
効果が得られる。また、コンデンサ電流の瞬時値を予測
する手段を設けることで、制御応答を一層向上できる。
により説明する。電圧形PWMインバータ1は、電源電
圧2の出力を直流電圧に変換するコンバータ11と、直
流電圧を平滑化するための平滑コンデンサ12,直流電
圧を3相交流電圧に変換するための電圧形PWMインバ
ータ13,前記電圧形PWMインバータの出力電圧から
PWM成分を除去するためのLCフィルタ14から構成
されている。ここで、電圧形PWMインバータ13は共
通相をV相とし、UV間とVW間の線間電圧をPWM制
御する構成となっている。また、LCフィルタ14は、
U相およびW相に設けた交流リアクトル141と、UV
間およびVW間の線間に設けたコンデンサ142により構
成される。
は、インバータ線間出力電圧の指令値Vuvr,Vvwrを入
力とし、LCフィルタ14の出力電圧をフィードバック
量として両者が一致するように電圧制御する電圧制御部
31と、マイナーループ制御系に設けられたコンデンサ
電流制御部32とから構成される。コンデンサ電流制御
系により演算された電圧指令値をPWM制御部33によ
りパルス幅変調し、この結果により電圧形PWMインバ
ータのスイッチング素子をオン/オフ制御をするための
ゲート信号を得る。ここで、PWM制御部では、電圧形
PWMインバータへの電圧指令値を搬送波信号34と比
較してパルス幅変調するサブハーモニック変調方式を用
いる。なお、電圧形PWMインバータの出力電圧を検出
するためにLCフィルタ14のコンデンサ電圧を検出す
るための電圧検出器143が、また、コンデンサ電流を
検出するために電流検出器144が、それぞれ用いられ
る。
ンデンサ電圧を検出し、電圧制御演算を実行する。ここ
では、UV間の線間電圧の電圧制御演算について説明す
る。電圧指令値Vuvr と、電圧検出器143により検出
された線間電圧の検出値Vuvとの偏差を加算器311に
より演算する。その偏差が減少するように制御演算(G
v)312を実行する。次に、電圧指令値と前記制御演
算の出力とを加算器313で加算して電圧指令値を演算
する。一方、コンデンサ電流は電流検出器142により
検出され、PWM制御のための搬送波信号34の正,負
の最大振幅時点で同期した検出信号により、検出信号の
タイミング毎にサンプルホールドされる。ここで、サン
プルホールドは、検出信号毎に入力電流を保持するサン
プルホールダ321により実行される。
ングでサンプルホールドされたコンデンサ電流の検出値
にコンデンサ電流の制御演算(Gi)322を実行し、
その結果を加算器323により、前記電圧制御手段の出
力電圧から減算することで、PWM制御するための電圧
指令値を演算する。
力制御の場合について説明する。図2において、電圧形
PWMインバータ13が単相出力になっただけで、電圧
制御系の構成は同じである。このときの動作波形を図3
に示す。(a)が搬送波信号の正,負の最大振幅時点に
対応した検出信号のタイミング図、(b)がPWM制御
の原理図を示すもので、正弦波状の電圧指令を三角波状
の搬送波信号と比較した結果としてPWM制御信号を得
る。また、(c)は電圧形PWMインバータ13の出力
電圧波形を示す。いま、LCフィルタの出力に線形負荷
が接続されている場合、この出力電圧とほぼ同位相の電
流がインバータからの出力電流として負荷に流れる。こ
のとき、交流リアクトル141に流れる電流を(d)に示
す。出力電圧のPWM成分に対応したリプル成分を持つ
電流がリアクトルに流れる。一方、コンデンサ電流は、
PWM電圧に対して進み電流となる。このとき、PWM
電圧の影響により、リアクトル電流と同様にPWM電圧
に依存したリプル電流となる。
けたコンデンサ電流制御系はLCフィルタでの共振特性
を減衰させることで電圧制御応答を向上させる役割があ
る。このため、コンデンサ電流の電流リプルの影響を受
けず、コンデンサ電流の瞬時値を検出してコンデンサ電
流制御系を構成する必要がある。ここで、リプル成分が
含まれたコンデンサ電流をそのままフィードバックして
コンデンサ電流制御系を構成したのでは、検出ノイズの
影響が大きく、安定なコンデンサ電流制御系を構成でき
ない。一方、このリプル成分をPWM周波数成分近傍を
除去する帯域除去フィルタや、PWM周波数に対応した
高周波成分を減衰させる低域通過フィルタを用いたので
は、これによる検出遅れの影響でコンデンサ電流の瞬時
値が検出できないため、同様に応答の良好な制御系を構
成できない。
振幅時点毎にサンプルホールドすることで、リプル成分
がなく、コンデンサ電流の基本波成分の瞬時値に対応し
たコンデンサ電流を検出できる。その動作波形を(e)
に示す。リプル成分を含む波形に対して、検出信号のタ
イミングでサンプルすることにより、コンデンサ電流の
基本波成分の瞬時値に対応した電流を検出できている。
このときの電圧制御系の構成を図4に示す。ここで、電
圧制御部31での電圧制御演算312は比例積分制御
を、コンデンサ電流制御部32でのコンデンサ電流制御
演算322は比例制御を、それぞれ用いた。
WM信号生成のための搬送波信号に同期させるだけで、
帯域除去フィルタと等価で、かつ、検出遅れのないコン
デンサ電流制御系を構成できる。
の構成を図5に示す。図4と異なるところはコンデンサ
電流制御部32であり、他は図4に示した制御系と同じ
構成である。本実施例では、比例微分制御によりコンデ
ンサ電流制御系を構成する。すなわち、コンデンサ電流
制御部32において、コンデンサ電流Icを搬送波信号
の正,負の最大振幅時点毎にサンプルホールダ321に
よりサンプルホールドする。コンデンサ電流制御演算部
322では、その時点でのサンプルホールド値と前回の
サンプルホールド時点でのサンプルホールド値との差分
を演算し、その結果に微分制御ゲインkidを乗算する。
一方、今回のサンプルホールド時点でのコンデンサ電流
のサンプルホールド値は比例制御により比例ゲインkip
を乗算する。比例制御の演算結果に微分制御の演算結果
を加算した値を、コンデンサ電流制御系による補償量と
して電圧制御部31で演算された電圧指令値から加算器
323で減算することにより、電圧形PWMインバータ
13に対する電圧指令値を出力する。
動作条件と同じ場合について示す。(e)のコンデンサ
電流の検出において、PWM制御の搬送波の正,負の最
大振幅時点毎にサンプルホールドした結果を、サンプル
ホールド時点の前回値を用いた微分制御により予測して
制御することにより、サンプルホールド区間での位相遅
れ分を補償でき、サンプルホールド時点だけでなく、サ
ンプルホールド区間全体で、検出したいコンデンサ電流
の基本波成分の瞬時値に一致した電流を検出できる。こ
れにより、コンデンサ電流に含まれるPWM成分を位相
遅れを招くことなく除去でき、またコンデンサ電流の瞬
時値を予測して検出できるため、電圧形PWMインバー
タの出力電圧を高応答に制御できる。この結果、出力電
圧歪を抑制した電圧制御を達成できる。
コンデンサ電流の瞬時値をPWMリプル成分の影響を受
けることなく予測して制御できるため、電圧形PWMイ
ンバータの負荷によらず、出力電圧歪みの小さい電圧を
供給できるという利点がある。
7に示す。図7は電圧形PWMインバータ13を3相フ
ルブリッジで構成したものである。この場合もPWM制
御部33に用いる搬送波信号34の正,負の最大振幅時
点でLCフィルタ14のコンデンサ電流をU相,V相,
W相の各相について同じ検出タイミングでサンプルホー
ルドすることにより、各相ともPWMリプルの影響のな
いコンデンサ電流の瞬時値を検出でき、同様に、3相出
力電圧の電圧歪みを抑制した電圧制御系を構成できる。
各相とも同じタイミングで制御できるため各相間でのば
らつきを抑制した出力電圧制御系を構成できる。
りホールドされたコンデンサ電流検出信号により連続系
で制御する場合について説明したが、マイコンなどによ
るディジタル制御では、PWM制御での搬送波の正,負
の最大振幅時点毎に、離散時間で制御する場合でも同様
な効果が得られるのは言うまでもない。また、同様にコ
ンデンサ電流を比例微分制御する場合も搬送波の正,負
の最大振幅時点毎の離散時間制御により同様に達成でき
る。
M電圧によるPWM周波数のリプル成分を検出遅れなく
除去できるので、コンデンサ電流制御を高応答化でき、
この結果、電圧制御応答を向上できる。
31…電圧制御部、32…コンデンサ電流制御部、34
…搬送波信号、321…サンプルホールダ。
Claims (3)
- 【請求項1】直流電圧を電圧形PWMインバータにより
交流電圧に変換する手段と、 前記電圧形PWMインバータの出力電圧をLCフィルタ
で平滑化する手段と、 前記LCフィルタの出力電圧を検出して出力電圧が電圧
指令値に一致するよう電圧制御する手段とを備え、 出力電圧制御系のマイナーループ制御系に、前記LCフ
ィルタのコンデンサ電流を検出する手段と、該 コンデンサ電流の検出値に比例して出力電圧を抑制す
る手段とを設け、 前記コンデンサ電流の検出手段は、電圧形PWMインバ
ータのPWM信号の搬送波信号の正,負の最大振幅時点
に同期してコンデンサ電流をサンプルホールドし、前記
コンデンサ電流のサンプルホールド値の瞬時値を用いて
出力電圧を抑制することを特徴とする電圧形PWMイン
バータの電圧制御装置。 - 【請求項2】請求項1において、 電圧形PWMインバータのPWM信号を生成するための
搬送波信号の正,負の最大振幅時点に同期してLCフィ
ルタのコンデンサ電流の検出値をサンプルホールドし、 前回のコンデンサ電流の検出値のサンプルホールド値と
今回のコンデンサ電流の検出値のサンプルホールド値と
の差分から今回のサンプル時点でのコンデンサ電流の瞬
時値を予測する手段を設け、 前記コンデンサ電流瞬時値の予測結果を用いて電圧制御
系の出力である電圧指令値からコンデンサ電流に比例し
た値を減算し、 電圧形PWMインバータへの電圧指令値を演算すること
を特徴とする電圧形PWMインバータの電圧制御装置。 - 【請求項3】請求項1または2のいずれかにおいて、前記 コンデンサ電流制御演算は、電圧形PWMインバー
タのPWM信号を生成するための搬送波信号の正,負の
最大振幅時点毎に実行することを特徴とする電圧形PW
Mインバータの電圧制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03591397A JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形pwmインバータの電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03591397A JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形pwmインバータの電圧制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10234183A JPH10234183A (ja) | 1998-09-02 |
JP3298441B2 true JP3298441B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=12455280
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03591397A Expired - Lifetime JP3298441B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 電圧形pwmインバータの電圧制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3298441B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
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KR100607038B1 (ko) | 2004-08-25 | 2006-08-01 | 학교법인 울산공업학원 | 피더블유엠 인버터의 출력 엘씨 필터의 공진전압 억제장치및 방법 |
JP4677641B2 (ja) * | 2006-11-10 | 2011-04-27 | 公立大学法人首都大学東京 | リアクトル損失測定装置及びその測定方法 |
CN101931336B (zh) * | 2009-06-24 | 2013-08-07 | 力博特公司 | 单相逆变器的控制方法及控制*** |
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WO2015008401A1 (ja) * | 2013-07-17 | 2015-01-22 | 富士電機株式会社 | 3相4線式インバータの制御装置 |
-
1997
- 1997-02-20 JP JP03591397A patent/JP3298441B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH10234183A (ja) | 1998-09-02 |
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