JP3274903B2 - Current control method of brushless motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ブラシレスモータの電
流制御法に関し、特に、指令電流を零Ｖと比較してデジ
タル処理により制御し、電流を一定化すると共に、逆起
電流によるモータの減速を防止するための新規な改良に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current control method for a brushless motor. More particularly, the present invention controls a command current by comparing it with zero volts by digital processing to stabilize the current and reduce the speed of the motor by a back electromotive current. New improvement for preventing

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、用いられていたこの種のブラシレ
スモータの電流制御法としては、例えば、図４に示す構
成が採用されている。すなわち、図４において、符号
１，２，３で示されるものはＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる
駆動コイルであり、各駆動コイル１，２，３には、各々
一対の直列に接続されたトランジスタＵＨ，ＵＬとＶ
Ｈ，ＶＬとＷＨ，ＷＬが接続されている。2. Description of the Related Art As a current control method for a brushless motor of this type which has been conventionally used, for example, a configuration shown in FIG. 4 is employed. That is, in FIG. 4, those indicated by reference numerals 1, 2, and 3 are drive coils composed of a U-phase, a V-phase, and a W-phase. Transistors UH, UL and V
H, VL and WH, WL are connected.

【０００３】前記各トランジスタＶＨ〜ＷＬには、比較
回路４，５，６からのＰＷＭ（パルス幅変調）によるＰ
ＷＭ信号４ａ，５ａ，６ａが直接又はインバータ７を介
して反転させて供給されている。前記各比較回路４，
５，６には三角波パルス８が入力されると共に指令電流
ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊が減算器９及びゲインＫを有す
る定数部１０を介して入力されている。Each of the transistors VH to WL has a P (Pulse Width Modulation) signal from the comparators 4, 5, and 6 provided by PWM.
The WM signals 4a, 5a, 6a are supplied directly or inverted through an inverter 7. Each of the comparison circuits 4,
Triangular wave pulses 8 are input to 5, 6 and command currents iu *, iv *, and iw * are input via a subtractor 9 and a constant unit 10 having a gain K.

【０００４】前記各トランジスタＵＨ〜ＷＬの出力側す
なわち各駆動コイル１，２，３を流れる実電流ｉｕ，ｉ
ｖ，ｉｗは電流検出器１１を介して前記各減算器９に各
帰還入力されている。The actual currents iu, i flowing through the output sides of the transistors UH to WL, ie, the drive coils 1, 2, 3, respectively.
The signals v and iw are input to the respective subtracters 9 via the current detector 11 as feedback signals.

【０００５】次に、前述の構成において、まず、Ｕ相の
指令電流ｉｕ＊とその相の実電流ｉｕとの差を取り、そ
れにゲインＫをかけ、実定数１０の出力１０ａと三角波
８のレベルとをアナログコンパレータよりなる比較回路
４で比較してＰＷＭ信号４ａを形成する。このＰＷＭ信
号４ａをＵ相の各トランジスタＵＨ，ＵＬに入力してオ
ン・オフを行っている。また、他のＶ相、Ｗ相について
も前述と同様の動作により各相の実電流が指令電流と等
しくなるように制御する。Next, in the above configuration, first, the difference between the U-phase command current iu * and the actual current iu of that phase is multiplied by a gain K, and the output 10a of the real constant 10 and the level of the triangular wave 8 are obtained. Are compared by a comparison circuit 4 comprising an analog comparator to form a PWM signal 4a. The PWM signal 4a is input to each of the U-phase transistors UH and UL to turn on and off. The other V-phase and W-phase are controlled by the same operation as described above so that the actual current of each phase becomes equal to the command current.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】従来のブラシレスモー
タの電流制御法は、以上のように構成されているため、
次のような課題が存在していた。すなわち、各駆動コイ
ルに誘起電圧が発生すると、モータの回転を止める方向
の逆起電流が流れ、これによりモータの回転が減速され
ることがあった。Since the conventional brushless motor current control method is configured as described above,
The following issues existed. That is, when an induced voltage is generated in each drive coil, a counter-electromotive current flows in a direction to stop the rotation of the motor, which may reduce the rotation of the motor.

【０００７】本発明は、以上のような課題を解決するた
めになされたもので、特に、指令電流を零Ｖと比較して
デジタル処理により制御し、電流を一定化すると共に、
逆起電流によるモータの減速を防止するようにしたブラ
シレスモータの電流制御法を提供することを目的とす
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems. In particular, the present invention compares a command current with zero volts and controls the current by digital processing to stabilize the current.
It is an object of the present invention to provide a current control method for a brushless motor that prevents deceleration of the motor due to a back electromotive current.

【０００８】[0008]

【課題を解決するための手段】本発明によるブラシレス
モータの電流制御法は、三相の駆動コイル(1,2,3)に対
し各々一対のトランジスタ(UH〜WL)を介して指令電流
（iu*,iv*,iw*)に基づく実電流(iu,iv,iw)を制御するよ
うにしたブラシレスモータの電流制御法において、前記
指令電流(iu*,iv*,iw*)を零Ｖと比較し、当該比較結果
をクロック(28)の立上りでラッチして当該相の何れかの
トランジスタ(UH〜WL)をオンし、前記指令電流(iu*,iv
*,iw*)と前記トランジスタ(UH〜WL)を経た実電流(iu)と
が等しくなった時に当該の前記トランジスタ(UH〜WLの
何れか）をオフとすることにより、各相の実電流(iu,i
v,iw)を停止させ、前記指令電流(iu*,iv*,iw*)以上に電
流が前記駆動コイル(1,2,3)に流れないようにし、前記
各相の実電流(iu,iv,iw)を一定に制御する方法である。According to the current control method for a brushless motor according to the present invention, a command current (iu) is supplied to a three-phase drive coil (1, 2, 3) via a pair of transistors (UH to WL). *, iv *, iw *), in the current control method of the brushless motor which controls the actual current (iu, iv, iw), the command current (iu *, iv *, iw *) is set to zero V. Comparison, the comparison result is latched at the rise of the clock (28), and one of the transistors (UH to WL) of the phase is turned on, and the command current (iu *, iv
*, iw *) and the actual current (iu) through the transistors (UH to WL) become equal when the transistor (any of UH to WL) is turned off, thereby realizing the actual current of each phase. (iu, i
v, iw) to stop the current from flowing to the drive coil (1, 2, 3) beyond the command current (iu *, iv *, iw *) ,
This is a method of controlling the actual current (iu, iv, iw) of each phase to be constant .

【０００９】[0009]

【作用】本発明によるブラシレスモータの電流制御法に
おいては、指令電流を零（０）Ｖと比較し、その比較結
果をクロックの立上がりでラッチして当該相の何れかの
トランジスタをオンし、前記指令電流と前記トランジス
タを経た実電流とが等しくなった時に当該の前記トラン
ジスタをオフとすることにより、前記指令電流以上に電
流が前記駆動コイルに流れないように制御し、電流がほ
ぼ一定に制御される。従って、二つの相の駆動コイルに
接続されたトランジスタがオフとなると、残りの一つの
相の駆動コイルに接続されたトランジスタのみがオン状
態を保つため、モータの誘起起電圧による逆方向電流に
伴うモータの減速を防止することができる。In the current control method for a brushless motor according to the present invention, the command current is compared with zero (0) V, the comparison result is latched at the rising edge of the clock, and one of the transistors of the phase is turned on. By turning off the transistor when the command current becomes equal to the actual current passing through the transistor, the current is controlled to be substantially constant by controlling the current so as not to flow through the drive coil beyond the command current. Is done. Therefore, when the transistors connected to the two-phase drive coils are turned off, only the transistors connected to the remaining one-phase drive coil maintain the on state. Motor deceleration can be prevented.

【００１０】[0010]

【実施例】以下、図面と共に本発明によるブラシレスモ
ータの電流制御法の好適な実施例について詳細に説明す
る。なお、従来例と同一又は同等部分には同一符号を付
して説明する。図１から図３迄は本発明によるブラシレ
スモータの電流制御法を示すためのもので、図１はブロ
ック図、図２は図１の要部の波形図、図３は図１の要部
の波形図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of a current control method for a brushless motor according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. The same or equivalent parts as those in the conventional example will be described with the same reference numerals. 1 to 3 show a current control method for a brushless motor according to the present invention. FIG. 1 is a block diagram, FIG. 2 is a waveform diagram of a main part of FIG. 1, and FIG. It is a waveform diagram.

【００１１】図１において符号１，２，３で示されるも
のはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の第１、第２、第３駆動コイルで
あり、各駆動コイル１，２，３は、Ｕ相駆動回路２０、
Ｖ相駆動回路２１及びＷ相駆動回路２２により駆動され
る構成である。In FIG. 1, reference numerals 1, 2, and 3 denote first, second, and third drive coils of U, V, and W phases, respectively. Phase drive circuit 20,
It is configured to be driven by a V-phase drive circuit 21 and a W-phase drive circuit 22.

【００１２】前記各駆動回路２０，２１，２２は何れも
同一構成であり、ここではＵ相駆動回路２０についての
み説明する。電流指令ｉｕ＊と各トランジスタＵＨ，Ｕ
Ｌの出力側に設けられた電流検出器１１で検出された実
電流ｉｕは、第１、第２比較器２３，２４に各々入力さ
れ、各比較器２３，２４からの比較出力ａ，ｂは、一対
の第１、第２ゲート回路２５，２６に入力されている。Each of the drive circuits 20, 21, 22 has the same configuration, and only the U-phase drive circuit 20 will be described here. Current command iu * and each transistor UH, U
The actual current iu detected by the current detector 11 provided on the output side of L is input to the first and second comparators 23 and 24, and the comparison outputs a and b from the comparators 23 and 24 are , Are input to a pair of first and second gate circuits 25 and 26.

【００１３】前記各ゲート回路２５，２６の出力ｅ１，
ｅ２は第３ゲート回路２７を経てゲート出力ｅとして、
外部からのクロック２８が入力される第１、第２フリッ
プフロップＦＦ１，ＦＦ２のうち第２フリップフロップ
ＦＦ２のリセット端子ＲＳＴに入力されている。同時
に、前記比較出力ａは第１フリップフロップＦＦ１のデ
ータ端子Ｄに入力されている。The output e1, of each of the gate circuits 25, 26,
e2 passes through the third gate circuit 27 and becomes a gate output e,
The clock 28 from the outside is input to the reset terminal RST of the second flip-flop FF2 of the first and second flip-flops FF1 and FF2. At the same time, the comparison output a is input to the data terminal D of the first flip-flop FF1.

【００１４】前記各フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２の
ＦＦ出力ｃ，ｄは、前記トランジスタＵＨ，ＵＬに接続
された第４，第５ゲート２９，３０に各々入力されてい
る。The FF outputs c and d of the flip-flops FF1 and FF2 are input to fourth and fifth gates 29 and 30 connected to the transistors UH and UL, respectively.

【００１５】次に、前述の構成において実際に各相の駆
動コイル１，２，３を駆動する場合について説明する。
なお、各駆動回路２０，２１，２２は同一動作を行うた
め。代表側としてＵ相駆動回路２０についてのみ説明す
る。まず、比較出力ａはｉｕ＊＞０＝１、ｉｕ＊＜０＝
０となり、比較出力ｂは、ｉｕ＞ｉｕ＊＝１、ｉｕ＜ｉ
ｕ＊＝０として出力される。すなわち、比較出力ａは指
令電流ｉｕの流れる極性信号となり、１の時にｉｕは正
（流れる出る）、０の時に負（流れ込む）となる。ゆ
お、この正、負の流れ方向は図１に示されている。Next, a case where the driving coils 1, 2, 3 of each phase are actually driven in the above-described configuration will be described.
The driving circuits 20, 21, 22 perform the same operation. Only the U-phase drive circuit 20 will be described as the representative side. First, the comparison output a is iu *> 0 = 1, iu * <0 =
0, the comparison output b is iu> iu * = 1, iu <i
Output as u * = 0. That is, the comparison output a becomes a polarity signal through which the command current iu flows, and iu becomes positive (flows out) when it is 1, and negative (flows in) when it is 0. Yuo, the positive and negative flow directions are shown in FIG.

【００１６】また、比較出力ｂは、指令電流ｉｕと実電
流ｉｕ＊との比較出力で、比較出力ａとの論理積（図２
に示す）によりゲート出力ｅ（ｉｕ＞ｉｕ＊）が得られ
る。The comparison output b is a comparison output of the command current iu and the actual current iu *, and is a logical product of the comparison output a (FIG. 2).
), A gate output e (iu> iu *) is obtained.

【００１７】次に、図３に示すように、クロック２８の
立上がりにて各フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２を同時
にセットし、各ＦＦ出力ｃ，ｄの同期化が行われ、ＦＦ
出力ｃは実電流ｉｕの極性信号として用いられる。ま
た、このＦＦ出力ｃ，ｄにより、ハイアーム又はローア
ーム側のトランジスタＵＨ又はＵＬがオンし、実電流ｉ
ｕが流れ始める。この場合、ｉｕ＞ｉｕ＊の状態となる
と、ゲート出力ｅが０となり、第２フリップフロップＦ
Ｆ２をリセットし、ＦＦ出力ｄが零（０）となるため、
各トランジスタＵＨ，ＵＬがオフとなって実電流ｉｕが
停止される。Next, as shown in FIG. 3, at the rising edge of the clock 28, the flip-flops FF1 and FF2 are simultaneously set, and the FF outputs c and d are synchronized.
The output c is used as a polarity signal of the actual current iu. Further, the transistors UH or UL on the high arm or low arm side are turned on by the FF outputs c and d, and the actual current i
u starts to flow. In this case, when iu> iu *, the gate output e becomes 0, and the second flip-flop F
Since F2 is reset and the FF output d becomes zero (0),
The transistors UH and UL are turned off, and the actual current iu is stopped.

【００１８】従って、前述の制御を他の駆動回路２１，
２２にも同様に適用することにより、指令電流ｉｕ＊以
上に電流が流れないように制御することができ、実電流
ｉｕをほぼ一定に制御することができる。また、各祖
Ｕ，Ｖ，Ｗのうち、二つの相のトランジスタが指令電流
ｉｕ＊・ｉｖ＊，ｉｗ＊と実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの比
較に基づいてオフになると、残りの一つの相には新たに
実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが増加することはなく、その相
のトランジスタのみがオン状態を継続し、モータの誘起
電圧により、逆方向電流が流れることはなく、モータの
減速化を防止することができる。Therefore, the above-described control is applied to the other drive circuits 21 and
By applying the same to 22, control can be performed so that current does not flow more than the command current iu *, and the actual current iu can be controlled to be substantially constant. When the transistors of two phases of each of the elements U, V, W are turned off based on the comparison between the command currents iu * .iv *, iw * and the actual currents iu, iv, iw, the remaining one phase is turned off. Does not newly increase the actual currents iu, iv and iw, only the transistors in that phase continue to be in the ON state, and no reverse current flows due to the induced voltage of the motor. Can be prevented.

【００１９】従って、前述の制御をまとめて述べると次
のようになる。すなわち、各相の指令電流ｉｕ＊，ｉｖ
＊，ｉｗ＊に対応して、その相のハイアーム側のトラン
ジスタをオンするか、ローアーム側のトランジスタをオ
ンするかを決定し、選択した以外のトランジスタを全て
オフとする。また、周知のＰＷＭ（パルス幅変調）方式
による駆動の１サイクルの開始により、選択されたトラ
ンジスタは全てオンにセットする。各相に実電流ｉｕ，
ｉｖ，ｉｗが流れ指令電流と等しくなった時、当該相の
オンしているトランジスタをオフとする。以上の動作を
ＰＷＭ方式の各サイクルで行うことにより、実電流ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗをほぼ一定に制御することができる。Accordingly, the above-described control is summarized as follows. That is, the command currents iu *, iv of each phase
In accordance with * and iw *, it is determined whether to turn on the high-arm side transistor or the low-arm side transistor of the phase, and turn off all the transistors other than the selected one. At the start of one cycle of driving by the well-known PWM (pulse width modulation) method, all the selected transistors are turned on. The actual current iu,
When iv and iw become equal to the flow command current, the on-state transistor of the phase is turned off. By performing the above operation in each cycle of the PWM method, the actual current i
u, iv, iw can be controlled to be substantially constant.

【００２０】[0020]

【発明の効果】本発明によるブラシレスモータの電流制
御法は、以上のように構成されているため、次のような
効果を得ることができる。すなわち、二つの相のトラン
ジスタが実電流と指令電流との比較によってオフとなる
と、残る一つの相には新たに電流が増えることはなく、
その相のトランジスタのみがオン状態を保つため、モー
タの誘起電圧による逆方向電流が流れることがなく、モ
ータの減速化を防止することができる。また、各トラン
ジスタのオン・オフを行う制御回路がデジタル構成であ
るため、温度ドリフト等の影響を受けることがなく、安
定した駆動を達成することができる。The current control method for a brushless motor according to the present invention is configured as described above, so that the following effects can be obtained. That is, when the transistors of the two phases are turned off by comparing the actual current and the command current, the current does not newly increase in the remaining one phase,
Since only the transistors in that phase remain on, no reverse current flows due to the induced voltage of the motor, and the motor can be prevented from decelerating. In addition, since the control circuit for turning on / off each transistor has a digital configuration, stable driving can be achieved without being affected by temperature drift or the like.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明によるブラシレスモータの電流制御法を
示すためのブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a current control method for a brushless motor according to the present invention.

【図２】図１の要部の波形図である。FIG. 2 is a waveform diagram of a main part of FIG.

【図３】図１の要部の波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram of a main part of FIG.

【図４】従来の電流制御法を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a conventional current control method.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１，２，３ 駆動コイル ＵＨ〜ＷＬ トランジスタ ｉｕ＊ 指令電流 ｉｕ 実電流 ２８ クロック 1,2,3 drive coil UH ~ WL transistor iu * command current iu actual current 28 clock

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 6/08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. ⁷ , DB name) H02P 6/08

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 三相の駆動コイル(1,2,3)に対し各々一
対のトランジスタ(UH〜WL)を介して指令電流（iu*,iv*,
iw*)に基づく実電流(iu,iv,iw)を制御するようにしたブ
ラシレスモータの電流制御法において、前記指令電流(i
u*,iv*,iw*)を零Ｖと比較し、当該比較結果をクロック
(28)の立上りでラッチして当該相の何れかのトランジス
タ(UH〜WL)をオンし、前記指令電流(iu*,iv*,iw*)と前
記トランジスタ(UH〜WL)を経た実電流(iu)とが等しくな
った時に当該の前記トランジスタ(UH〜WLの何れか）を
オフとすることにより、各相の実電流(iu,iv,iw)を停止
させ、前記指令電流(iu*,iv*,iw*)以上に電流が前記駆
動コイル(1,2,3)に流れないようにし、前記各相の実電
流(iu,iv,iw)を一定に制御することを特徴とするブラシ
レスモータの電流制御法。A command current (iu *, iv *, iv *, iv *, iv *, iv *) for each of three-phase drive coils (1, 2, 3) via a pair of transistors (UH to WL).
iw *), in the current control method of the brushless motor configured to control the actual current (iu, iv, iw), the command current (i
u *, iv *, iw *) to zero V, and
Latch at the rise of (28) to turn on any of the transistors (UH to WL) of the phase, the actual current passing through the command current (iu *, iv *, iw *) and the transistor (UH to WL). By turning off the transistor (any of UH to WL) when (iu) becomes equal to each other, the actual current (iu, iv, iw) of each phase is stopped.
Is, the command current (iu *, iv *, iw *) as above no current flows to the driving coils (1, 2, 3), the actual electric of the phase
A current control method for a brushless motor, characterized in that current (iu, iv, iw) is controlled to be constant .