JP2002369569A - Brushless motor drive control unit - Google Patents
Brushless motor drive control unitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、複数の励磁相を有
するブラシレスモータを駆動制御するのに好適なブラシ
レスモータ駆動制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a brushless motor drive control device suitable for driving and controlling a brushless motor having a plurality of excitation phases.
【０００２】[0002]
【従来の技術】自動車のパワーステアリング装置の駆動
源として用いられているブラシレスモータは３相以上の
励磁相を有するモータであり、その駆動は矩形波状の励
磁電流によって行われている。2. Description of the Related Art A brushless motor used as a drive source of a power steering device of an automobile is a motor having three or more exciting phases, and its driving is performed by a rectangular exciting current.
【０００３】例えば５相ブラシレスモータの場合、モー
タ駆動回路は、モータの回転子（ロータ）の外周面を電
気角で72度ずつ離隔して取り囲むように配設された５相
（以下、これらをａ相〜ｅ相という）の励磁コイルａ〜
ｅに対し、マイクロコンピュータ等の制御回路による制
御下で、４相同時に励磁する４相励磁方式により、コイ
ルを１相ずつ順次切り換えて矩形波電流で励磁すること
により、ロータを回転駆動させている。この４相励磁方
式では、モータ電流は５相のうちの４つの相に流れるこ
とになるが、各相にバランスよく電流を流すために、各
励磁コイルの抵抗は全て等しくなるように形成されてい
る。For example, in the case of a five-phase brushless motor, a motor drive circuit includes a five-phase brushless motor (hereinafter referred to as a five-phase brushless motor) which is provided so as to surround the outer peripheral surface of the motor rotor (rotor) at an electrical angle of 72 degrees. a- to e-phase) excitation coils a to
Under the control of a microcomputer or the like, the rotor is rotationally driven by exciting four phases simultaneously and exciting the coils by a rectangular wave current by sequentially switching the coils one by one for e. . In this four-phase excitation method, the motor current flows in four of the five phases. However, in order to allow the current to flow in each phase in a well-balanced manner, the resistance of each excitation coil is formed to be all equal. I have.
【０００４】このようなモータ駆動回路は、通常１０個
の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成されている。
これら１０個のトランジスタは、対応する２個のトラン
ジスタを直列接続して５つの直列トランジスタ回路を形
成し、それぞれを電源の正負両端子間に接続すると共
に、各直列トランジスタ回路の２個のトランジスタの接
続部をそれぞれＹ字形にスター結線した５個の励磁コイ
ルａ〜ｅの外端に接続することにより、モータのコイル
回路と接続している。[0004] Such a motor drive circuit is usually composed of ten field effect transistors (FETs).
These ten transistors are connected in series with two corresponding transistors to form five series transistor circuits, each of which is connected between the positive and negative terminals of a power supply and the two transistors of each series transistor circuit are connected. By connecting the connecting portions to the outer ends of five exciting coils a to e, each of which is star-connected in a Y-shape, it is connected to the coil circuit of the motor.
【０００５】このモータ駆動回路から各励磁コイルへ供
給される励磁電流（矩形波）の方向及び長さは、ロータ
の回転角（電気角）の値に対して例えば図７に示すよう
になる。すなわち、電気角で36度毎に順次１相ずつ励磁
コイルを切り替え、１つの相コイルを電気角で144度の
間励磁することにより、ロータを連続して回転させるよ
うになっている。この図７では、電気角をθとしたと
き、0°≦θ＜36°, 36°≦θ＜72°，72°≦θ＜108
°，108°≦θ＜144°，144°≦θ＜180°，180°≦θ
＜216°，216°≦θ＜252°，252°≦θ＜288°，288°
≦θ＜324°，324°≦θ＜360°の区間をそれぞれ(1)，
・・・・，(10)で表わしている。The direction and length of the exciting current (rectangular wave) supplied from the motor drive circuit to each exciting coil are as shown in FIG. 7 with respect to the value of the rotation angle (electrical angle) of the rotor. That is, the excitation coils are sequentially switched one phase at a time every 36 degrees in electrical angle, and the rotor is continuously rotated by exciting one phase coil for 144 degrees in electrical angle. In FIG. 7, when the electrical angle is θ, 0 ° ≦ θ <36 °, 36 ° ≦ θ <72 °, 72 ° ≦ θ <108
°, 108 ° ≦ θ <144 °, 144 ° ≦ θ <180 °, 180 ° ≦ θ
<216 °, 216 ° ≦ θ <252 °, 252 ° ≦ θ <288 °, 288 °
The sections of ≤θ <324 ° and 324 ° ≦ θ <360 ° are (1),
····, (10)
【０００６】本例の場合、ａ相の電流は区間(1)及び(2)
で＋方向に流れ、区間(3)で０、区間(4)〜(7)で−方向
に流れ、区間(8)で０、区間(9)から(10)を経て再び区間
(1)で＋方向に流れる。ｂ相の電流は、区間(1)〜(4)で
＋方向に流れ、区間(5)で０、区間(6)〜(9)で−方向に
流れ、区間(10)で０、そして再び区間(1)で＋方向に流
れる。ｃ相の電流は、区間(1)で−方向に流れ、区間(2)
で０、区間(3)〜(6)で＋方向に流れ、区間(7)で０、区
間(8)〜(10)を経て再び区間(1)で−方向に流れる。ｄ相
の電流は、区間(1)〜(3)で−方向に流れ、区間(4)で
０、区間(5)〜(8)で＋方向に流れ、区間(9)で０、そし
て区間(10)から再び−方向に流れる。ｅ相の電流は、区
間(1)で０、区間(2)〜(5)で−方向に流れ、区間(6)で
０、区間(7)〜(10)で＋方向に流れ、再び区間(1)で０と
なる。従って、区間(1)〜(10)の各境界（電気角で36度
毎の切替時）では、５つの励磁コイルのうちの２つが互
いに逆向きに切り替えられることになる。In the case of this example, the current of the a-phase is in the sections (1) and (2).
Flows in the + direction, flows in the-direction in section (3), flows in the-direction in sections (4) to (7), returns to 0 in section (8), and returns again through sections (9) to (10).
It flows in the + direction in (1). The b-phase current flows in the + direction in the sections (1) to (4), flows in the-direction in the section (5), flows in the-direction in the sections (6) to (9), returns to 0 in the section (10), and returns again. It flows in the + direction in section (1). The c-phase current flows in the negative direction in section (1), and in section (2)
Flows in the + direction in sections (3) to (6), flows in the + direction in section (7), flows in the-direction again in section (1) through sections (8) to (10). The d-phase current flows in the negative direction in the sections (1) to (3), flows in the positive direction in the sections (5) to (8), and flows in the positive direction in the sections (5) to (8). It flows again in the negative direction from (10). The e-phase current flows at 0 in section (1), flows in the-direction in sections (2) to (5), flows in 0 in section (6), flows in the + direction in sections (7) to (10), and again flows in section It becomes 0 in (1). Accordingly, at each boundary of the sections (1) to (10) (when switching every 36 electrical degrees), two of the five excitation coils are switched in the opposite directions.
【０００７】このような励磁電流の切替えは、原理的に
は、図７に示すような矩形波の立ち上がり又は立ち下が
りで表わされるが、実際にはその立ち上がり又は立ち下
がり波形は横軸に対し直角に変化するのではなく、励磁
電流が＋方向に立ち上がるまで或いは−方向に立ち下が
るまで、ある程度の時間Δｔ（モータ回路の時定数の３
倍位）がかかる。[0007] In principle, such switching of the excitation current is represented by the rise or fall of a rectangular wave as shown in FIG. 7, but the rise or fall waveform is actually perpendicular to the horizontal axis. Rather than changing to a certain amount of time Δt (the time constant of the motor circuit being 3) until the exciting current rises in the + direction or falls in the-direction.
Double).
【０００８】例えば、図７の区間(8)と(9)の境界（電気
角で288度）では、ａ相の電流が０から＋の一定値まで
立ち上がる一方、ｄ相の電流が＋の一定値から０に立ち
下がり、ｂ相及びｃ相の電流は共に“−”の一定値、ｅ
相の電流は“＋”の一定値であるが、この境界部分の波
形の変化を拡大すると図８に示すようになる。For example, in the boundary (288 electrical degrees) between the sections (8) and (9) in FIG. 7, the current of the a-phase rises from 0 to a constant value of +, while the current of the d-phase rises to a constant value of +. From the value to 0, the currents of the b-phase and the c-phase are both constant values of "-", e
The phase current has a constant value of "+", but when the change in the waveform at this boundary portion is enlarged, it becomes as shown in FIG.
【０００９】詳細には、ａ相の立ち上がり電流は時間Δ
ｔの間に０から＋の一定値まで漸進的に増大する一方、
ｄ相の立ち下がり電流は、時間Δｔよりも短い時間Δt1
（モータ回路の時定数より小さい）で、＋の一定値から
０まで減少する。このとき、他の３つの相ｂ，ｃ，ｅは
切り替えられない相であるが、５つの相の電流をｉa,ｉ
b,ｉc,ｉd,ｉeで表わしたとき、これらの電流の間には
次式（１）の関係がある。In detail, the rising current of the a-phase is a time Δ
While gradually increasing from 0 to a constant value of + during t,
The d-phase falling current is a time Δt1 shorter than the time Δt.
(Smaller than the time constant of the motor circuit), and decreases from a constant value of + to 0. At this time, the other three phases b, c, e is a phase that is not switched, the current five phases i a, i
b, i c, i d, when expressed in i e, a relationship of the following equation between these currents (1).
【００１０】 ｉa ＋ｉd ＋ｉe ＝−（ｉb ＋ｉc）＝Ｉ …(1) このため、ａ相とｄ相の電流が上述のように変化する
と、ｂ，ｃ，ｅ相の電流も変化する。すなわち、ａ相と
ｄ相の電流変化率が異なるために、この２つの相の電流
の合計値が定常値にならず、図８に示すようにｂ相，ｃ
相の電流が変動する結果、ｅ相の電流も上記時間Δｔの
間変化する。これらの電流変動により、過度的なトルク
変動が生じてしまう。[0010] i a + i d + i e = - (i b + i c) = I ... (1) Consequently, the current of a phase and d-phase changes as described above, b, c, also the current e-phase Change. That is, since the current change rates of the a-phase and the d-phase are different, the total value of the currents of the two phases does not become a steady value, and as shown in FIG.
As a result of the phase current fluctuation, the e-phase current also changes during the time Δt. These current fluctuations cause excessive torque fluctuations.
【００１１】上記のように２つの相の電流の立上りと立
下りの電流変化率が異なるのは、次の理由による。The reason why the rising and falling current change rates of the two phase currents are different as described above is as follows.
【００１２】まず、モータ駆動回路に供給される電源電
圧をＶb，スター結線した励磁コイルａ〜ｅの中心接続
点の電圧をＶnとする。次に、図８において、時間Δt1
の区間を、時間Δt2（＝Δｔ−Δt1）の区間をとす
る。First, it is assumed that the power supply voltage supplied to the motor drive circuit is Vb and the voltage at the center connection point of the star-connected exciting coils a to e is Vn. Next, in FIG. 8, the time Δt1
Is an interval of time Δt2 (= Δt−Δt1).
【００１３】区間では、＋から０に切り替えられるｄ
相（ＯＦＦ相）の電流ｉdは、−Ｖn，コイルの逆起電圧
Ｅd及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、モータ
駆動回路からモータへの通電電流Ｉの半分（Ｉ／２）か
ら零（０）まで下がる。このとき、ＯＦＦ相の等価回路
に加えられる電圧をＶOFFとすると、ＶOFF ＝−Ｖn−Ｅ
d ＜０であり、Ｖnは近似的にＶb/２となる。一方、０
から＋に切り替えられるａ相（ＯＮ相）の電流ｉaは、
電圧Ｖb，−Ｖn、コイルの逆起電圧Ｅa及びモータ回路
の時定数に応じた変化率で零（０）から上昇するが、こ
のとき、ＯＮ相の等価回路に加えられる電圧をＶONとす
ると、ＶON＝Ｖb・Duty1(ＰＷＭのデューティ）−Ｖn−
Ｅaである。In a section, d is switched from + to 0.
Phase current i d of (OFF phase), -Vn, the change rate according to the time constant of the counter-electromotive voltage E d and the motor circuit of the coil, half of the electric current I from the motor driving circuit to the motor (I / 2 ) To zero (0). At this time, if the voltage applied to the OFF phase equivalent circuit is V OFF , V OFF = −Vn−E
d <0, and Vn is approximately Vb / 2. On the other hand, 0
The current i a of the a-phase (ON phase) that can be switched from
It rises from zero (0) at a rate of change according to the voltages Vb, -Vn, the coil back electromotive force Ea, and the time constant of the motor circuit. At this time, if the voltage applied to the ON-phase equivalent circuit is V ON , V ON = Vb · Duty1 (PWM duty) −Vn−
Ea.
【００１４】式で説明すると、ＯＦＦ相の等価回路によ
り電流ｉdは次式（２）で表される。Describing the equation, the current id is expressed by the following equation (2) by an OFF-phase equivalent circuit.
【００１５】 ｉd(t)＝ (I/2)ｅ-t/T＋（ＶOFF/Ｒ）(1−ｅ-t/T) …(2) ∴ｔ＝０のとき、ｉd ＝Ｉ／２ 但し、Ｔは等価回路の電気的時定数、Ｒは等価回路の抵
抗である。[0015] i d (t) = (I / 2) e -t / T + (V OFF / R) (1-e -t / T) ... (2) when ∴t = 0, i d = I / 2 where T is the electrical time constant of the equivalent circuit, and R is the resistance of the equivalent circuit.
【００１６】一方、ＯＮ相の等価回路により、電流ｉa
は次式（３）で表わされる。On the other hand, the current i a
Is represented by the following equation (3).
【００１７】 ｉa(t)＝（ＶON／Ｒ）(1−ｅ-t/T) …(3) ∴ｔ＝０のとき、ｉa ＝０、 ｔ→∞で、ｉa ＝ＶON／
Ｒ＝Ｉ／２ 従って、ＯＦＦ相，ＯＮ相の各電流ｉd，ｉaの変化率
は、それぞれ次のようになる。[0017] i a (t) = (V ON / R) (1-e -t / T) ... (3) when ∴t = 0, with i a = 0, t → ∞ , i a = V ON /
R = I / 2 Therefore, OFF phase, the currents i d in the ON phase, the rate of change of i a, respectively as follows.
【００１８】 did(t)/dt ＝−(1/T)(I/2)ｅ-t/T＋(1/T)(ＶOFF/Ｒ)ｅ-t/T ＝−(I/2−ＶOFF/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T ＝−(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ)(1/T)ｅ-t/T …(4) dia(t)/dt ＝(1/T)(ＶON／Ｒ)ｅ-t/T ＝(I/2)(1/T)ｅ-t/T …(5) 上式(4)及び(5)において、(I/2＋Ｖn/Ｒ＋Ｅd/Ｒ) ＞I/
2であるから、ＯＦＦ相の電流変化率の方がＯＮ相の電
流変化率より大きい。特に、等価回路の抵抗Ｒが小さい
場合、電源電圧Ｖb(≒２Ｖn)が大きい場合、或いは高速
回転時で逆起電圧Ｅdが大きい場合には、ＯＦＦ相の電
流変化率はＯＮ相の電流変化率よりかなり大きくなる。
従って、ＯＦＦ相の電流ｉdがＩ／２から０まで下がる
時間（Δt1）よりも、ＯＮ相の電流ｉaが０からＩ／２
まで上がる時間（Δｔ）の方が長い。すなわち、区間
の最後でＯＮ相の電流ｉaはＩ／２に到達せず、上昇途
中である。その後、区間において、ＯＮ相の電流ｉa
が最終的に定常値（Ｉ／２）に到達するが、それまでに
時間Δt2（モータ回路の時定数の２〜３倍）を要する。
従って、切り替えられる２つの相の電流の立ち上がりと
立ち下がりでは、電流変化率が異なっている。Di d (t) / dt = − (1 / T) (I / 2) e− t / T + (1 / T) (V OFF / R) e− t / T = − (I / 2 −V OFF / R) (1 / T) e −t / T = − (I / 2 + Vn / R + Ed / R) (1 / T) e −t / T (4) di a (t) / dt = ( 1 / T) (V ON / R) e −t / T = (I / 2) (1 / T) e −t / T (5) In the above equations (4) and (5), (I / 2 + Vn / R + Ed / R)> I /
Since it is 2, the current change rate of the OFF phase is larger than the current change rate of the ON phase. In particular, when the resistance R of the equivalent circuit is small, when the power supply voltage Vb (≒ 2 Vn) is large, or when the back electromotive force Ed is large at the time of high-speed rotation, the current change rate of the OFF phase is the current change rate of the ON phase. Much larger.
Therefore, than the time which the current i d OFF-phase is lowered from the I / 2 to 0 (Δt1), I / 2 from the current i a is 0 ON phase
The time (Δt) to rise is longer. That is, the current i a of last ON phase of Interval will not reach the I / 2, is in the middle rises. Thereafter, in the section, the ON-phase current i a
Finally reaches a steady-state value (I / 2), but it takes a time Δt2 (two to three times the time constant of the motor circuit) by that time.
Therefore, the rising and falling currents of the two phases to be switched have different current change rates.
【００１９】上述のように、このようなモータ駆動回路
による励磁電流の制御では、切替える２つの相（例えば
図７のａ相及びｄ相）の電流の立上りと立下りの変化率
が異なるため、切替えられない相（例えば図７のｂ相、
ｃ相、ｅ相）の電流が変動し、それらの電流変動により
過渡的なトルク変動が生じてしまう。As described above, in the control of the excitation current by such a motor drive circuit, the rising and falling rates of the currents of the two phases to be switched (for example, phase a and phase d in FIG. 7) are different. Phases that cannot be switched (for example, phase b in FIG. 7,
The c-phase and e-phase currents fluctuate, and these current fluctuations cause transient torque fluctuations.
【００２０】このようなトルク変動を生じさせる相切替
時の電流変動を抑制するためには、各相の電流を制御す
ればよいが、その制御のために各相の電流を検出する必
要があり、２以上の電流検出回路が必要になる。特に５
相ブラシレスモータの場合は、４相励磁方式を採用して
いることから、モータ駆動回路に４つの電流検出回路と
４つの電流ループが必要であり、駆動回路の構成が複雑
化し、コストも高くなるという問題点があった。In order to suppress the current fluctuation at the time of phase switching that causes such a torque fluctuation, the current of each phase may be controlled, but it is necessary to detect the current of each phase for the control. And two or more current detection circuits are required. Especially 5
In the case of a single-phase brushless motor, since a four-phase excitation method is adopted, four current detection circuits and four current loops are required in the motor drive circuit, and the configuration of the drive circuit becomes complicated and costs increase. There was a problem.
【００２１】従来、かかる問題を解決するものとして
は、例えば特開平１１−３５６０８３号公報に開示され
ている装置がある。これにより、制御手段は、駆動手段
からブラシレスモータの各励磁相毎に供給される励磁信
号の方向決定及びオン／オフの切替えを行う。その切替
え時に、切り替えられる励磁信号の変化率を制御するこ
とにより、切替える２つの相の電流変化率を一致させる
（又は同程度にする）ことができる。これにより、切り
替えない相の電流変動が抑制されるので、前述のトルク
変動もなくなる。また、励磁信号は、上記のモータ回路
を流れる電流のみを検出すれば生成可能であるから、励
磁信号の変化率を制御するために各相の電流を検出する
必要がなく、制御のための回路構成も複雑化しない。Conventionally, to solve such a problem, there is an apparatus disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-356083. Thus, the control means determines the direction of the excitation signal supplied from the driving means for each excitation phase of the brushless motor and switches on / off. By controlling the change rate of the excitation signal to be switched at the time of the switching, the current change rates of the two phases to be switched can be made equal (or approximately equal). As a result, current fluctuations in the non-switching phase are suppressed, so that the aforementioned torque fluctuations are also eliminated. Further, since the excitation signal can be generated by detecting only the current flowing through the motor circuit, it is not necessary to detect the current of each phase in order to control the rate of change of the excitation signal. The configuration is not complicated.
【００２２】また、従来、転流時の電流変化率を制御す
る他のものとしては、例えば特開２０００−３０８３８
６号公報に開示されている装置がある。この装置では、
１個の電流検出回路を用いてブラシレスモータを矩形波
で駆動するものにおいて、相電流切替え時の立上がり相
と立ち下がり相の電流変化率を制御することにより、相
切替え時のモータ電流を一定に保つことで、電流変動と
電磁トルク変動を抑えることができ、安価で低電流変
動、低トルク変動の高性能サーボモータを実現してい
る。Conventionally, as another means for controlling the current change rate during commutation, for example, Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2000-30838
There is an apparatus disclosed in Japanese Unexamined Patent Publication No. 6-206. In this device,
In a device that drives a brushless motor with a rectangular wave using a single current detection circuit, the motor current at the time of phase switching is kept constant by controlling the current change rate of the rising phase and the falling phase at the time of phase current switching. By maintaining this, current fluctuations and electromagnetic torque fluctuations can be suppressed, and a high-performance servomotor that is inexpensive and has low current fluctuations and low torque fluctuations is realized.
【００２３】[0023]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た特開平１１−３５６０８３号公報及び特開２０００−
３０８３８６号公報に開示されている従来技術におい
て、転流時の立ち下がり電流の変化率を制御する方法で
は、モータの回転速度が速くなるほど、転流間隔時間に
おける転流の過渡時間の占める割合が高くなる。ここ
で、「転流間隔時間」とは、ある転流の開始時間から次
の転流の開始時間までに要する時間をいい、「転流の過
渡時間」とは、転流動作において相電流が過渡状態にな
っている時間をいう。However, the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-356083 and Japanese Patent Application Laid-Open
In the prior art disclosed in Japanese Patent No. 308386, in the method of controlling the rate of change of the fall current during commutation, the ratio of the commutation transient time in the commutation interval time increases as the rotation speed of the motor increases. Get higher. Here, the “commutation interval time” refers to the time required from the start time of one commutation to the start time of the next commutation, and the “transient transition time” refers to the phase current in the commutation operation. The time during the transition state.
【００２４】要は、図９に示すように、立ち下がり相の
相電流idが徐々に下がる転流の過渡時間が転流間隔時間
の１／２（モータが一定速度で回転する時）を超えた場
合に、立ち下がり相の逆起電圧Edの極性が変わり、立ち
下がり相の相電流idが逆に上昇する現象が発生する。図
９において、t1は転流１の開始時間であり、θ1は時間t
1におけるロータ位置の電気角度であり、t2は次の転流
２の開始時間であり、θ2は時間t2におけるロータ位置
の電気角度であり、t3はＯＦＦ相の逆起電圧の極性が変
る時間であり、θ3は時間t3におけるロータ位置の電気
角度である。このように、立下り相の電流が上昇するこ
とにより、モータに電流変動、トルク変動及び騒音が発
生する。In short, as shown in FIG. 9, the transition time of the commutation in which the phase current id of the falling phase gradually decreases exceeds one half of the commutation interval time (when the motor rotates at a constant speed). In such a case, the polarity of the back-EMF voltage Ed in the falling phase changes, and a phenomenon occurs in which the phase current id in the falling phase reversely increases. In FIG. 9, t1 is the start time of commutation 1, and θ1 is the time t
1, the electric angle of the rotor position at 1, t2 is the start time of the next commutation 2, θ2 is the electric angle of the rotor position at time t2, and t3 is the time at which the polarity of the back-EMF voltage in the OFF phase changes. And θ3 is the electrical angle of the rotor position at time t3. As described above, a rise in the current in the falling phase causes a current fluctuation, a torque fluctuation, and a noise in the motor.
【００２５】また、立ち下がり相の電流が転流間隔時間
の１／２以上流れ続けると、その相の逆起電圧の極性が
変わることにより、その相では、モータ本来の回転トル
クとは逆方向の回転トルクが発生してしまい、モータの
トータルトルクが落ちてしまう。モータトルクの落ち込
みはモータの回転速度に依存するため、モータを自動車
のパワーステアリング装置のアシスト装置として使う場
合は、操舵フィーリングにおいて粘性感が生じるという
問題点となる。If the current of the falling phase continues to flow for more than half of the commutation interval time, the polarity of the back electromotive voltage in that phase changes, and in that phase, the direction opposite to the original rotation torque of the motor is changed. , And the total torque of the motor decreases. Since the drop of the motor torque depends on the rotation speed of the motor, when the motor is used as an assist device of a power steering device of an automobile, there is a problem that a feeling of viscosity is generated in a steering feeling.
【００２６】つまり、転流時の転流電流制御は、基本的
に電圧のフィードフォーワード制御により実現されてい
るので、転流電流の目標値に見合った励磁電圧を設定す
るようになっている。従って、転流電流の過渡過程時間
（転流の過渡時間）は、励磁コイルの電気的時定数に依
存する。In other words, commutation current control during commutation is basically realized by feedforward control of voltage, so that an exciting voltage corresponding to a target value of commutation current is set. . Therefore, the transient process time of the commutation current (transient transition time) depends on the electrical time constant of the exciting coil.
【００２７】その問題を解決するものとしては、例え
ば、転流時の電流変化率を制御する電流変化率制御手段
を有すると共に、複数の励磁相を有するブラシレスモー
タの駆動制御装置であって、その電流変化率制御手段
は、転流の過渡時間を転流間隔時間の１／２以内に終了
させ、また、駆動回路のインピーダンスを含むブラシレ
スモータの電気的時定数が転流間隔時間の１／６以下で
ある装置が提案されている。In order to solve the problem, for example, a drive control device for a brushless motor having current change rate control means for controlling a current change rate at the time of commutation and having a plurality of excitation phases is provided. The current change rate control means terminates the commutation transient time within one half of the commutation interval time, and sets the electrical time constant of the brushless motor including the impedance of the drive circuit to 1/6 of the commutation interval time. The following devices have been proposed.
【００２８】このような装置は、低回転で極数の少ない
ブラシレスモータに対して適切であるが、高回転又は極
数の多いモータに対しては限界がある。つまり、要求さ
れる電気的時定数が小さいので、ブラシレスモータの設
計が難しくて小型化も難しい。また、電気的時定数が満
足できない場合、例えば、回転電気角度若しくは回転速
度による転流相の電流制御方法が提案されているが、こ
の方法では転流相の電流変化率を完全に一致させること
ができないので、騒音が発生する問題点がある。Such a device is suitable for brushless motors having a low rotation speed and a small number of poles, but has limitations for motors having a high rotation speed or a large number of poles. In other words, since the required electric time constant is small, it is difficult to design the brushless motor, and it is also difficult to reduce the size. Further, when the electric time constant cannot be satisfied, for example, a method of controlling the current of the commutation phase based on the rotational electrical angle or the rotation speed has been proposed. In this method, the current change rates of the commutation phase must be completely matched. Therefore, there is a problem that noise is generated.
【００２９】つまり、上述した従来技術を用いて低回転
ブラシレスモータを駆動制御する場合に、電流・トルク
変動及び騒音の抑制に対して効果はあるが、ブラシレス
モータの回転速度が速くなるほど、電流・トルク変動及
び騒音の抑制効果が著しく低下するという問題点があ
る。That is, when the low-rotation brushless motor is driven and controlled by using the above-described conventional technology, it is effective in suppressing current / torque fluctuation and noise, but as the rotation speed of the brushless motor increases, the current / torque decreases. There is a problem that the effect of suppressing torque fluctuation and noise is significantly reduced.
【００３０】本発明は上述のような事情よりなされたも
のであり、本発明の目的は、低回転ブラシレスモータを
駆動制御するのに適切だけではなく、高回転ブラシレス
モータを駆動制御する場合であっても、ブラシレスモー
タにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生を有効
に抑制することができ、電動パワーステアリング装置の
アシストブラシレスモータの駆動制御装置として適用し
た場合に、低騒音で操舵フィーリングの良い電動パワー
ステアリング装置が構築できるブラシレスモータ駆動制
御装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is not only suitable for controlling a low-speed brushless motor but also for controlling a high-speed brushless motor. However, current fluctuation, torque fluctuation and noise generation in the brushless motor can be effectively suppressed, and when applied as a drive control device for an assist brushless motor of an electric power steering device, low noise and good steering feeling are obtained. An object of the present invention is to provide a brushless motor drive control device that can be constructed with an electric power steering device.
【００３１】[0031]
【課題を解決するための手段】本発明は、ブラシレスモ
ータにおける電流変動、トルク変動及び騒音の発生をブ
ラシレスモータの回転速度に関係無く、有効に抑制する
ことができるようにしたブラシレスモータ駆動制御装置
に関し、本発明の上記目的は、複数の励磁相を有するブ
ラシレスモータの駆動制御装置において、前記励磁相毎
に励磁相電流指令信号を生成する励磁相電流指令信号生
成手段と、前記励磁相電流指令信号生成手段で生成され
た前記励磁相電流指令信号に基いて電流フィードバック
制御により前記励磁相毎に励磁電流を制御する励磁電流
制御手段とを備え、前記励磁相電流指令信号生成手段
は、転流時に、２相の転流相の前記励磁電流の合計値を
モータ電流指令信号と等しくするように、前記転流相の
前記励磁相電流指令信号を矩形波以外の形状で生成する
ことによって達成される。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a brushless motor drive control device which can effectively suppress current fluctuation, torque fluctuation and noise generation in a brushless motor irrespective of the rotation speed of the brushless motor. An object of the present invention is to provide a drive control apparatus for a brushless motor having a plurality of excitation phases, wherein: an excitation phase current command signal generating means for generating an excitation phase current command signal for each of the excitation phases; Excitation current control means for controlling an excitation current for each of the excitation phases by current feedback control based on the excitation phase current command signal generated by the signal generation means, wherein the excitation phase current command signal generation means Sometimes, the excitation phase current command of the commutation phase is set so that the sum of the excitation currents of the two commutation phases is equal to the motor current command signal. It is accomplished by generating a shape other than rectangular wave No..
【００３２】また、本発明の上記目的は、前記励磁相電
流指令信号生成手段は、前記転流時に、２相の前記転流
相の前記励磁相電流指令信号の変化率を一致させるよう
に、前記転流相の前記励磁相電流指令信号を生成するこ
とにより、あるいは前記励磁相電流指令信号生成手段
は、前記励磁相電流指令信号の変化率を時間に対して任
意に変更できるように、前記転流相の前記励磁相電流指
令信号を生成することにより、あるいは前記励磁相電流
指令信号生成手段は、前記励磁相電流指令信号の変化率
をモータ回転角度に対して任意に変更できるように、前
記転流相の前記励磁相電流指令信号を生成することによ
り、あるいは電動パワーステアリング装置のアシストブ
ラシレスモータを駆動するための駆動制御装置として使
用されることによって、より効果的に達成される。[0032] Also, the above object of the present invention is that the exciting phase current command signal generating means matches the change rates of the exciting phase current command signals of the two commutation phases during the commutation. By generating the excitation phase current command signal of the commutation phase, or the excitation phase current command signal generation means, so that the rate of change of the excitation phase current command signal can be arbitrarily changed with respect to time, By generating the excitation phase current command signal of the commutation phase, or the excitation phase current command signal generation means, so that the rate of change of the excitation phase current command signal can be arbitrarily changed with respect to the motor rotation angle, By generating the excitation phase current command signal of the commutation phase or by being used as a drive control device for driving an assist brushless motor of an electric power steering device. It is more effectively achieved.
【００３３】[0033]
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の好
適な実施形態について詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
【００３４】なお、本実施形態では、３相ブラシレスモ
ータに適用した場合を例として説明しているが、本発明
はこれに限定されるものではなく、他の複数の励磁相
（例えば５相）のブラシレスモータについても本発明を
適用することができる。また、励磁相電流指令信号はハ
ード又はソフトによって生成することができる。本実施
形態では、この励磁相電流指令信号がソフトによって生
成される。In this embodiment, the case where the present invention is applied to a three-phase brushless motor is described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention is not limited to this. The present invention can be applied to the brushless motor described above. Also, the excitation phase current command signal can be generated by hardware or software. In the present embodiment, the excitation phase current command signal is generated by software.
【００３５】本発明に係るブラシレスモータ駆動制御装
置２０は、図１に示すように、各相電流指令信号発生器
２１、各相電流制御器２２、モータ駆動回路２３及びロ
ータ位置検出器２４で構成されている。ここで、各相電
流指令信号発生器２１が励磁相電流指令信号生成手段に
対応し、各相電流制御器２２及びモータ駆動回路２３が
励磁電流制御手段に対応している。As shown in FIG. 1, the brushless motor drive control device 20 according to the present invention includes a phase current command signal generator 21, a phase current controller 22, a motor drive circuit 23, and a rotor position detector 24. Have been. Here, each phase current command signal generator 21 corresponds to the exciting phase current command signal generating means, and each phase current controller 22 and the motor drive circuit 23 correspond to the exciting current control means.
【００３６】各相電流指令信号発生器２１には図示しな
い外部回路からモータ電流指令信号Ｉｒｅｆが入力さ
れ、ロータ位置検出器２４からのロータ位置信号ＲＰも
入力される。各相電流指令信号発生器２１はこれらの入
力信号に基いて、各励磁相（ａ、ｂ、ｃ）の励磁相電流
指令信号（ｉａｒｅｆ、ｉｂｒｅｆ、ｉｃｒｅｆ）を生
成する。また、各相電流制御器２２では、各相電流指令
信号発生器２１で生成された励磁相電流指令信号（ｉａ
ｒｅｆ、ｉｂｒｅｆ、ｉｃｒｅｆ）に基いて、モータ駆
動回路２３を介して電流フイードバック制御により、各
励磁相の励磁電流（ｉａ、ｉｃ）を制御するようになっ
ている。Each phase current command signal generator 21 receives a motor current command signal Iref from an external circuit (not shown) and a rotor position signal RP from a rotor position detector 24. Each phase current command signal generator 21 generates an excitation phase current command signal (iaref, ibref, icref) of each excitation phase (a, b, c) based on these input signals. Further, in each phase current controller 22, the excitation phase current command signal (ia
(ref, ibref, icref), the excitation current (ia, ic) of each excitation phase is controlled by current feedback control via the motor drive circuit 23.
【００３７】モータ駆動回路２３は、電源供給側（上段
側）に３個、アース側（下段側）に３個配設された合計
６個のトランジスタ（電界効果トランジスタＦＥＴ）Ｔ
１〜Ｔ６で構成されている。これら６個のトランジスタ
は、上段側と下段側とで対応するトランジスタが直列接
続され、これら直列接続の各トランジスタ対（Ｔ１−Ｔ
２，Ｔ３−Ｔ４，Ｔ５−Ｔ６）の接続部は、３相ブラシ
レスモータ３０の各励磁コイルの外端と接続されてい
る。そして、トランジスタＴ１〜Ｔ６のゲート駆動信号
ＧＴ１〜ＧＴ６は、ロータ位置検出器２４から検出され
たロータ位置信号ＲＰに基づいて、各相電流指令信号発
生器２１を介して各相電流制御器２２により生成され
る。The motor drive circuit 23 has a total of six transistors (field effect transistor FET) T, three on the power supply side (upper side) and three on the ground side (lower side).
1 to T6. In these six transistors, corresponding transistors are connected in series on the upper side and the lower side, and each pair of these series-connected transistors (T1-T
2, T3-T4, T5-T6) are connected to the outer ends of the respective exciting coils of the three-phase brushless motor 30. Then, based on the rotor position signal RP detected from the rotor position detector 24, the gate drive signals GT1 to GT6 of the transistors T1 to T6 are output by the respective phase current controllers 22 via the respective phase current command signal generators 21. Generated.
【００３８】転流タイミングは、ロータ位置信号ＲＰに
より生成される。ロータ位置信号ＲＰは、ロータ位置検
出器２４で検出されてから各相電流指令信号発生器２１
に送られる。ロータ位置検出器２４は、ホール素子ある
いはレゾルバ、もしくはエンコーダのいずれかによって
構成しても良い。The commutation timing is generated by the rotor position signal RP. After the rotor position signal RP is detected by the rotor position detector 24, each phase current command signal generator 21
Sent to The rotor position detector 24 may be constituted by any of a Hall element, a resolver, or an encoder.
【００３９】図２は、モータ電流指令信号（Ｉｒｅｆ）
及び各励磁相の励磁相電流指令信号（ｉａｒｅｆ、ｉｂ
ｒｅｆ、ｉｃｒｅｆ）の一例を示す波形図である。図示
されるように、転流してない時に、通電した各励磁相の
励磁相電流指令信号の振幅は、モータ電流指令信号の振
幅と同じで、符号は逆である。通電してない励磁相の励
磁相電流指令信号の振幅はゼロである。FIG. 2 shows a motor current command signal (Iref).
And the excitation phase current command signals (iaref, ib) of each excitation phase.
ref, icref) is a waveform diagram showing an example. As shown, when the commutation is not performed, the amplitude of the excitation phase current command signal of each of the energized excitation phases is the same as the amplitude of the motor current command signal, and the sign is opposite. The amplitude of the excitation phase current command signal of the excitation phase that is not energized is zero.
【００４０】図２に示すように、転流時に、例えば電気
角度３０度で、通電してない転流相のａ相の励磁相電流
指令信号ｉａｒｅｆは、ゼロより立ち上がる。通電して
いた転流相のｃ相の励磁相電流指令信号ｉｃｒｅｆは、
ゼロに向けて立ち下がる。As shown in FIG. 2, at the time of commutation, for example, at an electrical angle of 30 degrees, the excitation phase current command signal iaref of the a-phase of the commutation phase which is not energized rises from zero. The excitation phase current command signal icref of the c phase of the commutation phase that has been energized is
Fall towards zero.
【００４１】前述したようなブラスレスモータの高速回
転時の電流及びトルク変動という問題点を解決する方法
を以下に説明する。A method for solving the above-mentioned problem of fluctuation in current and torque during high-speed rotation of the brushless motor will be described below.
【００４２】＜変化率を一致させた転流相の励磁相電流
指令信号の生成＞各相電流指令信号発生器２１は、２つ
の転流相の励磁相電流指令信号（本例ではｉａｒｅｆ、
ｉｃｒｅｆ）の合計値ｉａｒｅｆ＋ｉｃｒｅｆが、モー
タ電流指令信号Ｉｒｅｆの振幅と等しくなるように、各
励磁相の励磁相電流指令信号（ｉａｒｅｆ、ｉｂｒｅ
ｆ、ｉｃｒｅｆ）を生成する。要は、２つの転流相の励
磁相電流指令信号の変化率を一致させるように、転流相
の励磁相電流指令信号を生成する。図３は、その転流相
の励磁相電流指令信号の変化率を一致した場合の各励磁
相電流指令信号を示す波形図である。<Generation of Commutation Phase Excitation Phase Current Command Signals with Matched Change Rates> Each phase current command signal generator 21 generates two commutation phase excitation phase current command signals (in this example, iaref,
iref), so that the total value iaref + icref becomes equal to the amplitude of the motor current command signal Iref.
f, icref). The point is that the excitation phase current command signals of the commutation phases are generated so that the rates of change of the excitation phase current command signals of the two commutation phases match. FIG. 3 is a waveform diagram showing the respective excitation phase current command signals when the rates of change of the excitation phase current command signals of the commutation phases match.
【００４３】各相電流制御器２２では、電流フイードバ
ック制御により、転流相の励磁電流が転流相の励磁相電
流指令信号と同じような電流値が得られる。つまり、本
実施形態では、励磁電流ｉａが励磁相電流指令信号ｉａ
ｒｅｆと、また、励磁電流ｉｃが励磁相電流指令信号ｉ
ｃｒｅｆと同じような電流値を有する。図３に示すよう
に、転流時に、転流相の励磁相電流指令信号の変化率を
一致させているため、２つの転流相の励磁電流の合計値
ｉａ＋ｉｃが一定になり、よって、転流してない励磁相
（本実施形態ではｂ相）の励磁電流ｉｂを一定に保つこ
とができる。従って、転流時の励磁電流の変動による電
磁トルクの変動が抑えられ、電磁トルクの変動による騒
音を低減する効果が得られる。In each phase current controller 22, the current feedback control provides a commutation phase excitation current having a current value similar to the commutation phase excitation phase current command signal. That is, in the present embodiment, the exciting current ia corresponds to the exciting phase current command signal ia.
ref and the exciting current ic are the exciting phase current command signal i
It has a current value similar to cref. As shown in FIG. 3, at the time of commutation, the rate of change of the excitation phase current command signal of the commutation phase is matched, so that the total value ia + ic of the excitation currents of the two commutation phases becomes constant. The exciting current ib of the exciting phase not flowing (the b phase in the present embodiment) can be kept constant. Therefore, the fluctuation of the electromagnetic torque due to the fluctuation of the exciting current at the time of commutation is suppressed, and the effect of reducing the noise due to the fluctuation of the electromagnetic torque can be obtained.
【００４４】従来のように、例えば図４に示すように、
矩形波である励磁相電流指令信号を用いて駆動する場合
には、電流制御器の応答性と制御電圧の飽和の影響で、
電流信号がオーバショット（overshoot）し易いし、１
つの転流相（ＯＦＦ相）の励磁電流の下がりの変化が、
もう１つの転流相（ＯＮ相）の励磁電流の上がりの変化
と異なるので、図４の中の点線で示されているように、
転流時の各励磁相の励磁電流の変動が激しい。それによ
ってトルク変動と騒音が大きくなる。As in the prior art, for example, as shown in FIG.
In the case of driving using the excitation phase current command signal which is a square wave, due to the response of the current controller and the influence of the saturation of the control voltage,
The current signal is likely to overshoot, and
The change in the decrease in the exciting current of the two commutation phases (OFF phase)
Since it is different from the change in the excitation current of the other commutation phase (ON phase), as shown by the dotted line in FIG.
Exciting current of each exciting phase fluctuates greatly during commutation. As a result, torque fluctuation and noise increase.
【００４５】＜時間に対する電流変化率の電流指令信号
の生成＞各相電流指令信号発生器２１は、転流相の励磁
相電流指令信号の変化率が、時間に対して一定の変化率
もしくは変動の変化率であるように、転流相の励磁相電
流指令信号を生成する。<Generation of Current Command Signal of Current Rate of Change with Time> Each phase current command signal generator 21 controls the rate of change of the excitation phase current command signal of the commutation phase at a constant rate or with respect to time. , An excitation phase current command signal of the commutation phase is generated.
【００４６】転流相の励磁相電流指令信号の変化率が時
間に対して一定変化率であるというのは、所定の時間毎
に転流相の励磁相電流指令信号値をモータ電流指令信号
値（目標値）のｎ分の１ずつに変化することであり、つ
まり、図５に示すように（図の横軸はｔで時間を表
す）、Ｔ時間毎に、ＯＮ相の励磁相電流指令信号（本例
ではｉａｒｅｆ）を目標値に達するまでに、ゼロから目
標値のｎ分の１ずつに（本例ではｎ＝５であるため、５
分の１）増加させていき、一方、ＯＦＦ相の励磁相電流
指令信号値（本例ではｉｃｒｅｆ）をゼロに達するまで
に、目標値から同じく目標値のｎ分の１ずつに（本例で
はｎ＝５であるため、５分の１）減少させていくことを
意味する。The fact that the rate of change of the excitation phase current command signal of the commutation phase is constant with respect to time means that the excitation phase current command signal value of the commutation phase is changed at every predetermined time by the motor current command signal value. That is, as shown in FIG. 5 (the horizontal axis in the figure represents time by t), the excitation phase current command of the ON phase is changed every T time as shown in FIG. By the time the signal (iaref in this example) reaches the target value, it is increased from zero to 1 / n of the target value (in this example, since n = 5, 5
On the other hand, before the OFF-phase excitation phase current command signal value (in this example, icref) reaches zero, the target value is also increased by 1 / n of the target value (in this example). Since n = 5, it means that it is reduced by 1/5).
【００４７】転流相の励磁相電流指令信号の変化率が時
間に対して可変変化率であるというのは、図４に示すよ
うな従来矩形波駆動時の矩形波励磁相電流指令信号が、
フィルタを通して、図６に示すような指数曲線の可変変
化率の転流相の励磁相電流指令信号が得られることを意
味する。つまり、図６に示すように（図の横軸はｔで時
間を表す）、ＯＮ相の励磁相電流指令信号値（本例では
ｉａｒｅｆ）を目標値に達するまでに、ゼロから指数的
に増加させていき、一方、ＯＦＦ相の励磁相電流指令信
号値（本例ではｉｃｒｅｆ）をゼロに達するまでに、目
標値から指数的に減少させていき、かつ、ＯＮ相の励磁
相電流指令信号値とＯＦＦ相の励磁相電流指令信号値と
の合計値が常に目標値に等しくなるようにすることを意
味する。The fact that the rate of change of the excitation phase current command signal of the commutation phase is a variable rate of change with respect to time means that the rectangular wave excitation phase current command signal during conventional rectangular wave driving as shown in FIG.
This means that the excitation phase current command signal of the commutation phase having a variable rate of change of the exponential curve as shown in FIG. 6 can be obtained through the filter. That is, as shown in FIG. 6 (the horizontal axis in the figure represents time with t), the exciting phase current command signal value of the ON phase (iaref in this example) exponentially increases from zero until it reaches the target value. On the other hand, the exciting phase current command signal value of the OFF phase (icref in this example) decreases exponentially from the target value until it reaches zero, and the exciting phase current command signal value of the ON phase. And the sum of the OFF-phase excitation phase current command signal value and the target value.
【００４８】＜回転角度に対する電流変化率の電流指令
信号の生成＞各相電流指令信号発生器２１は、転流相の
励磁相電流指令信号の変化率が、モータの回転角度に対
して一定の変化率もしくは変動の変化率であるように、
転流相の励磁相電流指令信号を生成する。<Generation of Current Command Signal of Current Change Rate with Rotation Angle> Each phase current command signal generator 21 controls the change rate of the commutation phase excitation phase current command signal to be constant with respect to the rotation angle of the motor. Like the rate of change or the rate of change,
A commutation phase excitation phase current command signal is generated.
【００４９】転流相の励磁相電流指令信号の変化率がモ
ータの回転角度（電気角度）に対して一定変化率である
というのは、所定の電気角度毎に転流相の励磁相電流指
令信号値をモータ電流指令信号値（目標値）のｎ分の１
ずつに変化することであり、つまり、図５に示すように
（図の横軸はθで電気角度を表す）、ｍ電気角度毎に、
ＯＮ相の励磁相電流指令信号（本例ではｉａｒｅｆ）を
目標値に達するまでに、ゼロから目標値のｎ分の１ずつ
に（本例ではｎ＝５であるため、５分の１）増加させて
いき、一方、ＯＦＦ相の励磁相電流指令信号値（本例で
はｉｃｒｅｆ）をゼロに達するまでに、目標値から同じ
く目標値のｎ分の１ずつに（本例ではｎ＝５であるた
め、５分の１）減少させていくことを意味する。The fact that the rate of change of the commutation phase excitation phase current command signal is constant with respect to the rotation angle (electric angle) of the motor means that the commutation phase excitation phase current command The signal value is 1 / n of the motor current command signal value (target value)
In other words, as shown in FIG. 5 (the horizontal axis in the figure represents the electric angle by θ), for each m electric angle,
The ON-phase excitation phase current command signal (iaref in this example) increases from zero to 1 / n of the target value (in this example, 1/5 because of n = 5) until reaching the target value. On the other hand, until the OFF-phase excitation phase current command signal value (icref in this example) reaches zero, the target value is similarly reduced to 1 / n of the target value (n = 5 in this example). Therefore, 1/5) means to decrease.
【００５０】転流相の励磁相電流指令信号の変化率がモ
ータの回転角度（電気角度）に対して可変変化率である
というのは、ロータの電気角度信号入力とし、計算また
はマップ参照により励磁相電流指令信号を算出し、図６
に示すような指数曲線の可変変化率の転流相の励磁相電
流指令信号が得られることを意味する。つまり、図６に
示すように（図の横軸はθで電気角度を表す）、ＯＮ相
の励磁相電流指令信号値（本例ではｉａｒｅｆ）を目標
値に達するまでに、ゼロから指数的に増加させていき、
一方、ＯＦＦ相の励磁相電流指令信号値（本例ではｉｃ
ｒｅｆ）をゼロに達するまでに、目標値から指数的に減
少させていき、かつ、ＯＮ相の励磁相電流指令信号値と
ＯＦＦ相の励磁相電流指令信号値との合計値が常に目標
値に等しくなるようにすることを意味する。The fact that the rate of change of the excitation phase current command signal of the commutation phase is a variable rate of change with respect to the rotation angle (electric angle) of the motor means that the electric angle signal of the rotor is input and the excitation is performed by calculation or referring to a map. The phase current command signal is calculated, and FIG.
Means that an excitation phase current command signal of a commutation phase having a variable rate of change of an exponential curve as shown in FIG. That is, as shown in FIG. 6 (the horizontal axis in the figure represents an electrical angle by θ), the excitation phase current command signal value of the ON phase (iaref in this example) exponentially changes from zero until it reaches the target value. Increase it,
On the other hand, the OFF-phase excitation phase current command signal value (in this example, ic
ref) is exponentially decreased from the target value until it reaches zero, and the total value of the ON-phase excitation phase current command signal value and the OFF-phase excitation phase current command signal value always becomes the target value. Means to be equal.
【００５１】[0051]
【発明の効果】以上のように、本発明に係るブラシレス
モータ駆動制御装置では、モータの電気的時定数に関係
無く、転流時に、励磁電流が立ち上る励磁相と励磁電流
が立ち下る励磁相の電流指令信号の変化率を一致させる
ことにより、電流制御器での電流フィードバック制御に
より、２つの転流相の電流変化率を一致させるようにし
ているので、２つの転流相の励磁電流の合計値が一定に
なり、よって、転流してない他の励磁相の励磁電流は値
が変化せず一定に保たれることができる。従って、本発
明によれば、転流時の電流変動によるトルクの変動を抑
えることができるという効果を奏する。As described above, in the brushless motor drive control device according to the present invention, regardless of the electric time constant of the motor, the excitation phase at which the excitation current rises and the excitation phase at which the excitation current falls during commutation are determined. By matching the rate of change of the current command signal, the current change rate of the two commutation phases is matched by the current feedback control in the current controller, so that the sum of the exciting currents of the two commutation phases is obtained. The value becomes constant, so that the exciting currents of the other exciting phases that are not commutated can be kept constant without changing the value. Therefore, according to the present invention, there is an effect that the fluctuation of torque due to the fluctuation of current during commutation can be suppressed.
【００５２】また、本発明では、時間をベースに励磁電
流指令信号を生成することにより、励磁電流が立ち上る
励磁相と励磁電流が立ち下る励磁相の電流変化率を一致
させるようにしているので、２つの転流相の励磁電流の
合計値が一定になり、よって、転流してない他の励磁相
の励磁電流は値が変化せず一定に保たれることができ
る。従って、本発明によれば、転流時の電流変動による
トルクの変動を抑えることができるという効果を奏す
る。In the present invention, the exciting current command signal is generated on the basis of time so that the rate of change of the exciting phase at which the exciting current rises and the rate of change of the exciting phase at which the exciting current falls are matched. The sum of the exciting currents of the two commutation phases becomes constant, so that the exciting currents of the other non-commutated exciting phases can be kept constant without changing their values. Therefore, according to the present invention, there is an effect that the fluctuation of torque due to the fluctuation of current during commutation can be suppressed.
【００５３】さらに、本発明では、モータの回転角度
（電気角度）の値をベースに電流指令信号を生成するこ
とにより、励磁電流が立ち上る励磁相と励磁電流が立ち
下る励磁相の電流変化率を一致させるようにしているの
で、２つの転流相の励磁電流の合計値が一定になり、よ
って、転流してない他の励磁相の励磁電流は値が変化せ
ず一定に保たれることができる。従って、本発明によれ
ば、転流時の電流変動によるトルクの変動を抑えること
ができるという効果を奏する。Further, according to the present invention, by generating a current command signal based on the value of the rotation angle (electrical angle) of the motor, the current change rate of the excitation phase at which the excitation current rises and the current change rate of the excitation phase at which the excitation current falls can be determined. Since they are matched, the total value of the exciting currents of the two commutation phases is constant, so that the exciting currents of the other non-commutated exciting phases can be kept constant without changing their values. it can. Therefore, according to the present invention, there is an effect that the fluctuation of torque due to the fluctuation of current during commutation can be suppressed.
【００５４】つまり、本発明に係るブラシレスモータ駆
動制御装置では、従来の矩形波電流指令信号を使用せ
ず、転流時に、転流相の電流変化率を一致させることに
より、電流フィードバック制御で転流相の励磁電流の変
化率を一致させることができる。よって、転流相の励磁
電流の合計値が一定になるために、転流してない他の励
磁相の励磁電流も一定に保たれる。従って、転流時の電
流変動によるトルクの変動が抑えられ、騒音低減の効果
が得られる。また、本発明に係るブラシレスモータ駆動
制御装置を電動パワーステアリングの動力源として用い
た場合には、ブラシレスモータの急激なトルク変動が小
さいので、電動パワーステアリングの操舵フィーリング
を向上させることが可能であり、振動ノイズを低減する
ことができるという効果を奏する。従って、本発明を利
用することによって、安価で低電流変動・低トルク変
動、低騒音かつ操舵フィーリングの良い電動パワーステ
アリングを実現することができる。In other words, the brushless motor drive control device according to the present invention does not use the conventional rectangular wave current command signal, but makes the current change rate of the commutation phase coincide with the commutation phase during commutation. The change rate of the exciting current of the flowing phase can be made to coincide. Therefore, since the total value of the excitation currents of the commutation phases becomes constant, the excitation currents of the other excitation phases that are not commutated are also kept constant. Therefore, torque fluctuation due to current fluctuation during commutation is suppressed, and an effect of noise reduction is obtained. Further, when the brushless motor drive control device according to the present invention is used as a power source of the electric power steering, the sharp torque fluctuation of the brushless motor is small, so that the steering feeling of the electric power steering can be improved. There is an effect that vibration noise can be reduced. Therefore, by using the present invention, it is possible to realize an inexpensive electric power steering with low current fluctuation and low torque fluctuation, low noise and good steering feeling.
【図１】本発明に係るブラシレスモータ駆動制御装置の
構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor drive control device according to the present invention.
【図２】３相ブラシレスモータにおけるモータ電流指令
信号及び各励磁相の励磁電流指令信号の一例を示す波形
図である。FIG. 2 is a waveform diagram showing an example of a motor current command signal and an exciting current command signal of each exciting phase in a three-phase brushless motor.
【図３】変化率を一致させた転流相の励磁電流指令信号
を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an excitation current command signal of a commutation phase in which the rate of change is matched.
【図４】従来矩形波駆動時におけるモータ電流指令信号
及び各励磁相の励磁電流指令信号・励磁電流の一例を示
す波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram showing an example of a motor current command signal, an excitation current command signal of each excitation phase, and an excitation current during conventional rectangular wave driving.
【図５】一定変化率である場合の転流相の励磁電流指令
信号を示す波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram showing an excitation current command signal of a commutation phase when the rate of change is constant.
【図６】可変変化率である場合の転流相の励磁電流指令
信号を示す波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram showing an exciting current command signal of a commutation phase when the rate of change is variable.
【図７】５相ブラシレスモータにおける各励磁相の励磁
電流の一例を示す波形図である。FIG. 7 is a waveform diagram showing an example of an exciting current of each exciting phase in a five-phase brushless motor.
【図８】従来の励磁電流切替時の各励磁相の電流変化及
び電磁トルク変化の一例を示す波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram showing an example of a current change and an electromagnetic torque change of each excitation phase at the time of conventional excitation current switching.
【図９】従来のブラシレスモータにおけるＯＦＦ相の電
流変化例を示す波形図である。FIG. 9 is a waveform diagram showing an example of an OFF-phase current change in a conventional brushless motor.
２０ ブラシレスモータ駆動制御装置 ２１ 各相電流指令信号発生器 ２２ 各相電流制御器 ２３ モータ駆動回路 ２４ ロータ位置検出器 ３０ ３相ブラシレスモータ ａ、ｂ、ｃ 励磁相 ｉａ ａ相の励磁電流 ｉｂ ｂ相の励磁電流 ｉｃ ｃ相の励磁電流 ｉａｒｅｆ ａ相の励磁相電流指令信号 ｉｂｒｅｆ ｂ相の励磁相電流指令信号 ｉｃｒｅｆ ｃ相の励磁相電流指令信号 Ｉｒｅｆ モータ電流指令信号 ＧＴ１〜ＧＴ６ ゲート駆動信号 Ｔ１〜Ｔ６ トランジスタ ＲＰ ロータ位置信号 Reference Signs List 20 brushless motor drive control device 21 each phase current command signal generator 22 each phase current controller 23 motor drive circuit 24 rotor position detector 30 three-phase brushless motor a, b, c excitation phase ia excitation current in a phase ib b phase Exciting current of ic c phase exciting current iaref exciting phase current command signal of a phase ibref exciting phase current command signal of b phase icref exciting phase current command signal of c phase Iref motor current command signal GT1-GT6 Gate drive signals T1-T6 Transistor RP Rotor position signal
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3D033 CA03 CA20 CA21 5H560 BB04 BB12 DA02 DA07 DA10 DC12 JJ12 JJ13 JJ15 RR01 UA05 XA02 XA15 XB09 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F term (reference) 3D033 CA03 CA20 CA21 5H560 BB04 BB12 DA02 DA07 DA10 DC12 JJ12 JJ13 JJ15 RR01 UA05 XA02 XA15 XB09
Claims (5)
駆動制御装置において、前記励磁相毎に励磁相電流指令
信号を生成する励磁相電流指令信号生成手段と、前記励
磁相電流指令信号生成手段で生成された前記励磁相電流
指令信号に基いて電流フィードバック制御により前記励
磁相毎に励磁電流を制御する励磁電流制御手段とを備
え、前記励磁相電流指令信号生成手段は、転流時に、２
相の転流相の前記励磁電流の合計値をモータ電流指令信
号と等しくするように、前記転流相の前記励磁相電流指
令信号を矩形波以外の形状で生成することを特徴とする
ブラシレスモータ駆動制御装置。In a drive control device for a brushless motor having a plurality of excitation phases, an excitation phase current command signal generating means for generating an excitation phase current command signal for each of the excitation phases, and an excitation phase current command signal generation means. Excitation current control means for controlling an excitation current for each of the excitation phases by current feedback control based on the generated excitation phase current command signal, wherein the excitation phase current command signal generation means
A brushless motor, wherein the excitation phase current command signal of the commutation phase is generated in a shape other than a rectangular wave so that the total value of the excitation currents of the commutation phases of the phases becomes equal to a motor current command signal. Drive control device.
転流時に、２相の前記転流相の前記励磁相電流指令信号
の変化率を一致させるように、前記転流相の前記励磁相
電流指令信号を生成する請求項１に記載のブラシレスモ
ータ駆動制御装置。2. The exciting phase current command signal generating means, wherein the exciting phase commutation phase of the commutation phase is changed so that the rate of change of the exciting phase current command signal of the two commutating phases coincides with each other during the commutation. 2. The brushless motor drive control device according to claim 1, which generates a phase current command signal.
励磁相電流指令信号の変化率を時間に対して任意に変更
できるように、前記転流相の前記励磁相電流指令信号を
生成する請求項２に記載のブラシレスモータ駆動制御装
置。3. The exciting phase current command signal generating means generates the exciting phase current command signal of the commutation phase so that the rate of change of the exciting phase current command signal can be arbitrarily changed with respect to time. The brushless motor drive control device according to claim 2.
励磁相電流指令信号の変化率をモータ回転角度に対して
任意に変更できるように、前記転流相の前記励磁相電流
指令信号を生成する請求項２に記載のブラシレスモータ
駆動制御装置。4. An exciting phase current command signal generating means for generating the exciting phase current command signal of the commutation phase so that a rate of change of the exciting phase current command signal can be arbitrarily changed with respect to a motor rotation angle. The brushless motor drive control device according to claim 2, wherein the drive is generated.
ラシレスモータを駆動するための駆動制御装置として使
用される請求項１乃至４のいずれかに記載のブラシレス
モータ駆動制御装置。5. The brushless motor drive control device according to claim 1, which is used as a drive control device for driving an assist brushless motor of an electric power steering device.
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