JP3269965B2 - 方位探知装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は方位探知装置、特に
電波の到来時間差を用いて方位を探知する装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、例えば特開平４−２１２０８
１号公報に開示された従来の電波の到来時間差により方
位を算出する方位探知装置を示すブロック図である。図
において、１、２は電波を受信する受信アンテナ、３、
４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、１２、１３
は増幅されたＲＦ信号を検波する検波増幅器、１５、１
６はパルスの立ち上がり検出回路、１７はタイムカウン
タ、９は時間差データと１組の受信アンテナ１、２の間
隔から到来方位を検出する方位算出回路である。

【０００３】次に動作について説明する。図１８は、従
来の方位探知装置の動作原理を示す図である。図におい
て、２つの受信アンテナ１、２が間隔ｄで配置されてい
るものとする。受信アンテナ１と受信アンテナ２に到来
する電波は、到来方位θにより光路差があるため、到来
時刻が異なり、到来時間差Δｔを生じる。到来方位θ
と、受信アンテナ１と受信アンテナ２との間において生
じる時間差Δθの間には、電波の伝播速度をｃとする
と、次式が成り立つ。

【０００４】

【数１】ｓｉｎθ＝ｃΔｔ／ｄ ・・・（１） 従って、受信アンテナ１と受信アンテナ２の間に生じる
時間差Δｔを測定することにより、電波の到来方位が算
出できる。

【０００５】従来の方位探知装置では、受信アンテナ
１、２で受信した受信ＲＦ信号を高周波増幅器３、４で
増幅後、検波増幅器１２、１３で検波し、ビデオ信号に
変換する。各々のビデオ信号は、パルスの立ち上がり検
出回路１５、１６により立ち上がりのタイミングが検出
され、タイムカウンタ１７により立ち上がりの時間差を
測定する。立ち上がりの時間差は到来時間差として方位
算出回路９に出力され、上記（１）式に従って到来方位
θを算出する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来の方位探知装置は
以上のように構成されているので、タイムカウンタ１７
のカウンタ間隔以上の精度で時間差測定を行うことは不
可能である問題があった。

【０００７】また、信号の立ち上がりがなまっていた場
合及び信号の振幅値が異なる場合には、スレッショルド
の設定値により時間差測定誤差が生じやすいという問題
もあった。

【０００８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、タイムカウンタのカウント間隔
と同等のＡ／Ｄ変換速度で時間差を精度良く測定できる
とともに、信号の波形の影響を少なくできる方位探知装
置を得ることを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明の方位探知装置は、所定距離離間して配置
され、到来電波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）
の受信アンテナと、前記受信アンテナで受信した信号を
それぞれ増幅する高周波増幅器と、前記増幅された受信
信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算
するクロススペクトル演算器と、ｎ組のクロススペクト
ルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における
位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナ
で受信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器
と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来
方位を演算する方位演算器を有することを特徴とする。

【００１０】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、クロススペクトルが
示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相
の周波数に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受
信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前
記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を
演算する方位演算器を有することを特徴とする。

【００１１】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ増幅する
検波増幅器と、前記検波された受信信号をそれぞれデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号
のｎ組のクロススペクトルを演算するクロススペクトル
演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベ
ルが高い周波数帯における位相の周波数に対する傾きか
ら前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差
を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記所定距
離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算器を有
することを特徴とする。

【００１２】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高周波増幅
器と、前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号のｎ組の
クロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器
と、前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デ
ジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延ク
ロススペクトル演算器と、クロススペクトル及び遅延ク
ロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波
数帯における位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組の
受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する時
間差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基づいて
電波の到来方位を演算する方位演算器を有することを特
徴とする。

【００１３】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、前記到来電波の１波
長分だけ遅延した信号と前記デジタル信号のｎ組のクロ
ススペクトルを演算する遅延クロススペクトル演算器
と、クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示す
コヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周
波数に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信し
た到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前記時
間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算
する方位演算器を有することを特徴とする。

【００１４】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高周波増幅
器と、前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタル信号のｎ組の
クロススペクトルを演算するクロススペクトル演算器
と、到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間か
ら粗時間差を演算する粗時間差演算器と、クロススペク
トルが示すコヒーレンスのレベルが高い周波数帯におけ
る位相の周波数に対する傾き及び前記粗時間差から前記
ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出
する時間差検出器と、前記時間差及び前記所定距離に基
づいて電波の到来方位を演算する方位演算器を有するこ
とを特徴とする。

【００１５】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
しかつ周波数変換する受信機と、前記周波数変換された
受信信号をそれぞれデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器と、前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演
算するクロススペクトル演算器と、到来電波パルスの前
記受信アンテナへの到来時間から粗時間差を演算する粗
時間差演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンス
のレベルが高い周波数帯における位相の周波数に対する
傾き及び前記粗時間差から前記ｎ組の受信アンテナで受
信した到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前
記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を
演算する方位演算器を有することを特徴とする。

【００１６】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテ
ナと、前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅
する高周波増幅器と、前記増幅された受信信号をそれぞ
れデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間
分の波形を切り取る波形切り取り回路と、切り取られた
デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算するクロ
ススペクトル演算器と、ｎ組のクロススペクトルが示す
コヒーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周
波数に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信し
た到来電波の時間差を検出する時間差検出器と、前記時
間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位を演算
する方位演算器を有することを特徴とする。また、所定
距離離間して配置され、到来電波を受信するｎ組ｎ＋１
個（ｎは自然数）の受信アンテナと、前記受信アンテナ
で受信した信号をそれぞれ増幅しかつ周波数変換する受
信機と、前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間分の波
形を切り取る波形切り取り回路と、切り取られたデジタ
ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算するクロススペ
クトル演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンス
のレベルが高い周波数帯における位相の周波数に対する
傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の
時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記
所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算
器を有することを特徴とする。

【００１７】また、所定距離離間して配置され、到来電
波を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、前記受信
アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ増幅する
検波増幅器と、前記検波された受信信号をそれぞれデジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、任意の時間分の波
形を切り取る波形切り取り回路と、切り取られたデジタ
ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算するクロススペ
クトル演算器と、クロススペクトルが示すコヒーレンス
のレベルが高い周波数帯における位相の周波数に対する
傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の
時間差を検出する時間差検出器と、前記時間差及び前記
所定距離に基づいて電波の到来方位を演算する方位演算
器を有することを特徴とする。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づき本発明の実施
の形態について説明する。

【００１９】＜実施の形態１＞図１は、本実施の形態に
おける方位探知装置の構成ブロック図である。図におい
て、１、２は電波を受信する受信アンテナ、３、４は受
信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、５、６は増幅され
たＲＦ信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、
７はデジタルデータのクロススペクトルを計算するクロ
ススペクトル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位
算出回路である。クロススペクトル計算回路７は、入力
したそれぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ
回路及びフーリエ変換した信号のクロススペクトルを計
算する掛け算回路から構成されている。なお、本実施の
形態では、受信アンテナは１組２個の場合を示している
が、２組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよ
い。２組３個の場合については後述の実施形態で説明す
る。

【００２０】図２は受信アンテナ１、２で受信した受信
波形の図であり、図中Ａがアンテナ１で受信した波形、
Ｂがアンテナ２で受信した波形である。到来時間差はΔ
ｔである。

【００２１】次に動作について説明する。

【００２２】図１の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。

【００２３】図３には、このクロススペクトル計算回路
７で行われる処理の内容が示されている。クロススペク
トル計算回路７では、まず入力されたデジタル信号を高
速フーリエ変換し、振幅（Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）と位相
（Ｐｈａｓｅ）が計算される。図３（Ａ）は、波形Ａを
高速フーリエ変換して得られる振幅と位相を示してお
り、図３（Ｂ）は、波形Ｂを高速フーリエ変換して得ら
れる振幅と位相を示している。

【００２４】波形ＡをＡ（ｔ）、波形ＢをＢ（ｔ）とす
ると、この処理は、

【数２】 ＦＦＴ（Ａ（ｔ））＝ｘA （ｆ）＋ｉｙA （ｆ）＝ＸA （ｆ） ・・・（２）

【数３】 ＦＦＴ（Ｂ（ｔ））＝ｘB （ｆ）＋ｉｙB （ｆ）＝ＸB （ｆ） ・・・（３） と表すことができる。ここで、ｆは周波数である。そし
て、振幅Ａｍｐ及び位相Ｐｈａｓｅは、

【数４】 ＡｍｐA （ｆ）＝（ｘA （ｆ）² ＋ｙA （ｆ）² ）^1/2 ・・・（４）

【数５】 ＰｈａｓｅA （ｆ）＝ｃｏｓ^-1｛ｘA （ｆ）／（ｘA （ｆ）² ＋ｙA （ｆ）² ）^1/2 ｝ ・・・（５）

【数６】 ＡｍｐB （ｆ）＝（ｘB （ｆ）² ＋ｙB （ｆ）² ）^1/2 ・・・（６）

【数７】 ＰｈａｓｅB （ｆ）＝ｃｏｓ^-1｛ｘB （ｆ）／（ｘB （ｆ）² ＋ｙB （ｆ）² ）^1/2 ｝ ・・・（７） となる。なお、（４）式〜（７）式は実際には計算する
必要がない。

【００２５】そして、高速フーリエ変換して得られた信
号ＸA （ｆ）及びＸB （ｆ）は、掛け算回路に入力さ
れ、ＸA （ｆ）とＸB （ｆ）の複素共役ＸB （ｆ）^* を
掛け算することによりクロススペクトルが算出される。
すなわち、

【数８】 ＸA （ｆ）・ＸB （ｆ）^* ＝｛ｘA （ｆ）＋ｉｙA （ｆ）｝・｛ｘB （ｆ）− ｉ ｙB （ｆ）｝ ＝ｘC （ｆ）＋ｉｙC （ｆ） ・・・（８） であり、コヒーレンス（Ｃｏｈｅｒｅｎｃｅ）と位相
（Ｐｈａｓｅ）は、

【数９】 Ｃｏｈ（ｆ）＝（ｘC （ｆ）2 ＋ｙC （ｆ）2 ）1/2 ・・・（９）

【数１０】 Ｐｈａｓｅ（ｆ）＝ｃｏｓ^-1｛ｘC （ｆ）／（ｘC （ｆ）² ＋ｙC （ｆ）² ）^1/2 ｝ ・・・（１０） となる。図３（Ｃ）には、このようにして算出されるコ
ヒーレンスと位相が示されている。算出されたコヒーレ
ンス及び位相は時間差検出回路８に出力される。時間差
検出回路８では、コヒーレンスの高い周波数帯での位相
の傾きａを求める。ここで、到来時間差Δｔにより受信
波形Ａ、Ｂにδだけの位相のずれが生じた（但し１波長
以内とする）とすると、δとΔｔは比例するので、

【数１１】 δ：２π＝Δｔ：１／ｆ ・・・（１１） の関係があるから、

【数１２】 Δｔ＝δ／（２πｆ） ・・・（１２） となる。従って、傾きａ（＝δ／ｆ）と到来時間差との
間には、

【数１３】 Δｔ＝ａ／２π ・・・（１３） の関係があるから、求めた傾きａから一義的に到来時間
差Δｔを算出することができる。このようにして算出さ
れた到来時間差Δｔは、方位算出回路９に出力される。
方位算出回路９では、入力された到来時間差Δｔと受信
アンテナ１、２の間隔ｄを用いて、上述の（１）式に従
い電波の到来方位を算出できる。

【００２６】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルを利用して高精度に電波の方位を得ることがで
きる。

【００２７】＜実施の形態２＞上述した実施の形態１で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、ＩＦ信号に周波数変換した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。

【００２８】図４は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１０、１１は受信した信号の増幅及び周波数変換を
行う受信機、５、６は増幅され周波数変換されたＩＦ信
号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、７はデジ
タルデータのクロススペクトルを計算するクロススペク
トル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路
である。クロススペクトル計算回路７は、入力したそれ
ぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及び
フーリエ変換した信号のクロススペクトルを計算する掛
け算回路から構成されている。なお、本実施の形態で
は、受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２
組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。２組
３個の場合については後述の実施形態で説明する。

【００２９】次に動作について説明する。

【００３０】図４の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、受信機１０、１１に出力される。受信機
１０、１１では、入力した受信信号を増幅し、さらに所
定の周波数に変換してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５、６では、所定のサンプリングタイミン
グで入力した受信ＩＦ信号をデジタルデータに変換し、
クロススペクトル計算回路７に出力する。クロススペク
トル計算回路７では、実施の形態１と同様に、まず２つ
の受信波形をそれぞれ高速フーリエ変換し、得られた結
果を掛け算してクロススペクトルを算出する。そして、
得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位相は時
間差検出回路８に出力される。時間差検出回路８では、
コヒーレンスの高い周波数帯における位相の傾きを求
め、上記の（１３）式に従って到来時間差を算出する。
得られた到来時間差は方位算出回路９に出力され、方位
算出回路９では、上記の（１）式に従い電波の到来方位
を算出する。

【００３１】＜実施の形態３＞上述した実施の形態１で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、検波したビデオ信号をＡ／Ｄ変換してもよい。

【００３２】図５は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１２、１３は受信した信号の検波及び増幅を行う検
波増幅器、５、６は検波増幅されたビデオ信号をデジタ
ルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータ
のクロススペクトルを計算するクロススペクトル計算回
路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路である。ク
ロススペクトル計算回路７は、入力したそれぞれの受信
信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変
換した信号のクロススペクトルを計算する掛け算回路か
ら構成されている。なお、本実施の形態では、受信アン
テナは１組２個の場合を示しているが、２組３個、３組
４個・・・のいずれを用いてもよい。

【００３３】次に動作について説明する。

【００３４】図５の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、検波増幅器１２、１３に出力される。検
波増幅器１２、１１では、入力した受信信号を検波増幅
し、ビデオ信号としてＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。
Ａ／Ｄ変換器５、６では、所定のサンプリングタイミン
グで入力した受信ビデオ信号をデジタルデータに変換
し、クロススペクトル計算回路７に出力する。クロスス
ペクトル計算回路７では、実施の形態１と同様に、まず
２つの受信波形をそれぞれ高速フーリエ変換し、得られ
た結果を掛け算してクロススペクトルを算出する。そし
て、得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位相
は時間差検出回路８に出力される。時間差検出回路８で
は、コヒーレンスの高い周波数帯における位相の傾きを
求め、上記の（１３）式に従って到来時間差を算出す
る。得られた到来時間差は方位算出回路９に出力され、
方位算出回路９では、上記の（１）式に従い電波の到来
方位を算出する。

【００３５】＜実施の形態４＞上述した実施の形態１、
２、３においては、受信アンテナ１、２間の間隔が受信
対象電波の１波長以上ある場合、電波の到来方位によっ
ては位相のアンビギュイティ（あいまいさ）を生じるこ
とがある。すなわち、到来電波の位相のずれが、δ＋２
ｎπ（ｎ＝０、１、２・・）のいずれであるかが区別で
きない場合がある。本実施形態は、このような位相のア
ンビギュイティを解決するものである。

【００３６】図６は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータのクロススペクト
ルを計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検
出回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計
算回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリ
エ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロ
ススペクトルを計算する掛け算回路から構成されてい
る。また、１４は任意の時間差だけ遅延させたデジタル
信号のクロススペクトルを計算する遅延クロススペクト
ル計算回路であり、その構成は遅延回路とクロススペク
トル回路７と同様なＦＦＴ回路、掛け算回路から構成さ
れている。遅延クロススペクトル計算回路１４の出力は
時間差検出回路８に入力される。従って、時間差検出回
路８には、クロススペクトル計算回路７からのコヒーレ
ンスと位相の他、遅延クロススペクトル計算回路１４か
らのコヒーレンスと位相も入力されることになる。な
お、本実施の形態では、受信アンテナは１組２個の場合
を示しているが、２組３個、３組４個・・・のいずれを
用いてもよい。

【００３７】次に動作について説明する。

【００３８】図６の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。また、Ａ／Ｄ変換器５からのデジタル信号
は、遅延クロススペクトル計算回路１４にも出力され
る。クロススペクトル計算回路７では、実施の形態１と
同様に、まず２つの受信波形Ａ（ｔ）、Ｂ（ｔ）をそれ
ぞれ高速フーリエ変換し、得られた結果ＸA（ｆ）、ＸB
（ｆ）を掛け算してクロススペクトルを算出する。そ
して、得られたクロススペクトルのコヒーレンス及び位
相は時間差検出回路８に出力される。一方、遅延クロス
スペクトル計算回路１４では、まずクロススペクトル計
算回路７において波形Ａ（ｔ）を高速フーリエ変換して
得られた結果ＸA （ｆ）のピークの周波数の周期に相当
する時間分だけ遅延回路で波形Ａ（ｔ）を遅延させる
（この遅延波形をＣ（ｔ）とする）。そして、この遅延
波形Ｃ（ｔ）を高速フーリエ変換し、得られた結果ＸC
（ｆ）をクロススペクトル計算回路７で波形Ａ（ｔ）を
高速フーリエ変換して得られた結果ＸA （ｆ）と掛け算
して遅延クロススペクトルを算出する。

【００３９】図７には、クロススペクトル計算回路７及
び遅延クロススペクトル計算回路１４で行われる処理の
内容が示されている。図７（Ａ）はクロススペクトル計
算回路７で得られる波形Ａ（ｔ）の高速フーリエ変換結
果の振幅と位相である。また、図７（Ｂ）はクロススペ
クトル計算回路７で得られる波形Ｂ（ｔ）の高速フーリ
エ変換結果の振幅と位相であり、図７（Ｃ）はこれらの
結果を掛け算して得られるクロススペクトルのコヒーレ
ンス及び位相である。また、図７（Ｄ）は遅延クロスス
ペクトル計算回路１４で得られる波形Ａ（ｔ）を遅延さ
せた波形Ｃ（ｔ）の高速フーリエ変換結果の振幅と位相
であり、図７（Ｅ）は波形Ａ（ｔ）の高速フーリエ変換
結果（図７（Ａ））と波形Ｃ（ｔ）の高速フーリエ変換
結果（図７（Ｄ））を掛け算して得られる遅延クロスス
ペクトルのコヒーレンス及び位相である。これら２つの
クロススペクトル結果が時間差検出回路８に出力され
る。

【００４０】時間差検出回路８では、図７（Ｃ）に示さ
れたコヒーレンス及び位相からコヒーレンスの高い周波
数帯における位相の傾きａ1 を求めるとともに、図７
（Ｅ）に示されたコヒーレンス及び位相からコヒーレン
スの高い周波数帯における位相の傾きａ2 を求める。そ
して、これら２つの傾きの比ａ１／ａ２の整数部分ｎを
求め、さらに、

【数１４】 Δｔ＝ａ１／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１４） により到来時間差Δｔを算出する。算出された到来時間
差Δｔは方位算出回路９に出力される。方位算出回路９
では、上記の（１）式に従って電波の到来方位を得るこ
とができる。

【００４１】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルと遅延クロススペクトルを用いることにより、
位相のアンビギュイティを解消して電波の到来方位を高
精度に求めることができる。

【００４２】なお、本実施の形態では、高周波増幅器
３、４で増幅された信号を処理したが、高周波増幅器
３、４の変わりに増幅及び周波数変換を行う受信機１
０、１１（図４参照）を用いて、周波数変換した信号を
処理することも可能であり、周波数変換された後の信号
の処理は上述した実施の形態４と同様である。

【００４３】＜実施の形態５＞上述した実施の形態４で
は、遅延クロススペクトルを用いることにより位相のア
ンビギュイティを解決したが、本実施形態では、他の構
成により位相のアンビギュイティを解決する場合を示
す。

【００４４】図８は、本実施形態の構成ブロック図であ
る。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、７はデジタルデータのクロススペクト
ルを計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検
出回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計
算回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリ
エ変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロ
ススペクトルを計算する掛け算回路から構成されてい
る。また、１８は、従来の方位探知装置と同じ構成の粗
時間差測定回路であり、波形の立ち上がりを検出する立
ち上がり検出回路１５、１６及び立ち上がりの時間差を
測定するタイムカウンタ１７から構成されている。この
粗時間差測定回路１８で測定された粗時間差は時間差検
出回路８に供給される。従って、時間差検出回路８に
は、粗時間差測定回路１８からの粗時間差データとクロ
ススペクトル計算回路７からのコヒーレンスと位相デー
タが入力されることになる。なお、本実施の形態では、
受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２組３
個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。

【００４５】次に動作について説明する。

【００４６】図８の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ１、
２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。高周
波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅してＡ／
Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６では、
所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号をデ
ジタルデータに変換し、クロススペクトル計算回路７に
出力する。クロススペクトル計算回路７では、上述した
各実施の形態と同様にしてクロススペクトルを計算し、
コヒーレンスと位相を時間差計算回路８に出力する。一
方、高周波増幅器５、６からの受信信号は、粗時間差測
定回路１８にも入力される。粗時間差測定回路１８で
は、まず、立ち上がり検出回路１５、１６でそれぞれ受
信波形Ａ、Ｂの立ち上がりを検出し、その検出信号をタ
イムカウンタ１７に出力する。タイムカウンタ１７で
は、入力した２つの検出信号に基づいて２つの受信波形
Ａ、Ｂの到来粗時間差Δｔ1 を求め、時間差検出回路８
に出力する。

【００４７】図９は、粗時間差測定回路１８で測定され
る粗時間差Δｔ1 及びクロススペクトル計算回路７での
処理内容を示す。図９（Ａ）は２つの到来電波波形Ａ、
Ｂの粗時間差を示しており、両波形の立ち上がりの時間
差が粗時間差となる。また、図９（Ｂ）、（Ｃ）、
（Ｄ）はそれぞれクロススペクトル計算回路７での波形
Ａの高速フーリエ変換結果、波形Ｂの高速フーリエ変換
結果及びクロススペクトル計算結果である。これらのデ
ータが時間差検出回路８に出力される。

【００４８】そして、時間差検出回路８では、以下のよ
うにして到来時間差Δｔを算出する。すなわち、まず、
クロススペクトル計算回路８から出力されたコヒーレン
スのレベルが高い周波数帯ｆとそのときの位相の傾きａ
を求める。次に、粗時間差測定回路１８から出力された
粗時間差Δｔ1 とコヒーレンスのレベルの高い周波数ｆ
の積の整数部分ｎを求める。そして、このｎを用いて

【数１５】 Δｔ＝ａ／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１５） により到来時間差Δｔを算出する。算出された到来時間
差Δｔは方位算出回路９に出力される。方位算出回路９
では、上記の（１）式に従って電波の到来方位を得るこ
とができる。

【００４９】このように、本実施の形態では、クロスス
ペクトルと従来の粗時間差を用いることにより、位相の
アンビギュイティを解消して電波の到来方位を高精度に
求めることができる。

【００５０】なお、本実施の形態では、高周波増幅器
３、４で増幅された信号を処理したが、高周波増幅器
３、４の変わりに増幅及び周波数変換を行う受信機１
０、１１（図４参照）を用いて、周波数変換した信号を
処理することも可能であり、周波数変換された後の信号
の処理は上述した実施の形態５と同様である。

【００５１】＜実施の形態６＞上述した実施の形態４、
５では位相のアンビギュイティを解決する手段について
説明したが、本実施の形態では方位のアンビギュイティ
を解決する手段を示す。方位のアンビギュイティとは、
１組２個の受信アンテナを用いた場合、受信アンテナに
到来する電波の時間差が同一である方位が複数存在し得
るため、正確な到来方位を検出できないことをいう。

【００５２】図１０は、本実施の形態の構成ブロック図
である。基本構成は図１の構成と同様であり、図１の構
成において受信アンテナが２組３個の場合に相当する。
図において、１９は第３の受信アンテナ、２０は第３の
高周波増幅器、２１は第３のＡ／Ｄ変換器、２２は第２
のクロススペクトル計算回路である。クロススペクトル
計算回路７は、図１と同様に受信信号Ａと受信信号Ｂを
それぞれ高速フーリエ変換し、さらにこれらのクロスス
ペクトルを計算してコヒーレンスと位相を求める。一
方、クロススペクトル計算回路２２は、受信信号Ｂと第
３の受信アンテナ１９で受信した信号Ｃをそれぞれ高速
フーリエ変換し、さらにこれらのクロススペクトルを計
算してコヒーレンスと位相を求める。従って、時間差検
出回路８には、２個のクロススペクトル計算回路７、２
２からのコヒーレンスと位相データが入力されることに
なる。なお、本実施の形態では、受信アンテナは２組３
個の場合を示しているが、３組４個、４組５個・・・の
いずれを用いることも可能である。

【００５３】次に動作について説明する。

【００５４】図１０の方位探知装置に電波が到来した場
合、図２に示すような波形Ａ、Ｂ及び第３の波形Ｃがそ
れぞれ受信アンテナ１、２、１９で受信され、高周波増
幅器３、４、２０に出力される。高周波増幅器３、４、
２０では、入力した受信信号を増幅してＡ／Ｄ変換器
５、６、２１に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６、２１で
は、所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号
をデジタルデータに変換し、Ａ／Ｄ変換器５、６はクロ
ススペクトル計算回路７に出力し、Ａ／Ｄ変換器６、２
１はクロススペクトル計算回路２２に出力する。クロス
スペクトル計算回路７では、上述した各実施の形態と同
様にしてクロススペクトルを計算し、コヒーレンスと位
相を時間差計算回路８に出力する。一方、クロススペク
トル計算回路２２は、波形Ｂと波形Ｃのクロススペクト
ルを計算する。

【００５５】図１１は、クロススペクトル計算回路７、
２２の処理内容を示す。図１１（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）
はクロススペクトル計算回路７の処理であり、それぞれ
受信信号波形Ａの高速フーリエ変換処理、受信信号波形
Ｂの高速フーリエ変換処理、両者のクロススペクトルの
結果である。また、図１１（Ｄ）、（Ｂ）、（Ｅ）はク
ロススペクトル計算結果２２の処理であり、それぞれ受
信信号波形Ｂの高速フーリエ変換処理、受信信号波形Ｃ
の高速フーリエ変換処理、両者のクロススペクトルの結
果である。なお、図１１（Ｂ）は両クロススペクトル計
算回路で重複しているが、いずれか一方のクロススペク
トル計算回路で得られた高速フーリエ変換結果ＸB を他
方のクロススペクトル計算回路で利用する構成とするこ
とも可能である（図１０の構成は、このような利用によ
り構成の簡易化を図っている）。そして、図１１（Ｃ）
に示すコヒーレンスと位相及び図１１（Ｅ）に示すコヒ
ーレンスと位相はともに時間差検出回路８に出力され
る。

【００５６】時間差検出回路８では、クロススペクトル
計算回路７から出力されたコヒーレンスのレベルの高い
周波数帯ｆ1 及びそのときの位相の傾きａ1 と、クロス
スペクトル計算回路２２から出力されたコヒーレンスの
レベルの高い周波数帯ｆ2 とそのときの位相の傾きａ2
を求める。そして、ｎ＝０、１、２・・として

【数１６】 Δｔ＝ａ／２π＋ｎ／ｆ ・・・（１６） の中から可能性のある時間差Δｔ1 及びΔｔ2 を複数求
める。求めた到来時間差候補は方位算出回路９に出力さ
れる。方位算出回路９では、時間差検出回路８から出力
された到来時間差Δｔ1 、Δｔ2 及び受信アンテナ１と
２、２と１９の間隔に基づき、上記の（１）式を用いて
到来の可能性がある方位の候補をそれぞれ求める。そし
て、これら２系統でそれぞれ算出された候補方位に共通
に含まれる方位を抽出すれば、本来の電波の到来方位を
得ることができる。 ＜実施の形態７＞上述した実施の形態６では、高周波増
幅器で増幅された受信信号を処理して方位のアンビギュ
イティを解消したが、同様の処理を周波数変換された受
信信号で行うことも可能である。

【００５７】図１２は、本実施の形態の構成ブロック図
である。基本構成は図４の構成と同様であり、図４の構
成において受信アンテナが２組３個の場合に相当する。
図において、１９は第３の受信アンテナ、２３は増幅及
び周波数変換を行う第３の受信機、２１は第３のＡ／Ｄ
変換器、２２は第２のクロススペクトル計算回路であ
る。クロススペクトル計算回路７は、図４と同様に受信
信号Ａと受信信号Ｂをそれぞれ高速フーリエ変換し、さ
らにこれらのクロススペクトルを計算してコヒーレンス
と位相を求める。一方、クロススペクトル計算回路２２
は、受信信号Ｂと第３の受信アンテナ１９で受信した信
号Ｃをそれぞれ高速フーリエ変換し、さらにこれらのク
ロススペクトルを計算してコヒーレンスと位相を求め
る。従って、時間差検出回路８には、２個のクロススペ
クトル計算回路７、２２からのコヒーレンスと位相デー
タが入力されることになる。時間差検出回路８及び方位
算出回路９の動作は上述の実施形態６と同様であり、方
位のアンビギュイティを解消して正確な電波の到来方位
を得ることができる。

【００５８】なお、本実施の形態では、受信アンテナは
２組３個の場合を示しているが、３組４個、４組５個・
・・のいずれを用いることも可能である。

【００５９】また、実施の形態３でも述べたが、受信機
１０、１１、２３の代わりに検波増幅器を用いてビデオ
信号とし、このビデオ信号を処理して方位のアンビギュ
イティを解消することも可能である。

【００６０】＜実施の形態８＞上述した各実施の形態で
は、図１３に示すように電波の反射等の影響により受信
波形の終端が歪んだ場合（図中アの部分）、測定精度が
低下する可能性がある。そこで、本実施の形態では、こ
のように波形が歪んだ場合にも対応して高精度の測定を
維持する手段について説明する。

【００６１】図１４は、本実施の形態の構成ブロック図
である。図において、１、２は電波を受信する受信アン
テナ、３、４は受信ＲＦ信号を増幅する高周波増幅器、
５、６は増幅されたＲＦ信号をデジタルデータに変換す
るＡ／Ｄ変換器、２３、２４は受信した信号波形を任意
の時間分だけ切り取る波形切り取り回路、７はデジタル
データのクロススペクトルを計算するクロススペクトル
計算回路、８は時間差検出回路、９は方位算出回路であ
る。クロススペクトル計算回路７は、入力したそれぞれ
の受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ回路及びフー
リエ変換した信号のクロススペクトルを計算する掛け算
回路から構成されている。波形切り取り回路２３、２４
以外は図１の構成と同一である。なお、本実施の形態で
は、受信アンテナは１組２個の場合を示しているが、２
組３個、３組４個・・・のいずれを用いてもよい。

【００６２】次に動作について説明する。

【００６３】図１４の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、高周波増幅器３、４に出力される。
高周波増幅器３、４では、入力した受信信号を増幅して
Ａ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器５、６で
は、所定のサンプリングタイミングで入力した受信信号
をデジタルデータに変換し、波形切り取り回路２３、２
４に出力する。波形切り取り回路２３、２４では、入力
した波形のうち、任意の時間分の波形だけを切り取り、
クロススペクトル計算回路７に出力する。従って、クロ
ススペクトル回路７には、図１３に示すような終端が歪
んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１と同様の処
理を行うことにより高精度のクロススペクトル演算を行
うことができる。

【００６４】なお、切り取り時間は任意に設定でき、到
来方位の演算結果に基づいて設定した切り取り時間を適
宜変更できる構成とするのが望ましい。

【００６５】＜実施の形態９＞上述した実施の形態８で
は、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明し
たが、ＩＦ信号に周波数変換した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。

【００６６】図１５は、本実施形態の構成ブロック図で
ある。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１０、１１は受信した信号の増幅及び周波数変換を
行う受信機、５、６は増幅され周波数変換されたＩＦ信
号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器、２３、２
４は受信した信号波形を任意の時間分だけ切り取る波形
切り取り回路、７はデジタルデータのクロススペクトル
を計算するクロススペクトル計算回路、８は時間差検出
回路、９は方位算出回路である。クロススペクトル計算
回路７は、入力したそれぞれの受信信号を高速フーリエ
変換するＦＦＴ回路及びフーリエ変換した信号のクロス
スペクトルを計算する掛け算回路から構成されている。
波形切り取り回路２３、２４以外は図４の構成と同一で
ある。なお、本実施の形態では、受信アンテナは１組２
個の場合を示しているが、２組３個、３組４個・・・の
いずれを用いてもよい。

【００６７】次に動作について説明する。

【００６８】図１５の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、受信機１０、１１に出力される。受
信機１０、１１では、入力した受信信号を増幅、周波数
変換してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換器
５、６では、所定のサンプリングタイミングで入力した
受信信号をデジタルデータに変換し、波形切り取り回路
２３、２４に出力する。波形切り取り回路２３、２４で
は、入力した波形のうち、任意の時間分の波形だけを切
り取り、クロススペクトル計算回路７に出力する。従っ
て、クロススペクトル回路７には、図１３に示すような
終端が歪んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１と
同様の処理を行うことにより高精度のクロススペクトル
演算を行うことができる。

【００６９】＜実施の形態１０＞上述した実施の形態８
では、受信信号を直接Ａ／Ｄ変換した場合について説明
したが、受信信号を検波増幅した信号をＡ／Ｄ変換して
もよい。

【００７０】図１６は、本実施形態の構成ブロック図で
ある。図において、１、２は電波を受信する受信アンテ
ナ、１２、１３は受信した信号の増幅及び検波を行う検
波増幅器、５、６は検波されたビデオ信号をデジタルデ
ータに変換するＡ／Ｄ変換器、２３、２４は受信した信
号波形を任意の時間分だけ切り取る波形切り取り回路、
７はデジタルデータのクロススペクトルを計算するクロ
ススペクトル計算回路、８は時間差検出回路、９は方位
算出回路である。クロススペクトル計算回路７は、入力
したそれぞれの受信信号を高速フーリエ変換するＦＦＴ
回路及びフーリエ変換した信号のクロススペクトルを計
算する掛け算回路から構成されている。波形切り取り回
路２３、２４以外は図５の構成と同一である。なお、本
実施の形態では、受信アンテナは１組２個の場合を示し
ているが、２組３個、３組４個・・・のいずれを用いて
もよい。

【００７１】次に動作について説明する。

【００７２】図１６の方位探知装置に電波が到来した場
合、図１３に示すような波形がそれぞれ受信アンテナ
１、２で受信され、検波増幅器１２、１３に出力され
る。検波増幅器１２、１３では、入力した受信信号を検
波増幅してＡ／Ｄ変換器５、６に出力する。Ａ／Ｄ変換
器５、６では、所定のサンプリングタイミングで入力し
た受信信号をデジタルデータに変換し、波形切り取り回
路２３、２４に出力する。波形切り取り回路２３、２４
では、入力した波形のうち、任意の時間分の波形だけを
切り取り、クロススペクトル計算回路７に出力する。従
って、クロススペクトル回路７には、図１３に示すよう
な終端が歪んだ波形は入力されず、以後は実施の形態１
と同様の処理を行うことにより高精度のクロススペクト
ル演算を行うことができる。なお、図６、図８、図１
０、図１２の構成においても同様に切り取り回路を設け
ることができるのは明らかであろう。

【００７３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
クロススペクトルを計算し、コヒーレンスの高い周波数
帯における位相の傾きから到来時間差を求めるので、到
来電波の振幅差などの影響を受けることなく精度良く電
波の到来方位を求めることができる。

【００７４】また、位相のアンビギュイティあるいは方
位のアンビギュイティを効果的に除去して到来方位の精
度を高めることができる。

【００７５】さらに、受信波形に歪みが生じていても、
その影響を受けることなく、高精度の方位探知を行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施の形態１に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。

【図２】 到来電波を示す説明図である。

【図３】 図１の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。

【図４】 本発明の実施の形態２に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。

【図５】 本発明の実施の形態３に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。

【図６】 本発明の実施の形態４に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。

【図７】 図６の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。

【図８】 本発明の実施の形態５に係る方位探知装置の
構成ブロック図である。

【図９】 図８の方位探知装置の処理内容を示す説明図
である。

【図１０】 本発明の実施の形態６に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。

【図１１】 図１０の方位探知装置の処理内容を示す説
明図である。

【図１２】 本発明の実施の形態７に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。

【図１３】 到来電波の歪みを示す説明図である。

【図１４】 本発明の実施の形態８に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。

【図１５】 本発明の実施の形態９に係る方位探知装置
の構成ブロック図である。

【図１６】 本発明の実施の形態１０に係る方位探知装
置の構成ブロック図である。

【図１７】 従来の方位探知装置の構成ブロック図であ
る。

【図１８】 方位探知の基本原理を示す説明図である。

【符号の説明】

１、２、９ 受信アンテナ、３、４、２０ 高周波増幅
器、５、６、２１ Ａ／Ｄ変換器、７、２２ クロスス
ペクトル計算回路、８ 時間差検出回路、９方位算出回
路、１０、１１、２３ 受信機、１２、１３ 検波増幅
器、１４ 遅延クロススペクトル計算回路、１５、１６
立ち上がり検出回路、１７ タイムカウンタ、１８
粗時間差測定回路、２４、２５ 波形切り取り回路、２
６、２７ 到来電波。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小林 正明 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−268476（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−351015（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−280074（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−47971（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−123367（ＪＰ，Ａ) 特公 昭56−21105（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01S 3/00 - 3/86

Claims (10)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
   周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
   するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 ｎ組のクロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが
   高い周波数帯における位相の周波数に対する傾きから前
   記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検
   出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
2. 【請求項２】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
   周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
   に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
   波数帯における位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組
   の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する
   時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
3. 【請求項３】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ
   増幅する検波増幅器と、 前記検波された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
   するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
   波数帯における位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組
   の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する
   時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
4. 【請求項４】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
   周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
   するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デジタ
   ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延クロス
   スペクトル演算器と、 クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示すコヒ
   ーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周波数
   に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到
   来電波の時間差を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
5. 【請求項５】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
   周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
   に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 前記到来電波の１波長分だけ遅延した信号と前記デジタ
   ル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する遅延クロス
   スペクトル演算器と、 クロススペクトル及び遅延クロススペクトルが示すコヒ
   ーレンスのレベルが高い周波数帯における位相の周波数
   に対する傾きから前記ｎ組の受信アンテナで受信した到
   来電波の時間差を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
6. 【請求項６】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
   周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
   するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間から粗
   時間差を演算する粗時間差演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
   波数帯における位相の周波数に対する傾き及び前記粗時
   間差から前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の
   時間差を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
7. 【請求項７】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
   周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
   に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル信号のｎ組のクロススペクトルを演算する
   クロススペクトル演算器と、 到来電波パルスの前記受信アンテナへの到来時間から粗
   時間差を演算する粗時間差演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
   波数帯における位相の周波数に対する傾き及び前記粗時
   間差から前記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の
   時間差を検出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
8. 【請求項８】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅する高
   周波増幅器と、 前記増幅された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
   するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
   演算するクロススペクトル演算器と、 ｎ組のクロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが
   高い周波数帯における位相の周波数に対する傾きから前
   記ｎ組の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検
   出する時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
9. 【請求項９】 所定距離離間して配置され、到来電波を
   受信するｎ組ｎ＋１個（ｎは自然数）の受信アンテナ
   と、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ増幅しかつ
   周波数変換する受信機と、 前記周波数変換された受信信号をそれぞれデジタル信号
   に変換するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
   演算するクロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
   波数帯における位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組
   の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する
   時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
   を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
   知装置。
10. 【請求項１０】 所定距離離間して配置され、到来電波
    を受信するｎ組ｎ＋１個の受信アンテナと、 前記受信アンテナで受信した信号をそれぞれ検波しかつ
    増幅する検波増幅器と、 前記検波された受信信号をそれぞれデジタル信号に変換
    するＡ／Ｄ変換器と、 任意の時間分の波形を切り取る波形切り取り回路と、 切り取られたデジタル信号のｎ組のクロススペクトルを
    演算するクロススペクトル演算器と、 クロススペクトルが示すコヒーレンスのレベルが高い周
    波数帯における位相の周波数に対する傾きから前記ｎ組
    の受信アンテナで受信した到来電波の時間差を検出する
    時間差検出器と、 前記時間差及び前記所定距離に基づいて電波の到来方位
    を演算する方位演算器を有することを特徴とする方位探
    知装置。