JP3266697B2

JP3266697B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP3266697B2
Application number: JP13965893A
Authority: JP
Inventors: 隆神原; 春男永瀬; 正二郎木戸; 俊朗中村
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-06-10
Filing date: 1993-06-10
Publication date: 2002-03-18
Anticipated expiration: 2017-03-18
Also published as: JPH06351259A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源の電圧変換を
コンバータ部で行うと共に、コンバータ部から供給され
る直流電力を交流電力にインバータ部で変換し、インバ
ータ部の出力に接続されたコンデンサの両端電圧を電源
として負荷回路に供給する電源装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】電源装置としては、直流電源から供給さ
れる電力を負荷回路に必要な電力に変換して供給するも
のがある。この種の従来の電源装置を図２５に示す。こ
の電源装置では、直流電源Ｖ_Sの電圧をフライバックタ
イプのコンバータ部１で直流電圧の変換を行い、その電
圧変換して得られた直流電力をインバータ部２で交流電
力に変換し、インバータ部２の出力に接続されたコンデ
ンサＣ₁の両端電圧を電源として負荷回路３に供給する
ようになっている。

【０００３】コンバータ部１では、直流電源Ｖ_Sの両端
にトランスＴ₁の１次巻線Ｌ₁とスイッチング素子Ｑ₀
との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ₀のオン，
オフによりトランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂に誘起される電
力を、整流用ダイオードＤ₁を介してインバータ部２に
供給する。ここで、上記コンバータ部１はフライバック
タイプであるので、２次巻線はトランスＴ₁の１次巻線
Ｌ₁と逆極性で巻装してあり、スイッチング素子Ｑ₀の
オン時にトランスＴ₁に蓄積されたエネルギにより、ス
イッチング素子Ｑ₀のオフ時に２次巻線Ｌ₂に誘起され
る電圧をインバータ部２に印加するようになっている。

【０００４】インバータ部２はいわゆるフルブリッジ構
成のもので、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂と整流用ダイ
オードＤ₁との直列回路の両端に、スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂及びスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄の直列回路を
並列接続し、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とスイッチン
グ素子Ｑ₃，Ｑ₄の夫々の接続点間にコンデンサＣ₁を
接続し、コンデンサＣ₁の両端に負荷回路３を並列接続
してある。

【０００５】このインバータ部２では、図中の対角位置
のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄及びスイッチング素子Ｑ
₂，Ｑ₃を組とし、各組毎に交互にオン，オフし、スイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄のオン時とスイッチング素子Ｑ
₂，Ｑ₃のオン時とで、異なる方向の電流をコンデンサ
Ｃ₁に流し、コンデンサＣ₁の両端電圧を負荷回路３に
電源として供給するようにしてある。

【０００６】上記電源装置の場合、スイッチング素子Ｑ
₁〜Ｑ₄のスイッチング周波数よりも高いスイッチング
周波数でスイッチング素子Ｑ₀がスイッチング制御され
る。つまりは、スイッチング素子Ｑ₀を高周波的に動作
させ、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄を低周波的に動作さ
せる。そして、スイッチング素子Ｑ₀をＰＷＭ制御ある
いは周波数制御することによりインバータ部２に供給さ
れる電力を調整し、負荷回路３に供給する電力を所望の
値に調整するようにしてある。

【０００７】なお、この電源装置の動作は本発明の実施
例（実施例１）とほぼ同じであるので、詳細な動作説明
は省略する。直流電力を交流電力に変換して負荷回路に
供給する電源装置で別構成のものを図２６に示す。この
電源装置は、特開平４−２８１３６９号公報に示された
ものであり、直流電源Ｖ_Sの両端にスイッチング素子Ｑ
₀を介してインダクタンス素子Ｌ₁，Ｌ₂を接続し、イ
ンダクタンスＬ₁，Ｌ₂の直列回路の両端にダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂を介してスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を接続
し、インダクタンス素子Ｌ₁，Ｌ₂の接続点とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間にコンデンサＣ₁と
負荷としての放電灯ＬＰとの並列回路を接続してある。
なお、上記電源装置では、インダクタンス素子Ｌ₁，Ｌ
₂として中間タップを有するチョークコイルを用いて構
成してある。

【０００８】この電源装置は、スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂を低周波的にオン，オフし、スイッチング素子Ｑ₀
を高周波的にオン，オフする。いま、スイッチング素子
Ｑ₁がオンのときに、スイッチング素子Ｑ₀がオンする
と、直流電源Ｖ_S、スイッチング素子Ｑ₀、インダクタ
ンス素子Ｌ₁，Ｌ₂、直流電源Ｖ_Sの経路で電流が流れ
る。その後、スイッチング素子Ｑ₀がオフすると、イン
ダクタンス素子Ｌ₁に蓄積されたエネルギにより、イン
ダクタンス素子Ｌ₁、コンデンサＣ₁、スイッチング素
子Ｑ₁、ダイオードＤ₁、インダクタンス素子Ｌ₁の経
路で電流が流れる。この動作がスイッチング素子Ｑ₁の
オン期間に繰り返される。

【０００９】一方、スイッチング周波数Ｑ₂のオン時に
は、スイッチング素子Ｑ₀のオン時に、インダクタンス
Ｌ₂に蓄積されたエネルギで、スイッチング素子Ｑ₀の
オフ時に、インダクタンスＬ₂、ダイオードＤ₂、スイ
ッチング素子Ｑ₂、コンデンサＣ₁、インダクタンス素
子Ｌ₂の経路で、スイッチング素子Ｑ₁のオン時とは逆
方向の電流が流される動作が繰り返される。これによ
り、コンデンサＣ₁の平滑作用により両端に矩形波電圧
が発生し、この矩形波電圧が放電灯ＬＰに電源として供
給される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上記図２５の電源装置
のコンバータ部１のスイッチング素子Ｑ₀としてはＦＥ
Ｔを用いてあり、ＦＥＴは逆並列に接続される形の寄生
ダイオードを備えている。上記スイッチング素子Ｑ₀と
して用いられたＦＥＴでは、トランスＴ₁の１次巻線Ｌ
₁に逆起電圧が誘起されたとき、寄生ダイオードを介し
て直流電源Ｖ_Sに回生電流を流すことにより、逆電圧印
加による破壊が防止されている。ここで、スイッチング
素子Ｑ₀としては、トランジスタやＩＧＢＴ（insulate
d-gate bipolar transistor ，別名バイポーラ形ＭＯＳ
ＦＥＴとも呼ばれる) などの他のスイッチング素子を用
いる場合もあるが、この場合においても逆電圧印加によ
る破壊を防止するために、スイッチング素子と逆並列に
ダイオードが接続される。

【００１１】いま、インバータ部２でスイッチング素子
Ｑ₃，Ｑ₂のオンの状態からスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₄のオンに切り換わる時点を考える。スイッチング素子
Ｑ₃，Ｑ₂のオン時には、コンデンサＣ₁は図示状態の
極性で充電されている。この状態で、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₄がオンとなると、上記コンデンサＣ₁の充電
電荷を電源として、コンデンサＣ₁、スイッチング素子
Ｑ₄、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂、ダイオードＤ₁、
トランジスタＱ₁、コンデンサＣ₁の図中のイで示す経
路で電流が流れる。また、このとき、トランスＴ₁の２
次巻線Ｌ₂に流れる電流による電圧がトランスＴ₁の１
次巻線Ｌ₁に誘起され、１次巻線Ｌ₁、直流電源Ｖ_S、
スイッチング素子Ｑ₀の上記寄生ダイオード、１次巻線
Ｌ₁の図中のロで示す経路で電流が流れる。

【００１２】上記イ，ロの経路には、ほとんど限流要素
となるインピーダンス要素が存在しないため、上記電流
は過大で急峻なものとなる。なお、この電流はインバー
タ部２の電流極性が反転する毎に流れる。ここで、上記
電流値は、インバータ部２の電流極性が反転するときの
コンデンサＣ₁の両端電圧と、直流電源Ｖ_Sの電圧との
関係により決まる。このため、スイッチング素子Ｑ₀〜
Ｑ₄として電流容量の大きなものが必要になり、形状が
大型化し、コストが高くなる傾向がある。また、上記急
峻な電流によりノイズを発生するという問題もあった。

【００１３】ところで、上述の電源装置の場合には、フ
ライバックタイプのコンバータ部１を用いた場合を説明
したが、フォワードタイプあるいはチョッパタイプのも
のを用いることもあり、このようなフォワードタイプあ
るいはチョッパタイプのコンバータ部１を用いた場合に
も、上述の場合とほぼ同様に、インバータ部２の出力極
性が反転されるとき（以下、この状態を極性反転と呼
ぶ）に、スイッチング素子Ｑ₀〜Ｑ₄に過大な電流が流
れる。

【００１４】また、図２６の電源装置の場合にも、極性
反転時におけるコンデンサＣ₁の充電電荷により、図２
５の電源装置の場合と同様に、スイッチング素子Ｑ₀〜
Ｑ₂に過大な電流が流れる。例えば、スイッチング素子
Ｑ₂がオンの状態からスイッチング素子Ｑ₁がオンする
状態に切り換わるときには、図２６に図示する極性にコ
ンデンサＣ₁が充電されており、その充電電荷によりス
イッチング素子Ｑ₁のオン時に、図中の矢印イ，ロで示
す経路で過大な電流が流れる。

【００１５】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、インバータ部の電流極
性の反転時に急峻な電流が流れることを防止することが
できる電源装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の電圧
変換を行うコンバータ部と、コンバータ部から供給され
る直流電力を交流電力に変換する複数のスイッチング素
子を有するインバータ部と、インバータ部の出力に接続
されたコンデンサと、該コンデンサと並列接続されコン
デンサの両端電圧が電源として供給される負荷回路と、
インバータの極性反転時に、上記コンデンサ充電された
電荷を減少させる上記インバータ部のスイッチング素子
のうち、少なくとも１つのスイッチング素子を介して上
記コンデンサに並列に接続されたインピーダンス要素
と、極性反転時に上記コンデンサと上記インピーダンス
要素との間にコンデンサの充電電荷を放出するループを
形成するループ形成手段とを備えている。

【００１７】請求項２に示すように、上記ループ形成手
段は、極性反転時にコンデンサの充電電荷をインピーダ
ンス要素を介して放出させる経路を形成するようにイン
バータ部のスイッチング素子のスイッチングを制御する
スイッチング制御手段で構成することができる。さらに
具体的には、請求項３に示すように、上記インバータ部
として、スイッチング素子をブリッジ接続して構成され
たものを用い、直列接続されるスイッチング素子の接続
点間に上記コンデンサと負荷回路との並列回路を接続
し、直列接続されたスイッチング素子と直列に夫々整流
素子を挿入し、夫々の整流素子とスイッチング素子の接
続点間に、極性反転時にコンデンサに充電された電荷を
減少させるインピーダンス要素を接続するようにすれば
よい。

【００１８】インバータ部を構成するスイッチング素子
として寄生ダイオードのリカバリータイムが遅いＦＥＴ
を用いても、サージ電圧の発生を起こさないようにする
ために、請求項４に示すように、スイッチング素子とし
てＦＥＴを用いた場合において、スイッチング素子の寄
生ダイオードをバイパスし、上記コンデンサの充電電荷
をインピーダンス要素に放出するループ内を形成するル
ープ形成手段を備えることが好ましい。

【００１９】インバータ部の出力に接続されるコンデン
サの極性反転時の立上りを速くするために、請求項５に
示すように、上記インピーダンス要素としてインダクタ
ンス素子を用いることが好ましい。上記インピーダンス
要素として複数のインダクタンス素子を用いる場合にお
いては、インピーダンス要素を小型にするために、請求
項６に示すように互いのインダクタンス素子を電磁結合
させることが好ましい。

【００２０】なお、上記電源装置は、例えば、請求項７
に示すように、負荷回路が、放電灯とインダクタンス素
子との直列回路である場合に適用できる。また、請求項
８に示すように、上記スイッチング制御手段が出力電圧
波形が略矩形波となるようにスイッチング素子をスイッ
チング制御し、負荷回路に矩形波電力を供給することも
可能である。

【００２１】上記コンバータ部としては、請求項９に示
すように、直流電源とインバータ部との間を絶縁分離す
るトランスを備えるものも用いられる。請求項９の電源
装置において、請求項１０に示すように、上記トランス
の２次巻線を、極性反転時にコンデンサに充電された電
荷を減少させるインピーダンス要素として兼用し、上記
トランスの１次側に直流電源への回生電流を限流する限
流手段もしくは阻止する阻止手段を設ければよい。

【００２２】また、請求項９の電源装置において、少な
くともトランスの２次側に流れる回生電流を抑制する場
合には、請求項１１に示すように、上記トランスの２次
側に、極性反転時のコンデンサの充電電荷による回生電
流ループ内に限流要素を挿入すればよい。なお、極性反
転時以外の期間に限流要素の影響を除去するために、請
求項１２に示すように、上記限流要素を極性反転期間以
外の期間に短絡させるスイッチング手段を設けることが
好ましい。

【００２３】請求項１１の電源装置を具体化する場合
に、請求項１３に示すように、上記コンバータ部が２つ
の２次巻線を有するトランスを備え、夫々のトランスの
２次巻線の直列回路の両端に２個のスイッチング素子を
直列接続し、２次巻線の接続点とスイッチング素子の接
続点との間にコンデンサと負荷回路との並列回路を接続
し、極性反転時のコンデンサの充電電荷による電流を２
次巻線をバイパスにして放出するループを形成するルー
プ形成手段と、そのループ電流を限流する限流要素とを
備えるようにしてもよい。

【００２４】請求項１４に示すように、コンバータ部は
複数組のコンバータを用いて構成されたものであっても
よい。

【００２５】

【作用】請求項１の発明は、上述のようにインバータ部
の極性反転時にコンデンサに充電された電荷を減少させ
る上記インバータ部のスイッチング素子のうち、少なく
とも１つのスイッチング素子を介して上記コンデンサに
並列に接続されたインピーダンス要素と、極性反転時に
上記コンデンサと上記インピーダンス要素との間にコン
デンサの充電電荷を放出するループを形成するループ形
成手段とを備えることにより、極性反転時のコンデンサ
の充電電荷をインピーダンス要素で減少させ、この充電
電荷を電源としてインバータ部及びコンバータ部を介し
て流れる電流を減少させ、極性反転時に過電流が流れる
ことを防止する。

【００２６】請求項２の発明では、上記ループ形成手段
を、極性反転時にコンデンサの充電電荷をインピーダン
ス要素を介して放出させる経路を形成するようにインバ
ータ部のスイッチング素子のスイッチングを制御するス
イッチング制御手段で構成することにより、インバータ
部のスイッチング素子をループ形成手段に兼用して回路
構成を簡単にする。

【００２７】請求項４の発明では、スイッチング素子と
してＦＥＴを用いた場合において、スイッチング素子の
寄生ダイオードをバイパスし、上記コンデンサの充電電
荷をインピーダンス要素に放出するループ内を形成する
ループ形成手段を備えることにより、インバータ部を構
成するスイッチング素子として寄生ダイオードのリカバ
リータイムが遅いＦＥＴを用いた場合に、寄生ダイオー
ドを介して極性反転時のコンデンサの充電電荷を放出せ
ず、寄生ダイオードのオフ時にサージ電圧が発生するこ
とを防止する。

【００２８】請求項５の発明では、上記インピーダンス
要素としてインダクタンス素子を用いることにより、コ
ンデンサから放出された充電電荷によるエネルギをイン
ダクタンス素子がコンデンサに放出し、極性反転後にコ
ンデンサを逆極性に急速に充電し、インバータ部の出力
に接続されるコンデンサの極性反転時の立上りを速くす
る。

【００２９】請求項６に示すように、インピーダンス要
素としてインダクタンス素子を用い、互いにインダクタ
ンス素子を電磁結合させることにより、インダクタンス
素子を一体的にコイルボビンに巻装する形で構成可能と
し、インピーダンス要素を小型する。請求項１０の発明
では、請求項９の電源装置のように、コンバータ部とし
て直流電源とインバータ部との間を絶縁分離するトラン
スを備えるものにおいて、トランスの２次巻線を、極性
反転時にコンデンサに充電された電荷を減少させるイン
ピーダンス要素として兼用し、２次巻線のインダクタン
ス成分でトランスの２次側の回生電流を抑制し、トラン
スの１次側に直流電源への回生電流を限流する限流手段
もしくは阻止する阻止手段を設け、トランスの１次側の
コンデンサの充電電荷により回生電流を抑制あるいは阻
止する。

【００３０】請求項１１の発明では、請求項９の電源装
置において、トランスの２次側に、極性反転時のコンデ
ンサの充電電荷による回生電流ループ内に限流要素を挿
入することにより、トランスの２次側のコンデンサの充
電電荷により回生電流を抑制する。請求項１２の発明で
は、限流要素を極性反転期間以外の期間に短絡させるス
イッチング手段を設けることにより、極性反転時以外の
期間に限流要素の影響を除去する。

【００３１】

【実施例】（実施例１）図１に本発明の一実施例を示
す。本実施例の電源装置も、基本的には、従来技術の項
で説明したものと同様に、直流電源Ｖ_Sの電圧をフライ
バックタイプのコンバータ部１で所定電圧に変換し、そ
の電圧変換された直流電力をフルブリッジ構成のインバ
ータ部２で交流電力に変換するものである。そして、本
実施例の特徴とする点は、フルブリッジ構成のインバー
タ部２における直列接続されたスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂の直列回路、及びスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄の直
列回路に直列に、コンバータ部１の整流用ダイオードＤ
₁，Ｄ₂を夫々直列接続すると共に、ダイオードＤ₁，
Ｄ₂のカソード間にインピーダンス要素Ｚを接続してあ
る。なお、整流用ダイオードＤ₁，Ｄ₂はコンバータ部
１の構成要素であるが、図１では説明の都合上、インバ
ータ部２内に組み入れてある。

【００３２】上記電源装置の動作を図２を用いて説明す
る。インバータ部２のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄は、
図２（ｂ）〜（ｅ）に示すように、低周波的にオン，オ
フされ、コンバータ部１のスイッチング素子Ｑ₀は、図
２（ａ）に示すように、インバータ部２のスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₄あるいはスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃が
オンの期間に高周波的にオン，オフされる。

【００３３】いま、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄がオフ
であり、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ ₃がオンである時刻
ｔ₂−ｔ₃の期間では、スイッチング素子Ｑ₀のオン期
間に、スイッチング素子Ｑ₀を介して図２（ｆ）に示す
電流ｉ₁が流れ、この電流ｉ ₁によりトランスＴ₁にエ
ネルギが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ₀の
オフ時にトランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂に誘起される電圧
（黒丸方向を高電圧とする電圧）で、２次巻線Ｌ₂、ダ
イオードＤ₂、スイッチング素子Ｑ₃、コンデンサ
Ｃ₁、スイッチング素子Ｑ₂、２次巻線Ｌ₂の経路で、
図２（ｇ）に示す電流ｉ₂が流れる。上記電流ｉ₁，ｉ
₂は、スイッチング素子Ｑ₀がオンする毎に断続的に流
れる。上記電流ｉ₂によりコンデンサＣ₁の両端には図
２（ｉ）に示す電圧が生じる。なお、コンデンサＣ₁の
両端電圧Ｖｃは、コンデンサＣ₁の平滑作用により図２
（ｉ）に示す矩形波状の電圧波形となる。

【００３４】時刻ｔ₃においては、スイッチング素子Ｑ
₂をオフすると共に、スイッチング素子Ｑ₁をオンとす
る。これにより、コンデンサＣ₁に対してスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₃を介してインピーダンス要素Ｚが並列に
接続される。ここで、この種のインバータ部２を構成す
るスイッチング素子も、逆並列にダイオードが接続され
たもので構成してある。なお、ＦＥＴを用いる場合に
は、寄生ダイオードにより上記ダイオードは必要ない
が、場合によってはダイオードを逆並列に接続すること
もある。

【００３５】上記時刻ｔ₃では、コンデンサＣ₁は矢印
で図示する方向と逆方向に充電されているため、コンデ
ンサＣ₁の充電電荷を電源として、コンデンサＣ₁、ス
イッチング素子Ｑ₃（逆並列ダイオード）、インピーダ
ンス要素Ｚ、スイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₁の
経路で、電流ｉ₃が流れる。なお、この時刻ｔ₃では電
流の向きが図１中の矢印とは逆であるので、図２（ｈ）
に示すように負の電流となる。

【００３６】ここで、インピーダンス要素Ｚがインダク
タンス素子である場合には、コンデンサＣ₁とインピー
ダンス要素Ｚとの共振により、コンデンサＣ₁の充電電
荷で上記インピーダンス要素Ｚに蓄積されたエネルギ
が、インピーダンス要素Ｚ、スイッチング素子Ｑ₁、コ
ンデンサＣ₁、スイッチング素子Ｑ₃（逆並列ダイオー
ド）、インピーダンス要素Ｚの経路で放出され、コンデ
ンサＣ₁を逆極性で充電される。このため、電流波形は
図２（ｈ）に示す正弦波状（半波）となる。

【００３７】時刻ｔ₃−ｔ₄の期間において、まずスイ
ッチング素子Ｑ₄をオンとし、時刻ｔ₄の時点でスイッ
チング素子Ｑ₃をオフとすると共に、コンバータ部１の
スイッチング素子Ｑ₀をオンとする。ここで、スイッチ
ング素子Ｑ₄がオンとなった時点において、発明が解決
しようとする課題の項で説明したように、コンデンサＣ
₁の充電電荷を電源として、コンデンサＣ₁、スイッチ
ング素子Ｑ₄、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂、ダイオー
ドＤ₁、スイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ ₁の経路
で電流が流れようとするが、本実施例の場合には、上述
したインピーダンス要素Ｚの働きによりその時点までに
コンデンサＣ₁の充電電荷が放出されるか、あるいはコ
ンデンサＣ₁が逆極性に充電されているので、過大な電
流が流れることがない。

【００３８】時刻ｔ₄では、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₄がオンし、上述したコンバータ部１のスイッチング素
子Ｑ₀のオンにより、時刻ｔ₂−ｔ₄で説明したと同様
にして、図２（ｆ）に示す電流ｉ₁が流れ、これにより
トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂に誘起される電圧により、
２次巻線Ｌ₂、ダイオードＤ₁、スイッチング素子
Ｑ ₁、コンデンサＣ₁、スイッチング素子Ｑ₄、２次巻
線Ｌ₂の経路で図２（ｇ）に示す電流ｉ₂が流れる。こ
のとき、上述したインピーダンス要素Ｚに蓄積されたエ
ネルギを、インピーダンス要素Ｚ、スイッチング素子Ｑ
₁、コンデンサＣ₁、スイッチング素子Ｑ₃（逆並列ダ
イオード）、インピーダンス要素Ｚの経路で放出し、コ
ンデンサＣ₁を逆極性に充電する作用により、コンデン
サＣ₁の両端電圧の立上りが速くなっている。

【００３９】時刻ｔ₄以降のさらにスイッチング素子Ｑ
₄がオフする時点（図２中の時刻ｔ ₁がその時点に対応
する）までの期間に、図２（ｉ）に示すようにコンデン
サＣ ₁は時刻ｔ₂−ｔ₃の場合と逆極性で充電される。
次に、スイッチング素子Ｑ₄がオフとなる時刻ｔ₁で
は、スイッチング素子Ｑ ₃がオンされ、時刻ｔ₃−ｔ₄
の期間で説明したと同様に、コンデンサＣ₁に蓄積され
た電荷がインピーダンス要素Ｚに放出される。但し、上
述の場合にはコンデンサＣ₁は図１の矢印方向の極性の
電圧を発生するように充電されているため、コンデンサ
Ｃ₁、スイッチング素子Ｑ₁（逆並列ダイオード）、イ
ンピーダンス要素Ｚ、スイッチング素子Ｑ₃、コンデン
サＣ₁の経路で、コンデンサＣ₁の経路で図１の矢印方
向で電流ｉ₃が流れる。

【００４０】そして、時刻ｔ₁−ｔ₂の期間において、
まずスイッチング素子Ｑ₂をオンとし、その後スイッチ
ング素子Ｑ₁をオフとする。このときにも、コンデンサ
Ｃ₁の充電電荷が放電された後に、スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₄がオフで、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃がオン
の状態となるので、コンデンサＣ₁、スイッチング素子
Ｑ₂、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂、ダイオードＤ₂、
スイッチング素子Ｑ₃、コンデンサＣ₁の経路で過大な
電流が流れることはない。なお、インピーダンス要素Ｚ
に蓄積されたエネルギは、インピーダンス要素Ｚ、スイ
ッチング素子Ｑ ₃、コンデンサＣ₁、スイッチング素子
Ｑ₁（逆並列ダイオード）、インピーダンス要素Ｚの経
路で放出され、コンデンサＣ₁を逆極性で充電する。

【００４１】以降は、上述した動作を繰り返すことによ
り、コンデンサＣ₁には、図２（ｉ）に示す矩形波電圧
が発生し、この矩形波電圧が電源として負荷回路３に供
給される。ところで、上述の場合にはインピーダンス要
素Ｚがインダクタンス素子である場合について説明した
が、図３（ａ）〜（ｃ）に示すように、抵抗Ｒ、あるい
は抵抗Ｒとインダクタンス素子Ｌの直列回路、または２
次側に抵抗Ｒが接続されたトランスＴ₂であってもよ
い。但し、抵抗ＲでコンデンサＣ₁に充電された充電電
荷を消費させると、インバータ部２の極性反転時（スイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₄の組とスイッチング素子Ｑ₂，
Ｑ₃の組のオン，オフ状態が逆転するとき）に、コンデ
ンサＣ₁を始めから充電する必要があり、このためコン
デンサＣ₁の両端電圧の立上りが鈍くなり、損失が増加
する。従って、インピーダンス要素Ｚとしてはインダク
タンス素子を用いることが好ましい。

【００４２】（実施例２）実施例１における負荷回路３
を、メタルハライドランプなどの放電灯ＬＰとインダク
タンス素子Ｌ₂との直列回路とし、スイッチング素子Ｑ
₁〜Ｑ₄としてＦＥＴを用いた実施例を図４に示す。な
お、インピーダンス要素Ｚとしてインダクタンス素子Ｌ
₁を用いてある。

【００４３】本実施例のインバータ部２のスイッチング
素子Ｑ₂，Ｑ₃のオン状態からスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₄がオンとなる状態に移行する極性反転時のスイッチ
ング動作を図５に示す。図５における時刻ｔ₁におい
て、それまでオンしていたスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃
を同図（ｃ），（ｄ）に示すようにオフとする。そし
て、時刻ｔ₂までは図５（ａ）〜（ｄ）に示すようにす
べてのスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄をオフとする。この
時刻ｔ₁−ｔ₂の期間はいわゆるデッドタイムと呼ばれ
るものである。

【００４４】時刻ｔ₂では、図５（ａ）に示すようにま
ずスイッチング素子Ｑ₁をオンとする。すると、コンデ
ンサＣ₁に蓄積された電荷が、コンデンサＣ₁、スイッ
チング素子Ｑ₃の寄生ダイオードＤ₃、インダクタンス
素子Ｌ₁、スイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₁の経
路で放出される。ここで、インダクタンス素子Ｌ₁とコ
ンデンサＣ₁との共振により、インダクタンス素子Ｌ₁
に蓄積されたエネルギは、上記経路でコンデンサＣ₁に
放出され、それまでと逆極性でコンデンサＣ₁が充電さ
れる。このときの上記経路には図５（ｆ）に示す電流が
流れる。そして、インダクタンス素子Ｌ₁のエネルギが
すべて放出されると、スイッチング素子Ｑ₃の寄生ダイ
オードＤ₃がオフとなり、上記経路の電流は流れなくな
る。その時点が時刻ｔ₃である。このとき、コンデンサ
Ｃ₁の両端電圧Ｖｃは極性が逆でほぼ充電電荷をインダ
クタンス素子Ｌ₁に放出する前の電圧値となる。

【００４５】そして、時刻ｔ₄でスイッチング素子Ｑ₄
をオンとする。このときには、コンデンサＣ₁が逆極性
で充電されているので、このコンデンサＣ₁の充電電荷
を電源として、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄及びコンバ
ータ部１を介して過大な電流が流れることはない。以上
のようにインバータ部２を反転動作させることにより、
極性反転時のコンデンサＣ₁の両端電圧Ｖ_Cの立上りが
良好に行われ、負荷回路がメタルハライドランプなどの
放電灯である場合に、放電灯に流れる電流がほぼ０とな
る期間が短くなるか、あるいは無くなり、このため立消
えを起こしたり、再点弧しにくかったりするといった問
題が生じることが少なくなる。

【００４６】なお、上記放電灯ＬＰに直列に接続された
インダクタンス素子Ｌ₂は、高周波のリップル成分が放
電灯ＬＰに加えられることを阻止するフィルタとしての
役目を果たし、放電灯ＬＰが音響的共鳴現象を起こすこ
とを防止し、安定に放電灯ＬＰを点灯させるために設け
てある。また、インダクタンス素子Ｌ₂としては、始動
用のイグナイタのパルストランスの２次巻線を兼用する
こともある。

【００４７】上述した実施例１及び実施例２における極
性反転時にコンデンサＣ₁の充電電荷をインピーダンス
要素Ｚを介して放出させる経路を構成するようにインバ
ータ部２のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄のスイッチング
を制御する動作は、インバータ部１の備えるスイッチン
グ制御手段で行うことは言うまでもない。（実施例３）図６に本発明のさらに他の実施例を示す。
上述した実施例２のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂として
寄生ダイオードのリカバリースピードの遅いＦＥＴを用
いた場合に、極性反転時にインダクタンス素子Ｌ₁から
コンデンサＣ₁にエネルギを移した後に、寄生ダイオー
ドがオフされたときに、サージ電圧が発生することがあ
る。そこで、この点を改善したものが本実施例である。

【００４８】本実施例では、インダクタンス素子Ｌ₁の
両端と、スイッチング素子Ｑ₁とダイオードＤ₁の接続
点、及びスイッチング素子Ｑ₃とダイオードＤ₂の接続
点との間に挿入されたダイオードＤ₁₂，Ｄ₁₃により、イ
ンダクタンス素子Ｌ₁とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₃と
を切り離し、つまりはスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₃の寄
生ダイオードを切り離し、コンデンサＣ₁とインダクタ
ンス素子Ｌ₁との共振経路を形成するために、コンデン
サＣ₁の両端及びインダクタンス素子Ｌ₁の両端の間に
ダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁を接続してある。

【００４９】インバータ部２のスイッチング素子Ｑ₂，
Ｑ₃のオン状態からスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄がオン
となる状態に移行する極性反転時において、共振電流が
流れる経路は、コンデンサＣ₁、ダイオードＤ₁₁、イン
ダクタンスＬ₁、ダイオードＤ₁₂、トランジスタＱ₁、
コンデンサＣ₁となる。このため、スイッチング素子Ｑ
₃の寄生ダイオードを介する経路では共振電流が流れな
い。なお、同様にスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄のオン状
態からスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃がオンとなる状態に
移行する極性反転時には、スイッチング素子Ｑ₁の寄生
ダイオードを介する経路では共振電流が流れない。従っ
て、寄生ダイオードのリカバリータイムの遅いＦＥＴ
を、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₃として用いても、寄生
ダイオードのオフ時にサージ電圧を発生することがな
い。

【００５０】（実施例４）図７に本発明のさらに別の実
施例を示す。本実施例も、実施例３と同様に、実施例２
のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂として寄生ダイオードの
リカバリースピードの遅いＦＥＴを用いた場合に、極性
反転時にインダクタンス素子Ｌ₁からコンデンサＣ₁に
エネルギを移した後に、寄生ダイオードがオフされたと
きに、サージ電圧が発生することを防止するものであ
る。

【００５１】本実施例では、インバータ部２の組をなす
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄及びスイッチング素子
Ｑ₂，Ｑ₃のオン時にコンデンサＣ₁に充電される充電
電圧の極性に応じて、コンデンサＣ₁の充電電荷を放出
するインピーダンス要素Ｚを個別に設けたものである。
具体的には、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点と、
ダイオードＤ₂とスイッチング素子Ｑ₃の接続点との間
に、ダイオードＤ₁₀とインダクタンス素子Ｌ₁₁との直列
回路を接続し、スイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄の接続点
と、ダイオードＤ ₁とスイッチング素子Ｑ₁の接続点と
の間に、ダイオードＤ₁₁とインダクタンス素子Ｌ₁₂との
直列回路を接続してある。

【００５２】本実施例の場合、図５で説明したようにス
イッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄を動作させた場合には、実施
例３と同様にして、スイッチング素子Ｑ₃の寄生ダイオ
ードを介する経路では共振電流を流さず、寄生ダイオー
ドのリカバリータイムの遅いＦＥＴを、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₃として用いても、寄生ダイオードのオフ時
にサージ電圧を発生することがないようにできる。

【００５３】ところで、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄を
図５の場合とは別の方法でスイッチング動作させること
も可能である。その場合のスイッチング動作を図８を用
いて説明する。なお、図８も、インバータ部２のスイッ
チング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオン状態からスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₄がオンとなる状態に移行する極性反転時のス
イッチング動作を示す。

【００５４】時刻ｔ₁では、図８（ｃ），（ｄ）に示す
スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオン時において、さらに
スイッチング素子Ｑ₁を図８（ａ）に示すようにオンと
する。これにより、コンデンサＣ₁の充電電荷が、コン
デンサＣ₁、ダイオードＤ₁₁、インダクタンス素子
Ｌ₁₂、スイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₁の経路で
放出され、コンデンサＣ₁とインダクタンス素子Ｌ₁₂と
の共振動作が開始される。

【００５５】次に、時刻ｔ₂において、図８（ｃ）に示
すように、スイッチング素子Ｑ₃をオフとする。なお、
このスイッチング素子Ｑ₃のオフ時点は、スイッチング
素子Ｑ₁のオン後であり、同図（ｄ）に示すスイッチン
グ素子Ｑ₂のオフ時点の以前であれば、特に制限はな
い。いま、時刻ｔ₃でコンデンサＣ₁の充電電荷がすべ
てインダクタンス素子Ｌ₁に放出されたとすると、イン
ダクタンス素子Ｌ₁₂に蓄積されたエネルギにより、イン
ダクタンスＬ₁₂、スイッチング素子Ｑ₁、スイッチング
素子Ｑ₂、スイッチング素子Ｑ₄（寄生ダイオード
Ｄ₄）、ダイオードＤ₁₁の経路で放出される。このと
き、コンデンサＣ₁のインピーダンスにより、上記イン
ダクタンス素子Ｌ₁₂のエネルギがコンデンサＣ₁に放出
されないので、この時点ｔ₃後はコンデンサＣ₁の両端
電圧Ｖ_Cはほぼ零に維持される。

【００５６】時刻ｔ₄で図８（ｂ）に示すようにスイッ
チング素子Ｑ₄をオンとする。しかし、この場合には寄
生ダイオードＤ₄のオン状態が維持されるため、その後
も時刻ｔ₃におけるインダクタンス素子Ｌ₁₂の放出状態
が維持される。そして、時刻ｔ₅で図８（ｄ）に示すよ
うにスイッチング素子Ｑ₂をオフとする。この場合、ス
イッチング素子Ｑ₂のオフにより、スイッチング素子Ｑ
₂を経由する上記経路が遮断され、インダクタンス素子
Ｌ₁₂、スイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₁、ダイオ
ードＤ₁₁、インダクタンス素子Ｌ₁₂の経路で、インダク
タンス素子Ｌ₁₂のエネルギが放出される。ここで、上記
インダクタンス素子Ｌ₁₂のエネルギがすべてコンデンサ
Ｃ₁に放出された時点である時刻ｔ₆において、インバ
ータ部２の反転動作が完了する。

【００５７】上述のようにスイッチング動作させると、
次の利点がある。図５のスイッチング動作では、デッド
タイム時にコンバータ部１からインバータ部２に電流を
供給する経路が確保されない。しかし、図８のように動
作させると、コンバータ部１からインバータ部２をみた
場合に、インバータ部２の極性反転時にも、必ず電流の
流れる経路が確保されている。この場合、インバータ部
２の極性反転時に、コンバータ部１から電流が供給され
ても、サージ電圧を発生しないという利点が得られる。
なお、このようなスイッチング動作を先の実施例におい
ても適用可能である。

【００５８】（実施例５）図９は実施例４のインダクタ
ンス素子Ｌ₁₁，Ｌ₁₂を磁気結合されたものである。この
ようにインダクタンス素子Ｌ₁₁，Ｌ₁₂を磁気結合される
と、同一のコイルボビンにインダクタンス素子Ｌ₁₁，Ｌ
₁₂を巻くことができ、インダクタンス素子Ｌ₁₁，Ｌ₁₂の
形状を小型にできる。なお、インダクタンスＬ₁₁，Ｌ₁₂
は、ダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁に加わる電圧ストレスを考慮
し、同極性となるように巻装してある。但し、ダイオー
ドＤ₁₀，Ｄ₁₁の電圧ストレスが問題とならない場合に
は、インダクタンスＬ₁₁，Ｌ₁₂を逆極性で巻装してもよ
い。また、本実施例のインダクタンス素子Ｌ₁₁，Ｌ₁₂を
磁気結合させても、動作的に図５あるいは図８で説明し
たと同様に動作させることができる。

【００５９】（実施例６）上述した各実施例の場合に
は、コンデンサＣ₁の充電電荷を放出するインピーダン
ス要素Ｚをフルブリッジ構成のインバータ部２の高電位
側に設けてあったが、本実施例では図１０に示すように
インピーダンス要素Ｚをインバータ部２の低電位側に設
けたものである。なお、図１０の場合には、スイッチン
グ素子Ｑ₁〜Ｑ₄としてトランジスタを用いてあり、ト
ランジスタＱ₂，Ｑ₃に逆並列に接続されたダイオード
Ｄ₂₀，Ｄ₂₁は、スイッチング素子としてＦＥＴを用いた
場合の寄生ダイオードに対応するものであり、インピー
ダンス要素Ｚとしてはインダクタンス素子Ｌ₁を用いて
ある。このように、インピーダンス要素Ｚをインバータ
部２の低電位側に設けても、上述した各実施例と同様の
効果が得られる。

【００６０】（実施例７）上述した各実施例の場合に
は、インピーダンス要素Ｚを個別に設けていたが、本実
施例はコンバータ部１のトランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂を
コンデンサＣ₁の充電電荷を減少させるインピーダンス
要素Ｚとして兼用したものである。なお、本実施例の場
合には、特に車両に搭載される照明装置用に用いた場合
について以下の説明を行う。上記照明装置としてはヘッ
ドライトなどがその対象となり、ヘッドライトとして例
えばメタルハライドランプなどの高圧放電灯が使用され
る。このような場合、コンバータ部１では、車両のバッ
テリーなどの１０数ボルトの直流電源Ｖ_Sの電圧を、数
百ボルトまで昇圧する必要がある。なお、上述のメタル
ハライドランプなどの放電灯では、始動時に３００Ｖ程
度の電圧が必要である。従って、発明が解決しようとす
る課題の項で説明した極性反転時の電流は極めて過大な
ものとなる。

【００６１】本実施例では、図１１に示すように、コン
バータ部１のトランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂を２巻線に
し、２次巻線Ｌ₂の両端（Ｌ₂₁，Ｌ₂₂の直列回路の両
端）にダイオードＤ₁，Ｄ₂を介してスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂を直列接続し、２次巻線Ｌ₂₁，Ｌ₂₂の接続点
とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間にコンデ
ンサＣ₁を接続し、コンデンサＣ₁に負荷である放電灯
ＬＰを接続してある。また、コンバータ部１にはダイオ
ードＤ₀を介して直流電源Ｖ_Sを供給するようにしてあ
る。

【００６２】本実施例の電源装置では、図１２（ａ），
（ｂ）に示すように、インバータ部２のスイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂を低周波的に交互にオン，オフし（数十〜
数百Ｈｚ）、同図（ｃ）に示すようにスイッチング素子
Ｑ₀を高周波的にオン，オフする（１０ｋＨｚ〜数百ｋ
Ｈｚ）。いま、スイッチング素子Ｑ₁のオン時には、ス
イッチング素子Ｑ₀のオン，オフにより、図１２（ｄ）
に示す電流ｉ₁が流れ、この電流ｉ₁によりトランスＴ
₁の２次巻線Ｌ₂₁に誘起される電圧により、２次巻線Ｌ
₂₁、ダイオードＤ₁、スイッチング素子Ｑ₁、コンデン
サＣ₁、２次巻線Ｌ₂₁の経路で図１２（ｅ）に示す電流
ｉ₂が流れる。そして、この電流ｉ₂によりコンデンサ
Ｃ₁が充電され、図１１に図示する極性の両端電圧が発
生する。

【００６３】上記スイッチング素子Ｑ₁がオフし、スイ
ッチング素子Ｑ₂がオンすると、スイッチング素子Ｑ₀
のオン，オフに応じて、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂₂に
誘起される電圧で、２次巻線Ｌ₂₂、コンデンサＣ₁、ス
イッチング素子Ｑ₂、ダイオードＤ₂、２次巻線Ｌ₂₂の
経路で、スイッチング素子Ｑ₁のオン時と逆方向の電流
がコンデンサＣ₁に流される。

【００６４】上記動作を繰り返すことにより、スイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン，オフに応じてコンデンサＣ
₁の両端には、図１２（ｆ）に示す矩形波電圧が発生
し、この矩形波電圧が放電灯ＬＰに印加され、放電灯Ｌ
Ｐはいわゆる矩形波点灯される。なお、スイッチング素
子Ｑ₀のスイッチングにより生じる高周波リップル成分
はコンデンサＣ₁を介して流れるので、放電灯ＬＰには
ほぼ矩形波電圧が印加される。さらに、放電灯ＬＰに高
周波リップル成分が印加されないようにする場合には、
放電灯ＬＰと直列にインダクタンス素子を接続すればよ
い。

【００６５】また、本実施例のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂のオン，オフ切換時点には、両スイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂が同時にオンする同時オン期間を設けてある。
つまり、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂₁，Ｌ₂₂に誘起され
る電圧による電流が流れていることを考慮して、上記同
時オン期間を設けてある。次に、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のオン，オフが切り換わる極性反転時の動作
について説明する。いま、スイッチング素子Ｑ₁がオン
した状態からスイッチング素子Ｑ₂がオンする状態に切
り換えるとすれば、スイッチング素子Ｑ₂がオンする直
前には、コンデンサＣ₁は図１１中の図示する極性でコ
ンデンサＣ₁が充電されている。この状態で、スイッチ
ング素子Ｑ₂がオンすると、コンデンサＣ₁の充電電荷
を電源として、コンデンサＣ₁、スイッチング素子
Ｑ₂、ダイオードＤ₂、２次巻線Ｌ₂₂、コンデンサＣ₁
の経路で、電流が流れる。このときの電流は、２次巻線
Ｌ₂₂を介して流れ、２次巻線Ｌ₂₂のインピーダンスによ
りそのピーク値が十分低い値に制限される。つまり、２
次巻線Ｌ₂₂がインピーダンス要素Ｚして機能する。

【００６６】なお、スイッチング素子Ｑ₂のオンからス
イッチング素子Ｑ₁のオンに切り換わる時にも、同様に
して２次巻線Ｌ₂₁の限流作用で、過大な電流が流れるこ
とが防止される。ところで、上記２次巻線Ｌ₂₁，Ｌ₂₂に
コンデンサＣ₁の充電電荷を放出する電流が流れると、
それに伴いトランスＴ₁の１次巻線Ｌ₁には直流電源Ｖ
_Sを介して回生電流を流す電圧が誘起されるが、この電
圧による電流はダイオードＤ₀により阻止される。この
ため、コンデンサＣ₁の充電電荷で、コンバータ部１及
びインバータ部２のスイッチング素子Ｑ₀〜Ｑ₂に過大
なストレスが加わることが防止される。

【００６７】なお、上述の場合には、ダイオードＤ₀の
ような直流電源Ｖ_Sへの回生電流を阻止する阻止手段を
設けた場合の説明であったが、回生電流を限流する限流
手段、例えばインダクタンス素子などのインピーダンス
要素を設けるようにしてもよい。（実施例８）ところで、実施例７のようにコンバータ部
１にダイオードＤ₀あるいは限流手段を設けると、電源
電圧の１０Ｖ以下まで低下する可能性のある車両のバッ
テリなどの直流電源Ｖ_Sの場合には、ダイオードＤ₀や
限流手段による電圧降下が問題となる。例えば、ダイオ
ードＤ₀としてショットキーダイオードを用いたとして
も、０．５〜０．８Ｖ程度の電圧降下を生じる。

【００６８】そこで、この点を改善したものが本実施例
であり、本実施例では実施例７におけるダイオードＤ₀
の代わりに、図１３に示すように、オン抵抗の小さいＭ
ＯＳＦＥＴＱ₆を用い、このＭＯＳＦＥＴＱ₆を極性反
転期間に同期させてオフすることにより、コンバータ部
１に過電流が流れることを防止してある。なお、本実施
例ではインバータ部２をフルブリッジ構成とし、インバ
ータ部２に流れる過電流を防止する作用は、基本的には
実施例７で説明したと同様に２次巻線Ｌ₂で得るように
してある。

【００６９】そして、本実施例の場合には、トランスＴ
₁に３次巻線Ｌ₃を設け、この３次巻線Ｌ₃に誘起され
る電圧が所定の極性で所定電圧に達したときに、オフと
なるスイッチング素子（例えば、ダイアックなどのサイ
リスタ）Ｑ₅と抵抗Ｒ₁からなるバイアス回路を用い
て、ＭＯＳＦＥＴＱ₆のオン，オフ制御を行うようにし
てある。

【００７０】コンバータ部１及びインバータ部２の動作
は先の実施例で説明したと同様に動作するので説明は省
略し、本実施例の特徴とするインバータ部２の極性反転
時の動作について説明する。本実施例のインバータ部２
における組をなすスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄及びスイ
ッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオン，オフの切換時点には、
スイッチング素子Ｑ ₁〜Ｑ₄が同時にオンする短期間の
同時オン期間を設けてある。例えば、スイッチング素子
Ｑ₂，Ｑ₃のオンからスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄のオ
ンに切り換えるときには、コンデンサＣ₁には図１３に
図示する極性で充電されている。そして、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₄がオンしたときには、コンデンサＣ₁の
充電電荷を電源として、コンデンサＣ₁、スイッチング
素子Ｑ₄、２次巻線Ｌ₂、ダイオードＤ₁、スイッチン
グ素子Ｑ₁、コンデンサＣ₁の経路で電流が流れる。な
お、この電流は２次巻線Ｌ₂により抑制される。

【００７１】上記電流により、トランスＴ₁の１次巻線
Ｌ₁及び３次巻線Ｌ₃に夫々電圧が誘起される。ここ
で、３次巻線Ｌ₃に誘起される電圧で、図１４（ｄ）に
示すように、スイッチング素子Ｑ₅がオフされ（図中Ｔ
_Dで示す期間オフされ）、これによりＭＯＳＦＥＴＱ₆
をオンとするゲート電圧がＭＯＳＦＥＴＱ₆に印加され
なくなり、ＭＯＳＦＥＴＱ₆がオフする。このため、上
記極性反転時に２次巻線Ｌ₂に流れる電流により１次巻
線Ｌ₁に誘起される電圧で、直流電源Ｖ_Sに回生される
電流を遮断することができる。

【００７２】なお、極性反転時を除く期間には、３次巻
線Ｌ₃に誘起される電圧で、スイッチング素子Ｑ₅がオ
ンし、これによりＭＯＳＦＥＴＱ₆がオンとなっている
ので、コンバータ部１の動作にＭＯＳＦＥＴＱ₆が影響
を与えることはない。（実施例９）本実施例では、図１５に示すように、コン
バータ部１の２次巻線Ｌ₂に直列に限流用のインダクタ
ンス素子Ｌ₄を接続し、このインダクタンス素子Ｌ₄に
並列にインバータ部２の極性反転時にのみオフとなるス
イッチング素子Ｑ₇を接続した構成としてある。

【００７３】図１６はスイッチング素子Ｑ₇を具体的に
示した回路図であり、スイッチング素子Ｑ₇としてＭＯ
ＳＦＥＴを用い、トランスＴ₂に設けた３次巻線Ｌ₃に
よりスイッチング素子Ｑ₇のオン，オフを制御する構成
としてある。なお、３次巻線Ｌ₃は１次巻線Ｌ₁と同極
性に巻装してあり、この３次巻線Ｌ₃には過渡的なサー
ジ電圧がスイッチング素子Ｑ₇に印加されることを阻止
するＺＮＲなどのサージ吸収素子Ｑ₈を並列に接続して
ある。

【００７４】本実施例は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄
あるいはスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ ₃のオン時に、スイ
ッチング素子Ｑ₀がオフしたときにトランスＴ₁の３次
巻線Ｌ₃に誘起される電圧で、図１７（ｄ）に示すよう
に、スイッチング素子Ｑ₇がオンとなる。このため、イ
ンダクタンス素子Ｌ₄が短絡され、上記スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₄あるいはスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオ
ン時には、従来の回路あるいは他の実施例で説明したと
同様に電源装置は動作する。

【００７５】そして、インバータ部２の極性反転時に
は、コンデンサＣ₁の充電電荷を電源として、２次巻線
Ｌ₂を介して流れる電流により、３次巻線Ｌ₃に誘起さ
れる電圧で、図１７（ｄ）に示すようにＭＯＳＦＥＴＱ
₇がオフとなる。従って、上記極性反転時の電流は２次
巻線Ｌ₂及びインダクタンス素子Ｌ₄を介して流れ、小
さく抑制される。

【００７６】ここで、コンデンサＣ₁の充電電荷で、ト
ランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂に流れる電流が抑制されるた
め、１次巻線Ｌ₁に誘起される電圧により直流電源Ｖ_S
を回生して流れる電流も抑制され、コンバータ部１の１
次側に上記回生電流を抑制する手段が不要となる。（実施例１０）本実施例は、図１１に示す実施例７のト
ランスＴ₁の２次側がセンタータップ型である場合に適
用される実施例であり、図１８に示すように、コンデン
サＣ₁に直列に実施例９で説明したインダクタンス素子
Ｌ₄とスイッチング素子Ｑ₇との並列回路を接続したも
のである。本実施例の動作は実施例９で説明したと同様
であるので説明は省略する。

【００７７】（実施例１１）図１５及び図１６あるいは
図１８に示す実施例９や実施例１０の場合には、スイッ
チング素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ₇のスイッチング制
御のための回路が必要になり、回路構成が複雑になる。
そこで、本実施例ではスイッチング素子Ｑ₇を個別に設
けることなく、極性反転時のコンデンサＣ₁の充電電荷
を減少させるようにしたものである。

【００７８】具体的には、図１９に示すように、コンデ
ンサＣ₁の両端に夫々のカソードを接続してアノードを
互いに接続したダイオードＤ₃₀，Ｄ₃₁の直列回路をコン
デンサＣ₁に並列接続し、上記ダイオードＤ₃₀，Ｄ₃₁の
共通接続されたアノードと、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ
₂とスイッチング素子Ｑ₂の接続点との間にインダクタ
ンス素子Ｌ₄を接続した構成となっている。

【００７９】インバータ部２の極性反転時を除き、本実
施例の電源装置の動作は先に説明した実施例と同様であ
るので、以下の説明では極性反転時の動作についてのみ
説明する。例えば、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオン
の状態からスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄がオンする状態
に切り換わる場合について説明する。このときには、コ
ンデンサＣ₁は、図１９に図示する極性で充電されてい
る。

【００８０】ここで、本実施例の場合には、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₄をオンするときに、まずスイッチング
素子Ｑ₄のみをオンとする。これにより、コンデンサＣ
₁、スイッチング素子Ｑ₄、インダクタンス素子Ｌ₄、
ダイオードＤ₃₀、コンデンサＣ₁の経路で、コンデンサ
Ｃ₁の充電電荷が放出される。そして、コンデンサＣ₁
の充電電荷が十分に放出された時点、あるいはコンデン
サＣ₁とインダクタンス素子Ｌ₄との共振により、イン
ダクタンス素子Ｌ₄に一旦移されたエネルギがコンデン
サＣ₁に戻され、コンデンサＣ₁が図示状態と逆極性で
充電された時点で、スイッチング素子Ｑ₁をオンとす
る。このようにすれば、極性反転時にインバータ部２に
過大な電流が流れることがない。しかも、トランスＴ₁
の２次巻線Ｌ₂を経由する経路でコンデンサＣ₁の充電
電荷が放出されることもないので、コンバータ部１側に
も過大な電流が流れることはない。

【００８１】なお、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄のオン
の状態からスイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃がオンする状態
に切り換わるときには、まずスイッチング素子Ｑ₂をオ
ンとし、コンデンサＣ₁、スイッチング素子Ｑ₂、イン
ダクタンス素子Ｌ₄、ダイオードＤ₃₁、コンデンサＣ₁
の経路でコンデンサＣ₁の充電電荷を放出する。従っ
て、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃のオンの状態からスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄がオンする状態に切り換わる場
合と同様にして、コンバータ部１及びインバータ部２に
過大な電流が流れることがない。

【００８２】（実施例１２）本実施例では、図２０に示
すように、図１１に示す実施例７におけるダイオードＤ
₁，Ｄ₂に直列に限流要素としてのインダクタンス素子
Ｌ₄₁，Ｌ₄₂を接続すると共に、コンデンサＣ₁及び放電
灯ＬＰの並列回路と直列に限流要素としてのインダクタ
ンスＬ₄₃を接続し、２次巻線Ｌ₂₁，Ｌ₂₂の接続点と、イ
ンダクタンス素子Ｌ₄₁，Ｌ₄₂とスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂との夫々の接続点との間に、ダイオードＤ₃₂，Ｄ₃₃
を接続した構成としてある。なお、インダクタンス素子
Ｌ₄₁〜Ｌ₄₃は互いに電磁結合させ、夫々の極性を図示極
性に設定してある。

【００８３】本実施例の場合には、極性反転時を除く、
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン時の動作は、そのと
きの電流がインダクタンス素子Ｌ₄₁〜Ｌ₄₃を介して流れ
る点を除き、図２１（ａ）〜（ｆ）に示すように実施例
７の場合と同じである。なお、放電灯ＬＰに流れるラン
プ電流ｉ_LPを図２１（ｇ）に示す。極性反転時の動作は
次のようになる。いま、スイッチング素子Ｑ₁のオンか
らスイッチング素子Ｑ₂のオンに切り換わるときには、
コンデンサＣ₁は図２０に図示する極性に充電されてい
る。ここで、コンデンサＣ₁の両端電圧はＶ_Cとする。
このとき、トランスＴ₁に蓄積されたエネルギによりイ
ンダクタンス素子Ｌ ₂₂に誘起される電圧がＶ_Lであると
し、Ｖ_L＜Ｖ_Cであると、図２０中のイで示す経路で電
流が流れる。但し、このときの電流は、インダクタンス
素子Ｌ₂₂及びインダクタンス素子Ｌ₄₂，Ｌ₄₃の限流作用
により抑制される。

【００８４】そして、コンデンサＣ₁の両端電圧Ｖ_Cが
低下することにより、ダイオードＤ ₂がオフとなると、
図２０中のロで示す経路で電流が流れ、コンデンサＣ₁
の充電電荷による電流が２次巻線Ｌ₂₂の経由して流れな
くなる。従って、コンバータ部１の１次側の回生電流が
低減される。また、インダクタンス素子Ｌ₄₃とコンデン
サＣ₁の共振によりコンデンサＣ₁が逆極性に充電され
るため、コンデンサＣ ₁に流れる電流に休止期間を生じ
ることを防止でき、負荷が放電灯ＬＰである場合におけ
る立消えなどの問題を回避することができる。

【００８５】なお、上記インダクタンス素子Ｌ₄₁〜Ｌ₄₃
及びダイオードＤ₃₂，Ｄ₃₃を、図２２に示すように接続
してインバータ部１を構成してもよい。つまり、図２２
の場合には２次巻線Ｌ₂₁，Ｌ₂₂を介することなく、コン
デンサＣ₁の充電電荷を放出する経路に、インダクタン
ス素子Ｌ₄₃の代わりに、インダクタンス素子Ｌ₄₁，Ｌ ₄₂
を挿入するようにしたものである。

【００８６】（実施例１３）本実施例では、図２３に示
すように、図２０に示す実施例１２のコンバータ部１を
２組一体化したもので、基本的には実施例１２と同様に
動作する。なお、図２３の場合には、符号にダッシュを
付したもので１組、ダッシュを付していないもので１組
のコンバータを構成してある。なお、組数は２組以上で
あってもよい。このようにコンバータ部１を複数組で一
体化すると、スイッチング素子Ｑ₀₁，Ｑ₀₂として耐圧の
低いものを用いることができる。

【００８７】（実施例１４）図２４に本実施例を示す。
本実施例では、負荷回路３に供給する電源として極性に
より異なる電圧値のものが必要な場合に対応する実施例
である。図２４の場合には、コンデンサＣ₁の両端電圧
Ｖ_Cが図示極性で生じるときの電圧が低く、逆極性の電
圧が生じるときの電圧が高いことが必要な場合に対応す
る。このとき、トランスＴ₁の２次巻線Ｌ₂₂に誘起され
る電圧は低いので、コンデンサＣ₁の充電電荷により電
流を低減する限流要素としては、２次巻線Ｌ₂₂のみを用
いてある。つまり、本実施例は図２２に示す回路を変形
させて、負荷回路３に供給する電圧値が極性により異な
る場合に対応させたものである。

【００８８】ところで、上述した各実施例では、負荷回
路３に対してほぼ矩形波状の電圧を印加する場合につい
て説明したが、台形波状あるいは正弦波状のものであっ
てもよい。なお、正弦波状とする場合には、スイッチン
グ素子Ｑ₀のオンデューティを正弦波の波高値に応じて
変化させることにより実現することができる。また、直
流電源Ｖ_Sは、交流電源を整流あるいは整流平滑して得
たもの、ＤＣ−ＤＣコンバートしたもの、あるいは車両
用のバッテリーなどどのようなものであってもよい。さ
らに、コンバータ部１は、上述したフライバックタイプ
のもの以外に、フォワードタイプやチョッパタイプのも
のでも構わない。さらにまた、特に限定してないスイッ
チング素子は、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、Ｍ
ＣＴ、サイリスタなどのいずれであってもよい。但し、
ＦＥＴ以外のスイッチング素子の場合には逆並列にダイ
オードを接続する必要があることは言うまでもない。

【００８９】

【発明の効果】請求項１の発明は、上述のように直流電
源と、直流電源の電圧変換を行うコンバータ部と、コン
バータ部から供給される直流電力を交流電力に変換する
複数のスイッチング素子を有するインバータ部と、イン
バータ部の出力に接続されたコンデンサと、該コンデン
サと並列接続されコンデンサの両端電圧が電源として供
給される負荷回路と、インバータの極性反転時に、上記
コンデンサ充電された電荷を減少させる上記インバータ
部のスイッチング素子のうち、少なくとも１つのスイッ
チング素子を介して上記コンデンサに並列に接続された
インピーダンス要素と、極性反転時に上記コンデンサと
上記インピーダンス要素との間にコンデンサの充電電荷
を放出するループを形成するループ形成手段とを備えて
いるので、極性反転時のコンデンサの充電電荷をインピ
ーダンス要素で減少させることができ、この充電電荷を
電源としてインバータ部及びコンバータ部を介して流れ
る電流を減少させ、極性反転時に過電流が流れることを
防止することができる。

【００９０】請求項２の発明では、上記ループ形成手段
を、極性反転時にコンデンサの充電電荷をインピーダン
ス要素を介して放出させる経路を形成するようにインバ
ータ部のスイッチング素子のスイッチングを制御するス
イッチング制御手段で構成してあるので、インバータ部
のスイッチング素子をループ形成手段に兼用して回路構
成を簡単にすることができる。

【００９１】請求項４の発明では、スイッチング素子と
してＦＥＴを用いた場合において、スイッチング素子の
寄生ダイオードをバイパスし、上記コンデンサの充電電
荷をインピーダンス要素に放出するループ内を形成する
ループ形成手段を備えているので、インバータ部を構成
するスイッチング素子として寄生ダイオードのリカバリ
ータイムが遅いＦＥＴを用いた場合に、寄生ダイオード
を介して極性反転時のコンデンサの充電電荷を放出せ
ず、寄生ダイオードのオフ時にサージ電圧が発生するこ
とを防止することができる。

【００９２】請求項４の発明では、上記インピーダンス
要素としてインダクタンス素子を用いているので、コン
デンサから放出された充電電荷によるエネルギをインダ
クタンス素子がコンデンサに放出し、極性反転後にコン
デンサを逆極性に急速に充電することができ、インバー
タ部の出力に接続されるコンデンサの極性反転時の立上
りを速くすることができる。

【００９３】請求項５に示すように、インピーダンス要
素としてインダクタンス素子を用い、互いにインダクタ
ンス素子を電磁結合させているので、インダクタンス素
子を一体的にコイルボビンに巻装する形で構成でき、イ
ンピーダンス要素を小型することができる。請求項６の
発明では、インピーダンス要素として複数のインダクタ
ンス素子を用いる場合においては、請求項６に示すよう
に互いのインダクタンス素子を電磁結合させているの
で、インダクタンス素子をコイルボビンに一体に巻装し
たコイルで形成可能とし、インピーダンス要素を小型に
する。

【００９４】請求項１０の発明では、請求項９の電源装
置のように、コンバータ部として直流電源とインバータ
部との間を絶縁分離するトランスを備えるものにおい
て、トランスの２次巻線を、極性反転時にコンデンサに
充電された電荷を減少させるインピーダンス要素として
兼用してあるので、２次巻線のインダクタンス成分でト
ランスの２次側の回生電流を抑制することができ、また
トランスの１次側に直流電源への回生電流を限流する限
流手段もしくは阻止する阻止手段を設けてあるので、ト
ランスの１次側のコンデンサの充電電荷により回生電流
を抑制あるいは阻止することができる。

【００９５】請求項１１の発明では、請求項９の電源装
置において、トランスの２次側に、極性反転時のコンデ
ンサの充電電荷による回生電流ループ内に限流要素を挿
入してあるので、トランスの２次側のコンデンサの充電
電荷により回生電流を抑制することができる。請求項１
２の発明では、限流要素を極性反転期間以外の期間に短
絡させるスイッチング手段を設けてあるので、極性反転
時以外の期間に限流要素の影響を除去することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】（ａ）〜（ｃ）は夫々別構成のインピーダンス
要素を示す回路図である。

【図４】実施例２の回路図である。

【図５】同上のインバータ部の極性反転時の動作説明図
である。

【図６】実施例３の回路図である。

【図７】実施例４の回路図である。

【図８】同上のインバータ部の極性反転時の動作説明図
である。

【図９】実施例５の回路図である。

【図１０】実施例６の回路図である。

【図１１】実施例７の回路図である。

【図１２】同上の動作説明図である。

【図１３】実施例８の回路図である。

【図１４】同上の動作説明図である。

【図１５】実施例９の回路図である。

【図１６】同上の要部を具体的に示した回路図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】実施例１０の回路図である。

【図１９】実施例１１の回路図である。

【図２０】実施例１２の回路図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【図２２】実施例１２の変形実施例の回路図である。

【図２３】実施例１３の回路図である。

【図２４】実施例１４の回路図である。

【図２５】従来例の回路図である。

【図２６】他の従来例の回路図である。

【符号の説明】１コンバータ部２インバータ部３負荷回路Ｖ_S 直流電源Ｑ₀〜Ｑ₄ スイッチング素子Ｃ₁ コンデンサＤ₀，Ｄ₁，Ｄ₂，Ｄ₁₀〜Ｄ₁₃ ダイオードＺインピーダンス要素Ｌ₁，Ｌ₁₁，Ｌ₁₂ インダクタンス素子Ｌ₂，Ｌ₂₁，Ｌ₂₂ ２次巻線Ｔ₁ トランスＬＰ放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者中村俊朗大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開平５−56647（ＪＰ，Ａ) 特開平４−329297（ＪＰ，Ａ) 特表平２−501974（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 5/27

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、直流電源の電圧変換を行う
コンバータ部と、コンバータ部から供給される直流電力
を交流電力に変換する複数のスイッチング素子を有する
インバータ部と、インバータ部の出力に接続されたコン
デンサと、該コンデンサと並列接続されコンデンサの両
端電圧が電源として供給される負荷回路と、インバータ
の極性反転時に、上記コンデンサに充電された電荷を減
少させる上記インバータ部のスイッチング素子のうち、
少なくとも１つのスイッチング素子を介して上記コンデ
ンサに並列に接続されたインピーダンス要素と、極性反
転時に上記コンデンサと上記インピーダンス要素との間
にコンデンサの充電電荷を放出するループを形成するル
ープ形成手段とを備えて成ることを特徴とする電源装
置。
【請求項２】上記ループ形成手段を、極性反転時にコ
ンデンサの充電電荷をインピーダンス要素を介して放出
させる経路を形成するようにインバータ部のスイッチン
グ素子のスイッチングを制御するスイッチング制御手段
で構成して成ることを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項３】上記インバータ部として、スイッチング
素子をブリッジ接続して構成されたものを用い、直列接
続されるスイッチング素子の接続点間に上記コンデンサ
と負荷回路との並列回路を接続し、直列接続されたスイ
ッチング素子と直列に夫々整流素子を挿入し、夫々の整
流素子とスイッチング素子の接続点間に、極性反転時に
コンデンサに充電された電荷を減少させるインピーダン
ス要素を接続して成ることを特徴とする請求項２記載の
電源装置。
【請求項４】スイッチング素子としてＦＥＴを用いた
場合において、スイッチング素子の寄生ダイオードをバ
イパスし、上記コンデンサの充電電荷をインピーダンス
要素に放出するループ内を形成するループ形成手段を備
えて成ることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項５】上記インピーダンス要素としてインダク
タンス素子を用いて成ることを特徴とする請求項１乃至
請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】上記インピーダンス要素として複数のイ
ンダクタンス素子を用いる場合において、互いのインダ
クタンス素子を電磁結合させて成ることを特徴とする請
求項５記載の電源装置。
【請求項７】負荷回路が、放電灯とインダクタンス素
子との直列回路であることを特徴とする請求項１乃至請
求項６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】上記スイッチング制御手段が出力電圧波
形が略矩形波となるようにスイッチング素子をスイッチ
ング制御して成ることを特徴とする請求項１乃至請求項
７のいずれかに記載の電源装置。
【請求項９】上記コンバータ部が直流電源とインバー
タ部との間を絶縁分離するトランスを備えて成ることを
特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項１０】上記トランスの２次巻線を、極性反転
時にコンデンサに充電された電荷を減少させるインピー
ダンス要素として兼用し、上記トランスの１次側に直流
電源への回生電流を限流する限流手段もしくは阻止する
阻止手段を設けて成ることを特徴とする請求項９記載の
電源装置。
【請求項１１】上記トランスの２次側に、極性反転時
のコンデンサの充電電荷による回生電流ループ内に限流
要素を挿入して成ることを特徴とする請求項９記載の電
源装置。
【請求項１２】上記限流要素を極性反転期間以外の期
間に短絡させるスイッチング手段を設けて成ることを特
徴とする請求項１１記載の電源装置。
【請求項１３】上記コンバータ部が２つの２次巻線を
有するトランスを備え、夫々のトランスの２次巻線の直
列回路の両端に２個のスイッチング素子を直列接続し、
２次巻線の接続点とスイッチング素子の接続点との間に
コンデンサと負荷回路との並列回路を接続し、極性反転
時のコンデンサの充電電荷による電流を２次巻線をバイ
パスにして放出するループを形成するループ形成手段
と、そのループ電流を限流する限流要素とを備えて成る
ことを特徴とする請求項１１記載の電源装置。
【請求項１４】コンバータ部を複数組のコンバータを
用いて構成して成ることを特徴とする請求項１２記載の
電源装置。