JP3220895B2 - 注入同期発振器 - Google Patents
注入同期発振器Info
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- JP3220895B2 JP3220895B2 JP34510395A JP34510395A JP3220895B2 JP 3220895 B2 JP3220895 B2 JP 3220895B2 JP 34510395 A JP34510395 A JP 34510395A JP 34510395 A JP34510395 A JP 34510395A JP 3220895 B2 JP3220895 B2 JP 3220895B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波帯およ
びミリ波帯注入同期発振器に関するものである。
びミリ波帯注入同期発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図１０は従来の非可逆４端子分配／合成
回路を用いた注入同期発振器（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．
Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃ
ｈ．，ｖｏｌ．４２，ｐｐ．２５７２−２５７８，Ｄｅ
ｃ．１９９４）である。端子１１または端子１２より入
力した信号は端子１３および１４にのみ分配され、端子
１１−１２間および端子１３−１４間には信号の伝達は
ない分配／合成回路１０において、端子１３と端子１２
間に増幅器２０を挿入している。ここで、２１および２
２は上記増幅器２０の入力端子、出力端子である。端子
１３と端子１２は増幅器２０から見て結合端子であり、
増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、１３−２１
−２０−２２−３０−１２−１３のループの利得が１以
上で、位相回りが２πの整数倍となる周波数において発
振を生じる。３０は、ループの位相回りを調整する遅延
線路である。この発振器は端子１を介して端子１１に注
入信号が入力されると、発振周波数が注入信号に同期
し、発振出力は端子１４を介して端子２から取り出さ
れ、注入同期発振器として動作する。トランジスタで形
成した分配／合成回路１０は、トランジスタの広帯域性
によってｎ＝１の基本波およびｎ＝２、３、４…のサブ
ハーモニックに対して分配／合成回路１０の動作が保持
されるため、サブハーモニック係数１／ｎの値を自由に
設定可能となり、かつサブハーモニック係数１／ｎの小
さいサブハーモニックを注入した場合でも注入同期発振
する。これは逓倍器と同じ機能である。また、図１０の
注入同期発振器はモノリシック化が容易であり、注入発
振源として市販シンセサイザＩＣと組み合わせることに
より１ないし２チップ構成により、簡易でかつ経済的な
マイクロ波およびミリ波帯ＭＭＩＣシンセサイザを実現
することが可能となる。
回路を用いた注入同期発振器（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．
Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃ
ｈ．，ｖｏｌ．４２，ｐｐ．２５７２−２５７８，Ｄｅ
ｃ．１９９４）である。端子１１または端子１２より入
力した信号は端子１３および１４にのみ分配され、端子
１１−１２間および端子１３−１４間には信号の伝達は
ない分配／合成回路１０において、端子１３と端子１２
間に増幅器２０を挿入している。ここで、２１および２
２は上記増幅器２０の入力端子、出力端子である。端子
１３と端子１２は増幅器２０から見て結合端子であり、
増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、１３−２１
−２０−２２−３０−１２−１３のループの利得が１以
上で、位相回りが２πの整数倍となる周波数において発
振を生じる。３０は、ループの位相回りを調整する遅延
線路である。この発振器は端子１を介して端子１１に注
入信号が入力されると、発振周波数が注入信号に同期
し、発振出力は端子１４を介して端子２から取り出さ
れ、注入同期発振器として動作する。トランジスタで形
成した分配／合成回路１０は、トランジスタの広帯域性
によってｎ＝１の基本波およびｎ＝２、３、４…のサブ
ハーモニックに対して分配／合成回路１０の動作が保持
されるため、サブハーモニック係数１／ｎの値を自由に
設定可能となり、かつサブハーモニック係数１／ｎの小
さいサブハーモニックを注入した場合でも注入同期発振
する。これは逓倍器と同じ機能である。また、図１０の
注入同期発振器はモノリシック化が容易であり、注入発
振源として市販シンセサイザＩＣと組み合わせることに
より１ないし２チップ構成により、簡易でかつ経済的な
マイクロ波およびミリ波帯ＭＭＩＣシンセサイザを実現
することが可能となる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図１０に示す
注入同期発振器を発振器として動作させるには、ループ
の利得を１以上にする必要がある。図１１は、ミリ波帯
で有効なデバイスの１つであるＰＨＥＭＴ（カットオフ
周波数８０ＧＨｚ）を用いて形成した非可逆分配／合成
回路の入力端子から出力端子への分配特性をシミュレー
ションした結果である。図１１に示すように非可逆分配
／合成回路の分配特性は周波数が増加するとともに劣化
し、例えば、６０ＧＨｚでの分配損失は−１０ｄＢであ
る。即ち、６０ＧＨｚ帯において、図１０に示す注入同
期発振器を実現するためには、１０ｄＢ以上の利得を有
する増幅器を挿入する必要がある。しかし、周波数が高
くなるとデバイス特性が劣化し、高い利得を有する増幅
器を実現することが段々と困難になり、多段増幅器を用
いなければならなくなる。その結果、増幅器部の回路面
積が大きくなるとともに、増幅器内の位相回りが大きく
なるため周波数同期範囲が狭くなる。また、分配／合成
回路と増幅器との接続がレイアウト的に難しくなる。ま
た、デバイスのカットオフ周波数近くになると、自由発
振の条件を実現できなくなり、従来の注入同期発振器に
は適用周波数の上限が存在した。即ち、デバイス動作周
波数の上限に近づく程、従来の注入同期発振器構成では
実現性が極端に低くなる問題があった。
注入同期発振器を発振器として動作させるには、ループ
の利得を１以上にする必要がある。図１１は、ミリ波帯
で有効なデバイスの１つであるＰＨＥＭＴ（カットオフ
周波数８０ＧＨｚ）を用いて形成した非可逆分配／合成
回路の入力端子から出力端子への分配特性をシミュレー
ションした結果である。図１１に示すように非可逆分配
／合成回路の分配特性は周波数が増加するとともに劣化
し、例えば、６０ＧＨｚでの分配損失は−１０ｄＢであ
る。即ち、６０ＧＨｚ帯において、図１０に示す注入同
期発振器を実現するためには、１０ｄＢ以上の利得を有
する増幅器を挿入する必要がある。しかし、周波数が高
くなるとデバイス特性が劣化し、高い利得を有する増幅
器を実現することが段々と困難になり、多段増幅器を用
いなければならなくなる。その結果、増幅器部の回路面
積が大きくなるとともに、増幅器内の位相回りが大きく
なるため周波数同期範囲が狭くなる。また、分配／合成
回路と増幅器との接続がレイアウト的に難しくなる。ま
た、デバイスのカットオフ周波数近くになると、自由発
振の条件を実現できなくなり、従来の注入同期発振器に
は適用周波数の上限が存在した。即ち、デバイス動作周
波数の上限に近づく程、従来の注入同期発振器構成では
実現性が極端に低くなる問題があった。
【０００４】本発明の目的は適用周波数の広い注入同期
発振器を提供することにある。
発振器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めの本発明の特徴は、第１および第２の入力端子と第１
および第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１
の出力端子および第２の出力端子への信号伝達が非可逆
であり、第２の入力端子から第１の出力端子および第２
の出力端子への信号伝達が非可逆であり、第１の入力端
子と第２の入力端子間および第１の出力端子と第２の出
力端子間が電気的にアイソレートされた非可逆４端子回
路と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端子間に前
記４端子回路の動作周波数帯域の少なくとも一部の帯域
で動作する増幅器を有し、前記第１の入力端子に注入信
号を入力し、前記第２の出力端子から発振出力を得る注
入同期発振器において、前記第１の出力端子と前記増幅
器の入力の間に低インピーダンス線路からなるインピー
ダンス変成器を挿入した注入同期発振器にある。
めの本発明の特徴は、第１および第２の入力端子と第１
および第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１
の出力端子および第２の出力端子への信号伝達が非可逆
であり、第２の入力端子から第１の出力端子および第２
の出力端子への信号伝達が非可逆であり、第１の入力端
子と第２の入力端子間および第１の出力端子と第２の出
力端子間が電気的にアイソレートされた非可逆４端子回
路と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端子間に前
記４端子回路の動作周波数帯域の少なくとも一部の帯域
で動作する増幅器を有し、前記第１の入力端子に注入信
号を入力し、前記第２の出力端子から発振出力を得る注
入同期発振器において、前記第１の出力端子と前記増幅
器の入力の間に低インピーダンス線路からなるインピー
ダンス変成器を挿入した注入同期発振器にある。
【０００６】好ましくは、上記注入同期発振器におい
て、上記第２の出力端子から低インピーダンス線路から
なるインピーダンス変成器を介して発振出力を得る注入
同期発振器にある。
て、上記第２の出力端子から低インピーダンス線路から
なるインピーダンス変成器を介して発振出力を得る注入
同期発振器にある。
【０００７】好ましくは、上記注入同期発振器におい
て、上記第２の出力端子からインダクティブな線路と終
端短絡スタブからなるインピーダンス整合回路を介して
発振出力を得る注入同期発振器にある。
て、上記第２の出力端子からインダクティブな線路と終
端短絡スタブからなるインピーダンス整合回路を介して
発振出力を得る注入同期発振器にある。
【０００８】好ましくは、上記注入同期発振器におい
て、上記インピーダンス整合回路がインダクティブな線
路と終端開放スタブからなる注入同期発振器にある。
て、上記インピーダンス整合回路がインダクティブな線
路と終端開放スタブからなる注入同期発振器にある。
【０００９】好ましくは、上記注入同期発振器におい
て、上記増幅器と上記第２の入力端子の間に可変移相器
を挿入した注入同期発振器にある。
て、上記増幅器と上記第２の入力端子の間に可変移相器
を挿入した注入同期発振器にある。
【００１０】本発明に係わる注入同期発振器は、低イン
ピーダンス線路からなるインピーダンス変成器により高
い周波数帯で分配／合成回路の第１の出力端子における
不整合が改善され、分配／合成回路の第２の入力端子か
ら第１の出力端子への分配損失を適用周波数帯で改善で
きる。分配損失の改善効果については、実施例で詳しく
述べる。分配／合成回路の分配特性が、例えば、数ｄＢ
改善できれば、増幅器の利得要求を改善量分軽減するこ
とができ、ミリ波帯のような高い周波数帯においても一
般的な増幅器を用いて自由発振動作を得ることが可能と
なる。そして、デバイスの動作周波数範囲の高周波帯に
おいても、増幅器をライブラリから引用してループを形
成することにより注入同期発振器を容易に実現できる。
また、低インピーダンス線路を用いることにより、目標
周波数帯での分配損失改善と５０Ωインピーダンス整合
が行なえる。ここで、低い周波数帯の結合度の劣化が数
ｄＢ以下と小さいので、従来と同様にサブハーモニック
信号による同期発振動作を得ることができる。
ピーダンス線路からなるインピーダンス変成器により高
い周波数帯で分配／合成回路の第１の出力端子における
不整合が改善され、分配／合成回路の第２の入力端子か
ら第１の出力端子への分配損失を適用周波数帯で改善で
きる。分配損失の改善効果については、実施例で詳しく
述べる。分配／合成回路の分配特性が、例えば、数ｄＢ
改善できれば、増幅器の利得要求を改善量分軽減するこ
とができ、ミリ波帯のような高い周波数帯においても一
般的な増幅器を用いて自由発振動作を得ることが可能と
なる。そして、デバイスの動作周波数範囲の高周波帯に
おいても、増幅器をライブラリから引用してループを形
成することにより注入同期発振器を容易に実現できる。
また、低インピーダンス線路を用いることにより、目標
周波数帯での分配損失改善と５０Ωインピーダンス整合
が行なえる。ここで、低い周波数帯の結合度の劣化が数
ｄＢ以下と小さいので、従来と同様にサブハーモニック
信号による同期発振動作を得ることができる。
【００１１】また、本発明による注入同期発振器は、分
配／合成回路の第２の出力端子からインピーダンス変成
器を介して発振出力を取り出すため、発振ループから発
振出力端子への結合度をも改善しており、従来に比較し
て発振出力の低下を防止できる。
配／合成回路の第２の出力端子からインピーダンス変成
器を介して発振出力を取り出すため、発振ループから発
振出力端子への結合度をも改善しており、従来に比較し
て発振出力の低下を防止できる。
【００１２】また、本発明に係わる注入同期発振器は、
分配／合成回路の第２の出力端子からインダクティブな
線路と終端短絡スタブ（または終端開放スタブ）からな
るインピーダンス整合回路を介して発振出力を取り出す
ため、発振ループから発振出力端子への結合度をも改善
しており、発振出力の低下を防止できる。また、第１の
入力端子から第２の出力端子間において発振周波数帯以
外の信号伝達が抑圧できるため、サブハーモニック同期
動作時に問題となる注入信号およびその高調波成分の発
振出力端子への漏洩を抑圧できる。その結果、出力端子
から低スプリアスな発振信号を得ることが可能となる。
分配／合成回路の第２の出力端子からインダクティブな
線路と終端短絡スタブ（または終端開放スタブ）からな
るインピーダンス整合回路を介して発振出力を取り出す
ため、発振ループから発振出力端子への結合度をも改善
しており、発振出力の低下を防止できる。また、第１の
入力端子から第２の出力端子間において発振周波数帯以
外の信号伝達が抑圧できるため、サブハーモニック同期
動作時に問題となる注入信号およびその高調波成分の発
振出力端子への漏洩を抑圧できる。その結果、出力端子
から低スプリアスな発振信号を得ることが可能となる。
【００１３】また、本発明に係わる注入同期発振器は、
発振ループに可変移相器を挿入することにより、ループ
内の位相回りが変化し、自由発振周波数を変えることが
できるため、周波数引込範囲を従来に比較して広げるこ
とができる。すなわち、一般に注入同期発振器の引込範
囲Δｆは、
発振ループに可変移相器を挿入することにより、ループ
内の位相回りが変化し、自由発振周波数を変えることが
できるため、周波数引込範囲を従来に比較して広げるこ
とができる。すなわち、一般に注入同期発振器の引込範
囲Δｆは、
【数１】 で表され、注入信号の入力レベルに依存する。ただし、
ｆ0 は発振器の自由発振周波数、Ｑeff は発振器の外部
Ｑ、Ｐo は発振器の出力、Ｐi は外部からの注入信号入
力電力である。しかし、本発明の注入同期発振器では可
変移相器による自由発振周波数の変化量をΔｆｏとする
と、引込範囲Δｆは
ｆ0 は発振器の自由発振周波数、Ｑeff は発振器の外部
Ｑ、Ｐo は発振器の出力、Ｐi は外部からの注入信号入
力電力である。しかし、本発明の注入同期発振器では可
変移相器による自由発振周波数の変化量をΔｆｏとする
と、引込範囲Δｆは
【数２】 と表され、注入信号の入力レベルに関係なく、周波数引
込範囲をΔｆｏ広げることができる。また、サブハーモ
ニックを注入した場合、図１０に示す従来の注入同期発
振器では、基本波を注入した場合の周波数引込範囲Δｆ
１とｎ次サブハーモニックを注入した場合の周波数引込
範囲Δｆｎには、次式のような経験的な関係がある（Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒ
ｙ ａｎｄＴｅｃｈ．，ｖｏｌ．４２，ｐｐ．２５７２
−２５７８，Ｄｅｃ．１９９４参照）。
込範囲をΔｆｏ広げることができる。また、サブハーモ
ニックを注入した場合、図１０に示す従来の注入同期発
振器では、基本波を注入した場合の周波数引込範囲Δｆ
１とｎ次サブハーモニックを注入した場合の周波数引込
範囲Δｆｎには、次式のような経験的な関係がある（Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒ
ｙ ａｎｄＴｅｃｈ．，ｖｏｌ．４２，ｐｐ．２５７２
−２５７８，Ｄｅｃ．１９９４参照）。
【００１４】
【数３】 ここで、ｎはサブハーモニック次数である。しかし、同
様に本発明の注入同期発振器では自由発振周波数がΔｆ
ｏ変化できるため、ｎ次サブハーモニック注入時の周波
数引込範囲Δｆｎは
様に本発明の注入同期発振器では自由発振周波数がΔｆ
ｏ変化できるため、ｎ次サブハーモニック注入時の周波
数引込範囲Δｆｎは
【数４】 と表される。従って、次数の高いサブハーモニックを注
入した場合においても広い引込範囲が実現でき、広帯域
な周波数逓倍器として動作することができる。
入した場合においても広い引込範囲が実現でき、広帯域
な周波数逓倍器として動作することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明によ
る実施例について説明する。
る実施例について説明する。
【００１６】第１の実施例 図１は本発明の注入同期発振器の第１の実施例である。
図１において、図１０と同一のものについては同一の符
号を付す。
図１において、図１０と同一のものについては同一の符
号を付す。
【００１７】１は注入信号入力端子、２は発振信号出力
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。さら
に、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入力端子、
出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅器２０の
入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介して分配
／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器２０の出
力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成回路１０
の端子１２に接続されている。ここで、分配／合成回路
１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結合端
子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、
１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−１２−
１３のループの利得が１以上で、位相回りが２πの整数
倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延線路３
０はループの位相回りを調整する高周波線路であり、一
部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成してもよ
い。
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。さら
に、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入力端子、
出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅器２０の
入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介して分配
／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器２０の出
力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成回路１０
の端子１２に接続されている。ここで、分配／合成回路
１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結合端
子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、
１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−１２−
１３のループの利得が１以上で、位相回りが２πの整数
倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延線路３
０はループの位相回りを調整する高周波線路であり、一
部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成してもよ
い。
【００１８】分配／合成回路１０の端子１１より高安定
・低位相雑音の信号を入力するとその一部が端子１３を
介して増幅器２０に入力され、発振中の増幅器の非線形
性によって高調波が生じる。この高調波が上記自由発振
周波数付近の場合には、該発振周波数と高調波とにうね
りが生じ、これが零になるように状態が変化して注入信
号に同期した発振状態になる。発振出力は端子１２を介
して端子１４に出力され、端子２から出力される。ここ
で、分配／合成回路１０の非可逆性により端子１１に発
振出力は現れない。従って、端子１１が不整合の状態で
あったとしても発振出力の一部が端子１１で反射されて
該発振ループに再注入されることはない。また同様に、
端子１４での反射波は他のどの端子にも現われないので
再注入されない。つまり、外部回路の影響を受けにくい
構成である。
・低位相雑音の信号を入力するとその一部が端子１３を
介して増幅器２０に入力され、発振中の増幅器の非線形
性によって高調波が生じる。この高調波が上記自由発振
周波数付近の場合には、該発振周波数と高調波とにうね
りが生じ、これが零になるように状態が変化して注入信
号に同期した発振状態になる。発振出力は端子１２を介
して端子１４に出力され、端子２から出力される。ここ
で、分配／合成回路１０の非可逆性により端子１１に発
振出力は現れない。従って、端子１１が不整合の状態で
あったとしても発振出力の一部が端子１１で反射されて
該発振ループに再注入されることはない。また同様に、
端子１４での反射波は他のどの端子にも現われないので
再注入されない。つまり、外部回路の影響を受けにくい
構成である。
【００１９】次に、インピーダンス変成器４０の作用に
ついて述べる。ここで、従来例との比較を明確化するた
め、非可逆分配／合成回路１０は図９のシミュレーショ
ンに用いたものと同じものとし、設計発振周波数として
６０ＧＨｚを用いる。図２に非可逆分配／合成回路１０
の回路図を示す。図２において、図１と同一のものにつ
いては同一の符号を付す。分配／合成回路１０はゲート
接地ＦＥＴ２つからなる同相分配器を図２のように組み
合わせた４端子回路である。ここで、トランジスタとし
て電解効果トランジスタを用いるので、Ｓはソース、Ｄ
はドレイン、Ｇはゲートを表す。
ついて述べる。ここで、従来例との比較を明確化するた
め、非可逆分配／合成回路１０は図９のシミュレーショ
ンに用いたものと同じものとし、設計発振周波数として
６０ＧＨｚを用いる。図２に非可逆分配／合成回路１０
の回路図を示す。図２において、図１と同一のものにつ
いては同一の符号を付す。分配／合成回路１０はゲート
接地ＦＥＴ２つからなる同相分配器を図２のように組み
合わせた４端子回路である。ここで、トランジスタとし
て電解効果トランジスタを用いるので、Ｓはソース、Ｄ
はドレイン、Ｇはゲートを表す。
【００２０】例として、インピーダンス変成器４０が２
０Ω線路である場合の動作原理を説明する。図３は端子
１３ａから見た分配／合成回路の出力インピーダンス特
性をスミスチャートで表したものであり、端子１３ａお
よび端子１３から見た６０ＧＨｚにおける出力インピー
ダンスを×、△で表示する。△は、低インピーダンス線
路を挿入しない場合における分配／合成回路の出力イン
ピーダンスでもあり、６０ＧＨｚでは実軸からかなり回
転し、整合から大きくはずれている。そこで、２０Ω線
路を挿入することにより△は２０Ω系で矢印方向にまず
変換され、２０Ω線路の長さに合わせてθ回転し、実軸
上で５０Ω系に再変換することにより、スミスチャート
の中心（完全整合点）に近づき、×に来る。この結果、
６０ＧＨｚ帯では端子１３ａで整合性が良くなり、端子
１２から端子１３ａへの分配特性が改善される。図４
は、低インピーダンス線路を挿入した場合における、端
子１２から端子１３ａへの分配特性を計算した結果であ
る。△の出力インピーダンスが数Ωと低いため、より低
いインピーダンス線路を挿入することにより分配特性が
改善できる。図４より、２０Ω線路を挿入すると結合度
が５．５ｄＢ上昇し、増幅器２０の利得が５ｄＢでも、
ループ１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−
１２−１３は自由発振し、第１の実施例に示した回路は
注入同期発振器として動作できる。５ｄＢ増幅器はミリ
波帯においても容易に実現でき、高周波帯における注入
同期発振器の設計が非常に簡易になる。また、異なった
より高い周波数帯でも低インピーダンス線路の長さを調
整することにより適用できる。
０Ω線路である場合の動作原理を説明する。図３は端子
１３ａから見た分配／合成回路の出力インピーダンス特
性をスミスチャートで表したものであり、端子１３ａお
よび端子１３から見た６０ＧＨｚにおける出力インピー
ダンスを×、△で表示する。△は、低インピーダンス線
路を挿入しない場合における分配／合成回路の出力イン
ピーダンスでもあり、６０ＧＨｚでは実軸からかなり回
転し、整合から大きくはずれている。そこで、２０Ω線
路を挿入することにより△は２０Ω系で矢印方向にまず
変換され、２０Ω線路の長さに合わせてθ回転し、実軸
上で５０Ω系に再変換することにより、スミスチャート
の中心（完全整合点）に近づき、×に来る。この結果、
６０ＧＨｚ帯では端子１３ａで整合性が良くなり、端子
１２から端子１３ａへの分配特性が改善される。図４
は、低インピーダンス線路を挿入した場合における、端
子１２から端子１３ａへの分配特性を計算した結果であ
る。△の出力インピーダンスが数Ωと低いため、より低
いインピーダンス線路を挿入することにより分配特性が
改善できる。図４より、２０Ω線路を挿入すると結合度
が５．５ｄＢ上昇し、増幅器２０の利得が５ｄＢでも、
ループ１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−
１２−１３は自由発振し、第１の実施例に示した回路は
注入同期発振器として動作できる。５ｄＢ増幅器はミリ
波帯においても容易に実現でき、高周波帯における注入
同期発振器の設計が非常に簡易になる。また、異なった
より高い周波数帯でも低インピーダンス線路の長さを調
整することにより適用できる。
【００２１】以上、本発明の第１の実施例では、非可逆
分配／合成回路の第１の出力端子でのインピーダンス整
合により第２の入力端子から第１の出力端子への結合度
が改善できるため、ミリ波帯のような高い周波数帯にお
いても一般的な増幅器を用いて容易に自由発振動作を可
能とする。その結果、デバイスの特性が劣化する高周波
帯においても、発振周波数に適した増幅器をライブラリ
から引用してループを形成することにより、注入同期発
振器を実現できる。
分配／合成回路の第１の出力端子でのインピーダンス整
合により第２の入力端子から第１の出力端子への結合度
が改善できるため、ミリ波帯のような高い周波数帯にお
いても一般的な増幅器を用いて容易に自由発振動作を可
能とする。その結果、デバイスの特性が劣化する高周波
帯においても、発振周波数に適した増幅器をライブラリ
から引用してループを形成することにより、注入同期発
振器を実現できる。
【００２２】また、注入信号としてサブハーモニックを
入力し、本発明の第１の実施例の注入同期発振器に逓倍
器の機能も付加して動作させるためには、低い周波数帯
での注入信号入力端子１１から端子１３ａへの分配特性
が良好である必要がある。図４の計算結果は端子１１か
ら端子１３ａへの分配特性でもあり、低インピーダンス
線路を挿入することにより、低い周波数帯の結合度の劣
化は数ｄＢ以下と小さいので、従来と同様にサブハーモ
ニック信号による同期発振動作を得ることができる。
入力し、本発明の第１の実施例の注入同期発振器に逓倍
器の機能も付加して動作させるためには、低い周波数帯
での注入信号入力端子１１から端子１３ａへの分配特性
が良好である必要がある。図４の計算結果は端子１１か
ら端子１３ａへの分配特性でもあり、低インピーダンス
線路を挿入することにより、低い周波数帯の結合度の劣
化は数ｄＢ以下と小さいので、従来と同様にサブハーモ
ニック信号による同期発振動作を得ることができる。
【００２３】第２の実施例 図５は本発明の注入同期発振器の第２の実施例である。
図５において、図１と同一のものについては同一の符号
を付す。
図５において、図１と同一のものについては同一の符号
を付す。
【００２４】１は注入信号入力端子、２は発振信号出力
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０および４１は低インピーダンス線路から
なるインピーダンス変成器であり、分配／合成回路１０
の第１の出力端子１３と端子１３ａの間、第２の出力端
子１４と端子１４ａの間にそれぞれ挿入されている。さ
らに、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入力端
子、出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅器２
０の入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介して
分配／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器２０
の出力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成回路
１０の端子１２に接続されている。ここで、分配／合成
回路１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結
合端子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成
し、１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−１
２−１３のループの利得が１以上で、位相回りが２πの
整数倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延線
路３０はループの位相回りを調整する高周波線路であ
り、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成し
てもよい。
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０および４１は低インピーダンス線路から
なるインピーダンス変成器であり、分配／合成回路１０
の第１の出力端子１３と端子１３ａの間、第２の出力端
子１４と端子１４ａの間にそれぞれ挿入されている。さ
らに、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入力端
子、出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅器２
０の入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介して
分配／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器２０
の出力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成回路
１０の端子１２に接続されている。ここで、分配／合成
回路１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結
合端子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成
し、１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０−１
２−１３のループの利得が１以上で、位相回りが２πの
整数倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延線
路３０はループの位相回りを調整する高周波線路であ
り、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成し
てもよい。
【００２５】以上の第２の実施例によれば、本発明の第
１の実施例と同様の効果に加えて、端子１２から発振出
力端子１４ａへの分配損失も改善できるため、発振出力
を従来に比較して高いレベルで取り出すことができる。
１の実施例と同様の効果に加えて、端子１２から発振出
力端子１４ａへの分配損失も改善できるため、発振出力
を従来に比較して高いレベルで取り出すことができる。
【００２６】第３の実施例 図６Ａは本発明の注入同期発振器の第３の実施例であ
る。図６Ａにおいて、図１と同一のものについては同一
の符号を付す。
る。図６Ａにおいて、図１と同一のものについては同一
の符号を付す。
【００２７】１は注入信号入力端子、２は発振信号出力
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。また、
５０はインダクティブな線路と終端短絡スタブからなる
インピーダンス整合回路であり、分配／合成回路１０の
第２の出力端子１４と端子１４ａの間に挿入されてい
る。さらに、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入
力端子、出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅
器２０の入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介
して分配／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器
２０の出力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成
回路１０の端子１２に接続されている。ここで、分配／
合成回路１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見
て結合端子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を
形成し、１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０
−１２−１３ループの利得が１以上で、位相回りが２π
の整数倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延
線路３０はループの位相回りを調整する高周波線路であ
り、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成し
てもよい。
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。また、
５０はインダクティブな線路と終端短絡スタブからなる
インピーダンス整合回路であり、分配／合成回路１０の
第２の出力端子１４と端子１４ａの間に挿入されてい
る。さらに、２０は増幅器で、２１と２２はそれぞれ入
力端子、出力端子であり、３０は遅延線路である。増幅
器２０の入力端子２１はインピーダンス変成器４０を介
して分配／合成回路１０の端子１３に接続され、増幅器
２０の出力端子２２は遅延線路３０を介して分配／合成
回路１０の端子１２に接続されている。ここで、分配／
合成回路１０の端子１２と端子１３は増幅器２０から見
て結合端子であり、増幅器２０の入出力間に帰還回路を
形成し、１３−４０−１３ａ−２１−２０−２２−３０
−１２−１３ループの利得が１以上で、位相回りが２π
の整数倍となる周波数において自由発振を生じる。遅延
線路３０はループの位相回りを調整する高周波線路であ
り、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形成し
てもよい。
【００２８】次に、インダクティブな線路と終端短絡ス
タブからなるインピーダンス整合回路５０の作用につい
て述べる。図７は端子１４ａから見た分配／合成回路の
出力インピーダンス特性をスミスチャートで表したもの
であり、端子１４ａおよび端子１４から見た６０ＧＨｚ
における出力インピーダンスを×、△で表示する。ここ
で、計算に用いたインピーダンス整合回路は図７中に示
すように５０Ω線路とキャパシタからなる一般的な整合
回路を用いた。図７の△は、インピーダンス整合回路５
０を挿入しない場合における分配／合成回路の出力イン
ピーダンスでもある。まず、直列の５０Ω線路を直列に
挿入することにより△から線路長にあわせてθ回転し、
短絡スタブのもつ誘導性により並列サセプタンス分が打
ち消され、実軸上の×に来る。この結果、６０ＧＨｚ帯
では端子１４ａで整合性が良くなり、端子１２から端子
１４ａへの分配特性が改善される。図８は、終端短絡ス
タブを挿入した場合の、端子１２から端子１４ａへの分
配特性を計算した結果である。６０ＧＨｚ帯で分配損失
が約９ｄＢ改善でき、さらに整合性を上げることにより
利得を得ることも可能となる。
タブからなるインピーダンス整合回路５０の作用につい
て述べる。図７は端子１４ａから見た分配／合成回路の
出力インピーダンス特性をスミスチャートで表したもの
であり、端子１４ａおよび端子１４から見た６０ＧＨｚ
における出力インピーダンスを×、△で表示する。ここ
で、計算に用いたインピーダンス整合回路は図７中に示
すように５０Ω線路とキャパシタからなる一般的な整合
回路を用いた。図７の△は、インピーダンス整合回路５
０を挿入しない場合における分配／合成回路の出力イン
ピーダンスでもある。まず、直列の５０Ω線路を直列に
挿入することにより△から線路長にあわせてθ回転し、
短絡スタブのもつ誘導性により並列サセプタンス分が打
ち消され、実軸上の×に来る。この結果、６０ＧＨｚ帯
では端子１４ａで整合性が良くなり、端子１２から端子
１４ａへの分配特性が改善される。図８は、終端短絡ス
タブを挿入した場合の、端子１２から端子１４ａへの分
配特性を計算した結果である。６０ＧＨｚ帯で分配損失
が約９ｄＢ改善でき、さらに整合性を上げることにより
利得を得ることも可能となる。
【００２９】以上、第３の実施例によれば、本発明の注
入同期発振器の第２の実施例と同様の効果を有する。ま
た、インピーダンス整合回路を挿入することにより、注
入信号入力端子１１から発振信号出力端子１４ａへの信
号伝達は発振周波数帯以外で抑圧できる。すなわち、図
８より６０ＧＨｚを発振周波数とした場合、５〜３０Ｇ
Ｈｚの信号は−２０ｄＢ以下に抑圧できる。高次のサブ
ハーモニック同期動作を行なう場合、注入信号およびそ
の高調波成分は発振スペクトルのスプリアスとなり、発
振信号の品質を劣化させる要因となるが、本発明の注入
同期発振器はこれらの不要波を大幅に抑圧し、図８中に
示すように従来に比較して低スプリアスは発振信号を得
ることが可能となる。また、インピーダンス整合回路と
して図６Ｂに示すようにインダクティブな線路と終端開
放スタブを用いても同様の効果を得る。
入同期発振器の第２の実施例と同様の効果を有する。ま
た、インピーダンス整合回路を挿入することにより、注
入信号入力端子１１から発振信号出力端子１４ａへの信
号伝達は発振周波数帯以外で抑圧できる。すなわち、図
８より６０ＧＨｚを発振周波数とした場合、５〜３０Ｇ
Ｈｚの信号は−２０ｄＢ以下に抑圧できる。高次のサブ
ハーモニック同期動作を行なう場合、注入信号およびそ
の高調波成分は発振スペクトルのスプリアスとなり、発
振信号の品質を劣化させる要因となるが、本発明の注入
同期発振器はこれらの不要波を大幅に抑圧し、図８中に
示すように従来に比較して低スプリアスは発振信号を得
ることが可能となる。また、インピーダンス整合回路と
して図６Ｂに示すようにインダクティブな線路と終端開
放スタブを用いても同様の効果を得る。
【００３０】第４の実施例 図９は本発明の注入同期発振器の第４の実施例である。
図９において、図１と同一のものについては同一の符号
を付す。
図９において、図１と同一のものについては同一の符号
を付す。
【００３１】１は注入信号入力端子、２は発振信号出力
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。また、
５０はインダクティブな線路と終端短絡スタブからなる
インピーダンス整合回路であり、分配／合成回路１０の
第２の出力端子１４と端子１４ａの間に挿入されてい
る。また、６０は可変移相器（または可変移相器と遅延
線路の従属接続）であり、６１と６２はそれぞれ入力端
子、出力端子である。さらに、２０は増幅器で、２１と
２２はそれぞれ入力端子、出力端子であり、３０は遅延
線路である。増幅器２０の入力端子２１はインピーダン
ス変成器４０を介して分配／合成回路１０の端子１３に
接続され、増幅器２０の出力端子２２は可変移相器６０
の入力端子６１に接続され、可変移相器６０の出力端子
６２は遅延線路３０を介して分配／合成回路１０の端子
１２に接続されている。ここで、分配／合成回路１０の
端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結合端子であ
り、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、１３−
４０−１３ａ−２１−２０−２２−６１−６０−６２−
３０−１２−１３ループの利得が１以上で、位相回りが
２πの整数倍となる周波数において自由発振を生じる。
遅延線路３０はループの位相回りを調整する高周波線路
であり、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形
成してもよい。また、可変移相器６０は端子１３ａと端
子２１間に形成してもよい。
端子である。また、１０は非可逆分配／合成回路であっ
て、１１は第１の入力端子、１２は第２の入力端子、１
３は第１の出力端子、１４は第２の出力端子である。端
子１を介して端子１１より入力した信号は端子１３およ
び１４にのみ分配され、端子１２より入力した信号は端
子１３および１４のみに分配され、端子１１−１２間お
よび端子１３−１４間には信号の伝達はない（アイソレ
ートされている）。図中の矢印は該信号伝達の様子を示
す。また、４０は低インピーダンス線路からなるインピ
ーダンス変成器であり、分配／合成回路１０の第１の出
力端子１３と端子１３ａの間に挿入されている。また、
５０はインダクティブな線路と終端短絡スタブからなる
インピーダンス整合回路であり、分配／合成回路１０の
第２の出力端子１４と端子１４ａの間に挿入されてい
る。また、６０は可変移相器（または可変移相器と遅延
線路の従属接続）であり、６１と６２はそれぞれ入力端
子、出力端子である。さらに、２０は増幅器で、２１と
２２はそれぞれ入力端子、出力端子であり、３０は遅延
線路である。増幅器２０の入力端子２１はインピーダン
ス変成器４０を介して分配／合成回路１０の端子１３に
接続され、増幅器２０の出力端子２２は可変移相器６０
の入力端子６１に接続され、可変移相器６０の出力端子
６２は遅延線路３０を介して分配／合成回路１０の端子
１２に接続されている。ここで、分配／合成回路１０の
端子１２と端子１３は増幅器２０から見て結合端子であ
り、増幅器２０の入出力間に帰還回路を形成し、１３−
４０−１３ａ−２１−２０−２２−６１−６０−６２−
３０−１２−１３ループの利得が１以上で、位相回りが
２πの整数倍となる周波数において自由発振を生じる。
遅延線路３０はループの位相回りを調整する高周波線路
であり、一部または全部を端子１３ａと端子２１間に形
成してもよい。また、可変移相器６０は端子１３ａと端
子２１間に形成してもよい。
【００３２】以上の第４の実施例によれば、本発明の注
入同期発振器の第３の実施例と同様の効果を有する。ま
た、可変移相器を挿入することによりループ内の位相回
りが変わるため、自由発振周波数を変化できる。従っ
て、注入信号が低い入力レベルや高次サブハーモニック
である場合においても、自由発振周波数の変化量に応じ
て同期する引込範囲を広げることができる。
入同期発振器の第３の実施例と同様の効果を有する。ま
た、可変移相器を挿入することによりループ内の位相回
りが変わるため、自由発振周波数を変化できる。従っ
て、注入信号が低い入力レベルや高次サブハーモニック
である場合においても、自由発振周波数の変化量に応じ
て同期する引込範囲を広げることができる。
【００３３】なお、第３の実施例と同様に終端短絡スタ
ブの代りに終端開放スタブを用いることができる。
ブの代りに終端開放スタブを用いることができる。
【００３４】
【発明の効果】以上記述したように本発明によれば、第
１の出力端子でのインピーダンス整合によりループを形
成している分配／合成回路の入力端子から出力端子への
結合度が向上できる。すなわち、増幅器への帰還量が増
大するため、増幅器の利得に対する要求が軽減され、高
い周波数帯でも一般的な構成の増幅器でループの自由発
振動作を可能とする。その結果、従来ではデバイス特性
の劣化により発振器としての適用周波数帯の上限が存在
したが、本発明の注入同期発振器ではデバイスの動作範
囲で発振器を実現することができる。また、インピーダ
ンス変成器として低インピーダンス線路を用いるため、
低い周波数帯の結合度の劣化が数ｄＢ以下と小さいの
で、従来と同様にサブハーモニック信号による同期発振
動作を得ることができる。
１の出力端子でのインピーダンス整合によりループを形
成している分配／合成回路の入力端子から出力端子への
結合度が向上できる。すなわち、増幅器への帰還量が増
大するため、増幅器の利得に対する要求が軽減され、高
い周波数帯でも一般的な構成の増幅器でループの自由発
振動作を可能とする。その結果、従来ではデバイス特性
の劣化により発振器としての適用周波数帯の上限が存在
したが、本発明の注入同期発振器ではデバイスの動作範
囲で発振器を実現することができる。また、インピーダ
ンス変成器として低インピーダンス線路を用いるため、
低い周波数帯の結合度の劣化が数ｄＢ以下と小さいの
で、従来と同様にサブハーモニック信号による同期発振
動作を得ることができる。
【００３５】また、本発明によれば、分配／合成回路の
第２の出力端子からインピーダンス変成器を介して発振
出力を取り出すため、発振ループから発振出力端子への
結合度をも改善しており、発振出力の低下を防止でき
る。
第２の出力端子からインピーダンス変成器を介して発振
出力を取り出すため、発振ループから発振出力端子への
結合度をも改善しており、発振出力の低下を防止でき
る。
【００３６】また、本発明によれば、分配／合成回路の
第２の出力端子からインダクティブな線路と終端短絡ス
タブ（または終端開放スタブ）からなるインピーダンス
整合回路を介して発振出力を取り出すため、発振ループ
から発振出力端子への結合度をも改善しており、発振出
力の低下を防止できる。また、注入信号入力端子から発
振信号出力端子間において発振周波数帯以外の信号伝達
が抑圧できるため、サブハーモニック同期動作時に問題
となる注入信号およびその高調波成分の発振出力端子へ
の漏洩を従来に比較して抑圧でき、低スプリアスな発振
信号を得ることが可能となる。
第２の出力端子からインダクティブな線路と終端短絡ス
タブ（または終端開放スタブ）からなるインピーダンス
整合回路を介して発振出力を取り出すため、発振ループ
から発振出力端子への結合度をも改善しており、発振出
力の低下を防止できる。また、注入信号入力端子から発
振信号出力端子間において発振周波数帯以外の信号伝達
が抑圧できるため、サブハーモニック同期動作時に問題
となる注入信号およびその高調波成分の発振出力端子へ
の漏洩を従来に比較して抑圧でき、低スプリアスな発振
信号を得ることが可能となる。
【００３７】さらに、本発明によれば、発振ループの自
由発振周波数を可変移相器により変えることができるた
め、注入信号が低い入力レベルや高次サブハーモニック
である場合でも、従来に比較して広い周波数引込範囲を
実現できる。
由発振周波数を可変移相器により変えることができるた
め、注入信号が低い入力レベルや高次サブハーモニック
である場合でも、従来に比較して広い周波数引込範囲を
実現できる。
【図１】本発明の第１の実施例である注入同期発振器の
回路図である。
回路図である。
【図２】電解効果トランジスタを用いた非可逆分配／合
成回路の回路図である。
成回路の回路図である。
【図３】本発明の第１の実施例における非可逆分配／合
成回路の分配特性改善の動作原理である。
成回路の分配特性改善の動作原理である。
【図４】本発明の第１の実施例において低インピーダン
ス線路を挿入した非可逆分配／合成回路の分配特性改善
効果である。
ス線路を挿入した非可逆分配／合成回路の分配特性改善
効果である。
【図５】本発明の第２の実施例である注入同期発振器の
回路図である。
回路図である。
【図６Ａ】本発明の第３の実施例である注入同期発振器
の回路図である。
の回路図である。
【図６Ｂ】図６Ａの変形例である。
【図７】本発明の第３の実施例における非可逆分配／合
成回路の分配特性改善の動作原理および計算に用いたイ
ンピーダンス整合回路の回路図である。
成回路の分配特性改善の動作原理および計算に用いたイ
ンピーダンス整合回路の回路図である。
【図８】本発明の第３の実施例においてインピーダンス
整合回路を挿入した非可逆分配／合成回路の分配特性改
善効果と発振信号の低スプリアス化のイメージである。
整合回路を挿入した非可逆分配／合成回路の分配特性改
善効果と発振信号の低スプリアス化のイメージである。
【図９】本発明の第４の実施例である注入同期発振器の
回路図である。
回路図である。
【図１０】非可逆４端子回路を用いた従来の注入同期発
振器の回路図である。
振器の回路図である。
【図１１】従来の注入同期発振器に用いた非可逆４端子
回路の分配特性である。
回路の分配特性である。
１ 注入信号入力端子 ２ 発振信号出力端子 １０ 非可逆分配／合成回路 １１、１２、１３、１３ａ、１４、１４ａ 端子 ２０ 増幅器 ２１、２２ 端子 ３０ 遅延線路 ４０、４１ インピーダンス変成器 ５０ インピーダンス整合回路 ６０ 可変移相器 ６１、６２ 端子 Ｓ ソース Ｄ ドレイン Ｇ ゲート
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03L 7/24 H03F 1/00 - 7/06
Claims (7)
- 【請求項１】 第１および第２の入力端子と第１および
第２の出力端子を有し、第１の入力端子から第１の出力
端子および第２の出力端子への信号伝達が非可逆であ
り、第２の入力端子から第１の出力端子および第２の出
力端子への信号伝達が非可逆であり、第１の入力端子と
第２の入力端子間および第１の出力端子と第２の出力端
子間が電気的にアイソレートされた非可逆４端子回路
と、前記第１の出力端子と前記第２の入力端子間に前記
４端子回路の動作周波数帯域の少なくとも一部の帯域で
動作する増幅器を有し、前記第１の入力端子に注入信号
を入力し、前記第２の出力端子から発振出力を得る注入
同期発振器において、 前記第１の出力端子と前記増幅器の入力の間に低インピ
ーダンス線路からなるインピーダンス変成器を挿入した
ことを特徴とする注入同期発振器。 - 【請求項２】 前記非可逆４端子回路が４個の非可逆増
幅器を有し、各々、第１の入力端子と第１の出力端子の
間、第１の入力端子と第２の出力端子の間、第２の入力
端子と第１の出力端子の間、及び第２の入力端子と第２
の出力端子の間に挿入されることを特徴とする請求項１
記載の注入同期発振器。 - 【請求項３】 前記非可逆４端子回路が４個のゲート接
地ＦＥＴを有し、第１のゲート接地ＦＥＴのソースと第
２のゲート接地ＦＥＴのソースとを前記第１の入力端子
に接続し、第３のゲート接地ＦＥＴのソースと第４のゲ
ート接地ＦＥＴのソースとを前記第２の入力端子に接続
し、第１のゲート接地ＦＥＴのドレインと第３のゲート
接地ＦＥＴのドレインとを前記第２の出力端子に接続
し、第２のゲート接地ＦＥＴのドレインと第４のゲート
接地ＦＥＴのドレインとを前記第１の出力端子に接続し
たことを特徴とする請求項１記載の注入同期発振器。 - 【請求項４】 前記第２の出力端子から、低インピーダ
ンス線路からなるインピーダンス変成器を介して発振出
力を得ることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項
に記載の注入同期発振器。 - 【請求項５】 前記第２の出力端子からインダクティブ
な線路と終端短絡スタブからなるインピーダンス整合回
路を介して発振出力を得ることを特徴とする請求項１〜
３のいずれか１項に記載の注入同期発振器。 - 【請求項６】 前記第２の出力端子からインダクティブ
な線路と終端開放スタブからなるインピーダンス整合回
路を介して発振出力を得ることを特徴とする請求項１〜
３のいずれか１項に記載の注入同期発振器。 - 【請求項７】 前記増幅器と前記第２の入力端子の間に
可変移相器を挿入したことを特徴とする請求項１〜６の
いずれか１項に記載の注入同期発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34510395A JP3220895B2 (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | 注入同期発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34510395A JP3220895B2 (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | 注入同期発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09162733A JPH09162733A (ja) | 1997-06-20 |
| JP3220895B2 true JP3220895B2 (ja) | 2001-10-22 |
Family
ID=18374309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34510395A Expired - Fee Related JP3220895B2 (ja) | 1995-12-08 | 1995-12-08 | 注入同期発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3220895B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7812682B2 (en) * | 2009-03-05 | 2010-10-12 | Nel Frequency Controls, Inc. | Crystal-based oscillator for use in synchronized system |
-
1995
- 1995-12-08 JP JP34510395A patent/JP3220895B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09162733A (ja) | 1997-06-20 |
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