JP2972014B2 - 電圧制御発振器および同調回路 - Google Patents
電圧制御発振器および同調回路Info
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- JP2972014B2 JP2972014B2 JP4007992A JP4007992A JP2972014B2 JP 2972014 B2 JP2972014 B2 JP 2972014B2 JP 4007992 A JP4007992 A JP 4007992A JP 4007992 A JP4007992 A JP 4007992A JP 2972014 B2 JP2972014 B2 JP 2972014B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、準マイクロ波帯の周
波数シンセサイザなどに用いられる電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）に係わり、特に位相雑音が低く、同調範囲が広い
電圧制御発振器とそれに用いる同調回路に関するもので
ある。
波数シンセサイザなどに用いられる電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）に係わり、特に位相雑音が低く、同調範囲が広い
電圧制御発振器とそれに用いる同調回路に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】ここでは、発振用の半導体素子としてバ
イポーラトランジスタ、共振回路を構成する線路として
マイクロストリップ線路を例にとって説明する。また、
ここでは電圧制御の可変容量素子であるバラクタダイオ
ードや上記発振素子に印加する直流電圧用の回路は省略
している。図６は、例えば１９８７年発行の電子通信学
会技術報告ＭＷ８７−５５の５７ページから６２ページ
に示された従来のマイクロ波電圧制御発振器の構成例で
ある。図において、１は同調回路、２は増幅回路であ
り、増幅回路２を構成する３はバイポーラトランジス
タ、４はバイポーラトランジスタ３のベース端子、５は
バイポーラトランジスタ３のエミッタ端子、６はバイポ
ーラトランジスタ３のコレクタ端子、７はコレクタ端子
６に接続された出力整合用のキャパシタ（Ｃｏ）、８は
ベース端子４に接続され帰還用のインダクタ（Ｌｓ）、
９は出力端子である。
イポーラトランジスタ、共振回路を構成する線路として
マイクロストリップ線路を例にとって説明する。また、
ここでは電圧制御の可変容量素子であるバラクタダイオ
ードや上記発振素子に印加する直流電圧用の回路は省略
している。図６は、例えば１９８７年発行の電子通信学
会技術報告ＭＷ８７−５５の５７ページから６２ページ
に示された従来のマイクロ波電圧制御発振器の構成例で
ある。図において、１は同調回路、２は増幅回路であ
り、増幅回路２を構成する３はバイポーラトランジス
タ、４はバイポーラトランジスタ３のベース端子、５は
バイポーラトランジスタ３のエミッタ端子、６はバイポ
ーラトランジスタ３のコレクタ端子、７はコレクタ端子
６に接続された出力整合用のキャパシタ（Ｃｏ）、８は
ベース端子４に接続され帰還用のインダクタ（Ｌｓ）、
９は出力端子である。
【０００３】次に動作について説明する。バイポーラト
ランジスタ３のエミッタ端子５を基準面とし、同調回路
１側を見たときの反射係数をΓｔ、出力端子９に負荷を
接続した増幅回路２側を見たときの反射係数をΓａとす
ると、一般に発振器の発振条件は次式で与えられる。
ランジスタ３のエミッタ端子５を基準面とし、同調回路
１側を見たときの反射係数をΓｔ、出力端子９に負荷を
接続した増幅回路２側を見たときの反射係数をΓａとす
ると、一般に発振器の発振条件は次式で与えられる。
【０００４】 ｜Γａ｜-1＜｜Γｔ｜ （１） ∠Γａ＝−∠Γｔ （２）
【０００５】発振器においては、これらの条件を満足す
るよう，同調回路１および増幅回路２が設計される。増
幅回路２においては、反射利得｜Γａ｜が十分大きくな
り、所要の発振周波数ｆｏにおいて式（１）で与えられ
る発振の振幅条件を容易に満たすように、出力端子９と
コレクタ端子６との間に整合用のキャパシタ（Ｃｏ）７
を、またベース端子４と接地面の間に直列帰還用のイン
ダクタ（Ｌｓ）８を設ける。また、同調回路１において
は、反射位相∠Γｔの周波数特性を大きくし、式（２）
で与えられる発振の位相条件を容易に満たすように、同
調回路１を直列共振回路ないしは並列共振回路で構成す
る。そして、この共振回路の共振周波数ｆｒを所要の発
振周波数ｆｏ近傍に設定する。
るよう，同調回路１および増幅回路２が設計される。増
幅回路２においては、反射利得｜Γａ｜が十分大きくな
り、所要の発振周波数ｆｏにおいて式（１）で与えられ
る発振の振幅条件を容易に満たすように、出力端子９と
コレクタ端子６との間に整合用のキャパシタ（Ｃｏ）７
を、またベース端子４と接地面の間に直列帰還用のイン
ダクタ（Ｌｓ）８を設ける。また、同調回路１において
は、反射位相∠Γｔの周波数特性を大きくし、式（２）
で与えられる発振の位相条件を容易に満たすように、同
調回路１を直列共振回路ないしは並列共振回路で構成す
る。そして、この共振回路の共振周波数ｆｒを所要の発
振周波数ｆｏ近傍に設定する。
【０００６】さらに、この同調回路１について詳細に説
明する。図７は従来の構成の電圧制御発振器における同
調回路１の構成例であり、図の（ａ）は回路構成、
（ｂ）はその等価回路を示している。図において、１０
は電圧制御の可変容量素子であるバラクタダイオード、
１１は共振回路のインダクタンスを構成する概略１／４
波長のマイクロストリップ線路、１２は共振回路のキャ
パシタ（Ｃｒ）、１３はインダクタ（Ｌｒ）である。図
７に示す同調回路１は直列共振回路であり、バラクタダ
イオード１０とマイクロストリップ線路１１とから構成
されたインダクタ１３と、キャパシタ１２とからなる。
ここで、このインダクタ１３のインダクタンスＬｒと共
振周波数ｆｒとは次式で与えられる。
明する。図７は従来の構成の電圧制御発振器における同
調回路１の構成例であり、図の（ａ）は回路構成、
（ｂ）はその等価回路を示している。図において、１０
は電圧制御の可変容量素子であるバラクタダイオード、
１１は共振回路のインダクタンスを構成する概略１／４
波長のマイクロストリップ線路、１２は共振回路のキャ
パシタ（Ｃｒ）、１３はインダクタ（Ｌｒ）である。図
７に示す同調回路１は直列共振回路であり、バラクタダ
イオード１０とマイクロストリップ線路１１とから構成
されたインダクタ１３と、キャパシタ１２とからなる。
ここで、このインダクタ１３のインダクタンスＬｒと共
振周波数ｆｒとは次式で与えられる。
【０００７】 Ｌｒ＝（Ｚｒ／２πｒ）・（ｋ・ｔａｎθｒ−１）／（ｋ−ｔａｎθｒ） ｋ＝２π・ｆｒ・Ｃｖ・Ｚｒ （３） ｆｒ＝１／｛２π（Ｃｒ・Ｌｒ）｝ （４）
【０００８】ここで、Ｚｒはマイクロストリップ線路１
１の特性インピーダンス、θｒは周波数ｆｒにおけるマ
イクロストリップ線路１１の電気長、Ｃｖはバラクタダ
イオード１０の接合容量、Ｃｒはキャパシタ１２の容量
値である。この共振回路に装荷したバラクタダイオード
１０の接合容量Ｃｖを同調電圧により変えると、等価的
にインダクタ１３のインダクタンスＬｒが変化し、それ
により同調回路１の共振周波数ｆｒが変化する。その結
果、同調回路１の反射位相∠Γｔが変化し、式（２）で
与えられる発振周波数ｆｏを変えることができる。その
結果、全体として電圧制御発振器として動作する。
１の特性インピーダンス、θｒは周波数ｆｒにおけるマ
イクロストリップ線路１１の電気長、Ｃｖはバラクタダ
イオード１０の接合容量、Ｃｒはキャパシタ１２の容量
値である。この共振回路に装荷したバラクタダイオード
１０の接合容量Ｃｖを同調電圧により変えると、等価的
にインダクタ１３のインダクタンスＬｒが変化し、それ
により同調回路１の共振周波数ｆｒが変化する。その結
果、同調回路１の反射位相∠Γｔが変化し、式（２）で
与えられる発振周波数ｆｏを変えることができる。その
結果、全体として電圧制御発振器として動作する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このような電圧制御発
振器に要求される主要な性能の１つに位相雑音がある。
位相雑音は発振スペクトルの純度に関する性能で、低雑
音であるほど狭い幅のスペクトルとなる。この位相雑音
は発振器内に設けた共振回路のＱ値に依存し、図８に示
すようにＱ値を高めるほど低雑音である。一般に、マイ
クロストリップ線路１１などの同軸モードの線路を用い
た共振回路のＱ値を高めるためには、マイクロストリッ
プ線路１１の電気長θｒを長くしたり、特性インピーダ
ンスＺｒを低くする方法がとられる。しかし、このよう
な方法でＱ値を高めた同調回路１では、共振周波数ｆｒ
に対しマイクロストリップ線路１１が支配的となる。そ
の結果、バラクタダイオード１０の接合容量Ｃｖを同調
電圧により変えても、共振周波数ｆｒの変化は小さくな
る。つまり、従来の構成の電圧制御発振器においては、
位相雑音を低減しようとすると、同調電圧に対する発振
周波数ｆｏの変化範囲が狭帯域になる問題がある。
振器に要求される主要な性能の１つに位相雑音がある。
位相雑音は発振スペクトルの純度に関する性能で、低雑
音であるほど狭い幅のスペクトルとなる。この位相雑音
は発振器内に設けた共振回路のＱ値に依存し、図８に示
すようにＱ値を高めるほど低雑音である。一般に、マイ
クロストリップ線路１１などの同軸モードの線路を用い
た共振回路のＱ値を高めるためには、マイクロストリッ
プ線路１１の電気長θｒを長くしたり、特性インピーダ
ンスＺｒを低くする方法がとられる。しかし、このよう
な方法でＱ値を高めた同調回路１では、共振周波数ｆｒ
に対しマイクロストリップ線路１１が支配的となる。そ
の結果、バラクタダイオード１０の接合容量Ｃｖを同調
電圧により変えても、共振周波数ｆｒの変化は小さくな
る。つまり、従来の構成の電圧制御発振器においては、
位相雑音を低減しようとすると、同調電圧に対する発振
周波数ｆｏの変化範囲が狭帯域になる問題がある。
【００１０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、Ｑ値を高めて位相雑音を低減し
た電圧制御発振器の、同調電圧に対する発振周波数の変
化範囲を広げることを目的とする。
ためになされたもので、Ｑ値を高めて位相雑音を低減し
た電圧制御発振器の、同調電圧に対する発振周波数の変
化範囲を広げることを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明に
係る電圧制御発振器は、バイポーラトランジスタのエミ
ッタ端子およびベース端子、あるいは電界効果トランジ
スタのドレイン端子およびゲート端子のそれぞれに、発
振周波数近傍において概略４分のｎ波長（ｎ＝１，２，
…）の電気長を有する同軸線路を用いた同軸共振回路と
電圧制御の可変容量素子とからなる同調回路を接続して
成るものである。
係る電圧制御発振器は、バイポーラトランジスタのエミ
ッタ端子およびベース端子、あるいは電界効果トランジ
スタのドレイン端子およびゲート端子のそれぞれに、発
振周波数近傍において概略４分のｎ波長（ｎ＝１，２，
…）の電気長を有する同軸線路を用いた同軸共振回路と
電圧制御の可変容量素子とからなる同調回路を接続して
成るものである。
【００１２】また、請求項２の発明に係る同調回路は、
発振周波数近傍において概略２分のｎ波長（ｎ＝１，
２，…）の電気長を有する先端開放の線路、あるいは概
略４分の（２ｎ＋１）波長（ｎ＝０，１，２，…）の電
気長を有する先端短絡の線路で構成された並列共振回路
を、発振周波数近傍で概略９０度の電気長を有する線路
を介してインダクタと電圧制御の可変容量素子とからな
る直列回路に接続して成るものである。
発振周波数近傍において概略２分のｎ波長（ｎ＝１，
２，…）の電気長を有する先端開放の線路、あるいは概
略４分の（２ｎ＋１）波長（ｎ＝０，１，２，…）の電
気長を有する先端短絡の線路で構成された並列共振回路
を、発振周波数近傍で概略９０度の電気長を有する線路
を介してインダクタと電圧制御の可変容量素子とからな
る直列回路に接続して成るものである。
【００１３】
【作用】請求項１の発明による電圧制御発振器は、バイ
ポーラトランジスタ（あるいは電界効果トランジスタ）
のエミッタ端子（ドレイン端子）のみならず、ベース端
子（ゲート端子）にもマイクロストリップ線路などを用
いた同調回路を接続する構成である。このように増幅回
路内部にも同調回路を設けた場合、発振器全体でＱ値は
約２倍に高まり、位相雑音が改善される。このとき、従
来のようにマイクロストリップ線路の電気長や特性イン
ピーダンスの設定により共振回路のＱ値を高める場合と
比較して、個々の同調回路の共振周波数の変化範囲が狭
まる訳ではないので、発振周波数の変化範囲の狭帯域化
が抑えられる。
ポーラトランジスタ（あるいは電界効果トランジスタ）
のエミッタ端子（ドレイン端子）のみならず、ベース端
子（ゲート端子）にもマイクロストリップ線路などを用
いた同調回路を接続する構成である。このように増幅回
路内部にも同調回路を設けた場合、発振器全体でＱ値は
約２倍に高まり、位相雑音が改善される。このとき、従
来のようにマイクロストリップ線路の電気長や特性イン
ピーダンスの設定により共振回路のＱ値を高める場合と
比較して、個々の同調回路の共振周波数の変化範囲が狭
まる訳ではないので、発振周波数の変化範囲の狭帯域化
が抑えられる。
【００１４】また、請求項２の発明による同調回路で
は、主要な共振回路を構成する先端開放、あるいは短絡
のマイクロストリップ線路などの電気長を長くするか、
特性インピーダンスを低く設定すれば、回路のＱ値が高
まる。このときあわせて概略９０度の電気長を有するマ
イクロストリップ線路などの特性インピーダンスを低く
設定すれば、電圧制御の可変容量素子であるバラクタダ
イオードの主要な共振回路に対する結合度が高まり、発
振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられる。
は、主要な共振回路を構成する先端開放、あるいは短絡
のマイクロストリップ線路などの電気長を長くするか、
特性インピーダンスを低く設定すれば、回路のＱ値が高
まる。このときあわせて概略９０度の電気長を有するマ
イクロストリップ線路などの特性インピーダンスを低く
設定すれば、電圧制御の可変容量素子であるバラクタダ
イオードの主要な共振回路に対する結合度が高まり、発
振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられる。
【００１５】
【実施例】実施例１．以下、この発明の一実施例を図に
ついて説明する。図１はこの発明の一実施例による電圧
制御発振器の構成図であり、図６に示した従来例と同一
ないしは相当部分には同一符号を付してその説明は省略
する。図において、１ａは従来例と同様にバイポーラト
ランジスタ３のエミッタ端子５に接続された第１の同調
回路、１ｂはバイポーラトランジスタ３のベース端子４
に新たに接続された第２の同調回路である。この第２の
同調回路１ｂとバイポーラトランジスタ３，キャパシタ
７により増幅回路２が構成されている。
ついて説明する。図１はこの発明の一実施例による電圧
制御発振器の構成図であり、図６に示した従来例と同一
ないしは相当部分には同一符号を付してその説明は省略
する。図において、１ａは従来例と同様にバイポーラト
ランジスタ３のエミッタ端子５に接続された第１の同調
回路、１ｂはバイポーラトランジスタ３のベース端子４
に新たに接続された第２の同調回路である。この第２の
同調回路１ｂとバイポーラトランジスタ３，キャパシタ
７により増幅回路２が構成されている。
【００１６】次に動作について説明する。本実施例によ
る電圧制御発振器は、バイポーラトランジスタ３のベー
ス端子４と接地面との間に、従来設けていたインダクタ
（Ｌｓ）８の代わりに、第２の同調回路１ｂを接続した
ものである。この第２の同調回路１ｂは第１の同調回路
１ａと同じものでよい。この第２の同調回路１ｂは、図
２に示すように共振周波数ｆｒ近傍の，ある特定の周波
数ｆｕでのみ、従来設けていたインダクタ（Ｌｓ）８と
同じインダクタンスを呈する。そのため、周波数ｆｕ近
傍でのみ増幅回路２が利得を呈し、その反射位相∠Γａ
は周波数に対し大きく変化する。すなわち、増幅回路２
のＱ値が高まる効果がある。図３はこの増幅回路２の反
射係数Γａの計算値の例を示す。図中、実線は本実施例
による構成、破線は従来の構成のΓａである。図３よ
り、本実施例による構成での反射位相∠Γａは周波数に
対し大きく変化し、図中破線で示した従来の構成と比較
して増幅回路２のＱ値が高まっていることがわかる。ま
た、利得｜Γａ｜を呈する帯域は狭まるものの、図に示
すように、この第２の同調回路１ｂの共振周波数ｆｒを
バラクタダイオード１０に加える同調電圧で変えてやれ
ば（Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3）、第２の同調回路１ｂの同調範囲
と同程度の帯域を持たせることができる。その結果、こ
のように１つの電圧制御発振器に２つの同調回路１ａ，
１ｂを装荷することにより、Ｑ値が高まり、位相雑音が
低減される効果がある。また、従来のように、共振回路
として用いるマイクロストリップ線路の電気長を伸ばし
てＱ値を高める手法と比較して、発振周波数の変化範囲
の狭帯域化が抑えられる効果がある。
る電圧制御発振器は、バイポーラトランジスタ３のベー
ス端子４と接地面との間に、従来設けていたインダクタ
（Ｌｓ）８の代わりに、第２の同調回路１ｂを接続した
ものである。この第２の同調回路１ｂは第１の同調回路
１ａと同じものでよい。この第２の同調回路１ｂは、図
２に示すように共振周波数ｆｒ近傍の，ある特定の周波
数ｆｕでのみ、従来設けていたインダクタ（Ｌｓ）８と
同じインダクタンスを呈する。そのため、周波数ｆｕ近
傍でのみ増幅回路２が利得を呈し、その反射位相∠Γａ
は周波数に対し大きく変化する。すなわち、増幅回路２
のＱ値が高まる効果がある。図３はこの増幅回路２の反
射係数Γａの計算値の例を示す。図中、実線は本実施例
による構成、破線は従来の構成のΓａである。図３よ
り、本実施例による構成での反射位相∠Γａは周波数に
対し大きく変化し、図中破線で示した従来の構成と比較
して増幅回路２のＱ値が高まっていることがわかる。ま
た、利得｜Γａ｜を呈する帯域は狭まるものの、図に示
すように、この第２の同調回路１ｂの共振周波数ｆｒを
バラクタダイオード１０に加える同調電圧で変えてやれ
ば（Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3）、第２の同調回路１ｂの同調範囲
と同程度の帯域を持たせることができる。その結果、こ
のように１つの電圧制御発振器に２つの同調回路１ａ，
１ｂを装荷することにより、Ｑ値が高まり、位相雑音が
低減される効果がある。また、従来のように、共振回路
として用いるマイクロストリップ線路の電気長を伸ばし
てＱ値を高める手法と比較して、発振周波数の変化範囲
の狭帯域化が抑えられる効果がある。
【００１７】なお、以上の説明では、同調回路１ａ，１
ｂに用いる共振回路としてマイクロストリップ線路を用
いたものについて説明したが、トリプレート線路，サス
ペンド線路，コプレナ線路などの同軸モードの線路を用
いた同軸共振回路であればよく、いずれの場合も同様な
効果を奏する。
ｂに用いる共振回路としてマイクロストリップ線路を用
いたものについて説明したが、トリプレート線路，サス
ペンド線路，コプレナ線路などの同軸モードの線路を用
いた同軸共振回路であればよく、いずれの場合も同様な
効果を奏する。
【００１８】また、以上の説明では、発振用の半導体素
子としてバイポーラトランジスタ３を用いたものについ
て説明したが、電界効果トランジスタを用いることも可
能で、この場合、電界効果トランジスタのドレイン端子
とゲート端子にそれぞれ同調回路１ａ，１ｂが接続され
る。
子としてバイポーラトランジスタ３を用いたものについ
て説明したが、電界効果トランジスタを用いることも可
能で、この場合、電界効果トランジスタのドレイン端子
とゲート端子にそれぞれ同調回路１ａ，１ｂが接続され
る。
【００１９】また、以上の説明では、第１の同調回路１
ａ，第２の同調回路１ｂの共振周波数について言及しな
かったが、それぞれ同じ周波数あるいは異なる周波数で
あってもよく、同様の効果を奏する。
ａ，第２の同調回路１ｂの共振周波数について言及しな
かったが、それぞれ同じ周波数あるいは異なる周波数で
あってもよく、同様の効果を奏する。
【００２０】以上述べた２つのバラクタダイオードを発
振器に設ける技術は、例えば１９８７年５月発行のMICR
OWAVE JOURNALの３４７ページから３５３ページなどに
示されているが、これはＱ値を高めるためではなく、２
オクターブ以上の広帯域な周波数範囲の発振波を得るた
めに行なわれたものである。また、この文献で示された
発振器には、本実施例のようなマイクロストリップ線路
などで構成された同軸共振回路を設けてはいない。本実
施例は、バラクタダイオードを装荷した同軸共振回路の
共振周波数の同調範囲を狭めずに、電圧制御発振器全体
でＱ値を高め、位相雑音の低減を図ったものであり、同
軸共振回路に固有の問題の解決を図ったものである。従
って、発振周波数は殆ど同軸共振回路で決まり、その同
調範囲は３０％程度であり、前記文献とは明らかに使用
した技術とその効果が異なる。
振器に設ける技術は、例えば１９８７年５月発行のMICR
OWAVE JOURNALの３４７ページから３５３ページなどに
示されているが、これはＱ値を高めるためではなく、２
オクターブ以上の広帯域な周波数範囲の発振波を得るた
めに行なわれたものである。また、この文献で示された
発振器には、本実施例のようなマイクロストリップ線路
などで構成された同軸共振回路を設けてはいない。本実
施例は、バラクタダイオードを装荷した同軸共振回路の
共振周波数の同調範囲を狭めずに、電圧制御発振器全体
でＱ値を高め、位相雑音の低減を図ったものであり、同
軸共振回路に固有の問題の解決を図ったものである。従
って、発振周波数は殆ど同軸共振回路で決まり、その同
調範囲は３０％程度であり、前記文献とは明らかに使用
した技術とその効果が異なる。
【００２１】また、このような２つの同調回路を発振素
子に接続する技術は、例えば１９８５年IEEE MTT-S Int
ernational Microwave Symposium Digestの２６１ペー
ジから２６３ページに示されているが、これは共振回路
としてフェリ磁性体を用いており、本実施例のようなマ
イクロストリップ線路などで構成された同軸共振回路を
設けてはいない。このフェリ磁性体を用いた共振回路の
共振周波数は、同軸共振回路と異なり、フェリ磁性体へ
の印加磁界で容易に変えることができる。この文献も前
述の文献と同様に、２オクターブ以上の広帯域な周波数
範囲の発振波を得るために行なわれたものである。本実
施例は、バラクタダイオードを装荷した同軸共振回路の
共振周波数の同調範囲を狭めずに、電圧制御発振器全体
でＱ値を高め、位相雑音の低減を図ったものであり、同
軸共振回路に固有の問題の解決を図ったものである。従
って、発振周波数は殆ど同軸共振回路で決まり、その同
調範囲は３０％程度であり、前記文献とは明らかに使用
した技術とその効果が異なる。
子に接続する技術は、例えば１９８５年IEEE MTT-S Int
ernational Microwave Symposium Digestの２６１ペー
ジから２６３ページに示されているが、これは共振回路
としてフェリ磁性体を用いており、本実施例のようなマ
イクロストリップ線路などで構成された同軸共振回路を
設けてはいない。このフェリ磁性体を用いた共振回路の
共振周波数は、同軸共振回路と異なり、フェリ磁性体へ
の印加磁界で容易に変えることができる。この文献も前
述の文献と同様に、２オクターブ以上の広帯域な周波数
範囲の発振波を得るために行なわれたものである。本実
施例は、バラクタダイオードを装荷した同軸共振回路の
共振周波数の同調範囲を狭めずに、電圧制御発振器全体
でＱ値を高め、位相雑音の低減を図ったものであり、同
軸共振回路に固有の問題の解決を図ったものである。従
って、発振周波数は殆ど同軸共振回路で決まり、その同
調範囲は３０％程度であり、前記文献とは明らかに使用
した技術とその効果が異なる。
【００２２】実施例２．以下、別発明の一実施例を図に
ついて説明する。図４は別発明の一実施例による同調回
路の構成図である。図において、１４はバラクタダイオ
ード１０の接合容量（Ｃｖ）、１５はバラクタダイオー
ド１０の直列抵抗（Ｒｖ）、１６はインダクタ（Ｌ
ｒ）、１７は発振周波数ｆｒ近傍で概略９０度の電気長
を有するマイクロストリップ線路からなるインピーダン
ス変成器、１８は概略２分のｎ波長（ｎ＝１，２，…）
の電気長を有する先端開放のマイクロストリップ線路、
あるいは概略４分の（２ｎ＋１）波長（ｎ＝０，１，
２，…）の電気長を有する先端短絡のマイクロストリッ
プ線路で構成された並列共振回路である。
ついて説明する。図４は別発明の一実施例による同調回
路の構成図である。図において、１４はバラクタダイオ
ード１０の接合容量（Ｃｖ）、１５はバラクタダイオー
ド１０の直列抵抗（Ｒｖ）、１６はインダクタ（Ｌ
ｒ）、１７は発振周波数ｆｒ近傍で概略９０度の電気長
を有するマイクロストリップ線路からなるインピーダン
ス変成器、１８は概略２分のｎ波長（ｎ＝１，２，…）
の電気長を有する先端開放のマイクロストリップ線路、
あるいは概略４分の（２ｎ＋１）波長（ｎ＝０，１，
２，…）の電気長を有する先端短絡のマイクロストリッ
プ線路で構成された並列共振回路である。
【００２３】次に動作について説明する。この同調回路
では、並列共振回路１８を主要な共振回路として、これ
で概略の共振周波数ｆｒを決定する。この並列共振回路
１８に対し、インピーダンス変成器１７を介し、バラク
タダイオード１０とインダクタ１６とからなる直列回路
を接続する。図５に、この同調回路の等価回路を示す。
図中、Ｌ，ＣおよびＧは並列共振回路１８を表わし、Ｌ
ｔ，ＣｔおよびＧｔはインピーダンス変成器１７を介し
たバラクタダイオード１０とインダクタ１６の直列回路
を表わす。ここで、Ｌｔは次式に示すように、バラクタ
ダイオード１０の接合容量（Ｃｖ）１４で与えられる。
従って、このＬｔはバラクタダイオード１０に加える同
調電圧により変えることができる。
では、並列共振回路１８を主要な共振回路として、これ
で概略の共振周波数ｆｒを決定する。この並列共振回路
１８に対し、インピーダンス変成器１７を介し、バラク
タダイオード１０とインダクタ１６とからなる直列回路
を接続する。図５に、この同調回路の等価回路を示す。
図中、Ｌ，ＣおよびＧは並列共振回路１８を表わし、Ｌ
ｔ，ＣｔおよびＧｔはインピーダンス変成器１７を介し
たバラクタダイオード１０とインダクタ１６の直列回路
を表わす。ここで、Ｌｔは次式に示すように、バラクタ
ダイオード１０の接合容量（Ｃｖ）１４で与えられる。
従って、このＬｔはバラクタダイオード１０に加える同
調電圧により変えることができる。
【００２４】 Ｌｔ＝Ｚｉ2・Ｃｖ （５）
【００２５】ここでＺｉはインピーダンス変成器１７を
構成するマイクロストリップ線路の特性インピーダンス
である。また、Ｃｔはインダクタ（Ｌｒ）１６により、
Ｇｔはバラクタダイオード１０の直列抵抗（Ｒｖ）１５
により、次式のように与えられる。
構成するマイクロストリップ線路の特性インピーダンス
である。また、Ｃｔはインダクタ（Ｌｒ）１６により、
Ｇｔはバラクタダイオード１０の直列抵抗（Ｒｖ）１５
により、次式のように与えられる。
【００２６】 Ｃｔ＝Ｌｒ／Ｚｉ2 （６） Ｇｔ＝Ｒｖ／Ｚｉ2 （７）
【００２７】これらの式より、この同調回路の共振周波
数ｆｒは次式で与えられ、バラクタダイオード１０に加
える同調電圧により変えることができる。
数ｆｒは次式で与えられ、バラクタダイオード１０に加
える同調電圧により変えることができる。
【００２８】 ｆｒ＝（１／Ｌ＋１／Ｌｔ）0.5／｛２π（Ｃｔ＋Ｃ）0.5｝ ＝｛１／Ｌ＋１／（Ｚｉ2・Ｃｖ）｝0.5／｛２π（Ｌｒ／Ｚｉ2＋Ｃ）0.5｝ （８）
【００２９】一般に並列共振回路の場合、マイクロスト
リップ線路の特性インピーダンスを低く設定し、Ｑ値を
高めると等価回路上Ｌの値が小さくなる。そのため、式
（８）の分子は、接合容量（Ｃｖ）１４よりＬの値がよ
り支配的な要素となる。そのため、同調電圧による共振
周波数ｆｒの変化範囲は狭まる。しかし、ここでインピ
ーダンス変成器１７の特性インピーダンスＺｉをより低
い値に設定することにより、式（８）の分子の第２項，
つまり接合容量（Ｃｖ）１４の寄与を大きくすることが
できる。すなわち、並列共振回路１８を構成するマイク
ロストリップ線路の特性インピーダンスを低く設定し、
回路のＱ値を高めると同時に、インピーダンス変成器１
７の特性インピーダンスＺｉを低く設定すれば、並列共
振回路１８に対するバラクタダイオード１０の結合度が
高まり、発振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられる
効果がある。
リップ線路の特性インピーダンスを低く設定し、Ｑ値を
高めると等価回路上Ｌの値が小さくなる。そのため、式
（８）の分子は、接合容量（Ｃｖ）１４よりＬの値がよ
り支配的な要素となる。そのため、同調電圧による共振
周波数ｆｒの変化範囲は狭まる。しかし、ここでインピ
ーダンス変成器１７の特性インピーダンスＺｉをより低
い値に設定することにより、式（８）の分子の第２項，
つまり接合容量（Ｃｖ）１４の寄与を大きくすることが
できる。すなわち、並列共振回路１８を構成するマイク
ロストリップ線路の特性インピーダンスを低く設定し、
回路のＱ値を高めると同時に、インピーダンス変成器１
７の特性インピーダンスＺｉを低く設定すれば、並列共
振回路１８に対するバラクタダイオード１０の結合度が
高まり、発振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられる
効果がある。
【００３０】また、この同調回路の並列共振時のアドミ
タンスＹｒは次式で与えられる。
タンスＹｒは次式で与えられる。
【００３１】 Ｙｒ＝Ｇｔ＋Ｇ ＝Ｒｖ／Ｚｉ2＋Ｇ （９）
【００３２】このアドミタンスＹｒは、インピーダンス
変成器１７の特性インピーダンスＺｉとバラクタダイオ
ード１０の直列抵抗（Ｒｖ）１５のみにより与えられ
る。従って、図７の従来の構成による同調回路に見られ
るような，並列共振時のアドミタンスＹｒの接合容量
（Ｃｖ）１４への依存性はない。その結果、本実施例に
よる同調回路においては、同調電圧による反射係数｜Γ
ｔ｜の変化は少なくなり、いかなる同調電圧でも安定に
発振波を得ることが可能となる効果がある。
変成器１７の特性インピーダンスＺｉとバラクタダイオ
ード１０の直列抵抗（Ｒｖ）１５のみにより与えられ
る。従って、図７の従来の構成による同調回路に見られ
るような，並列共振時のアドミタンスＹｒの接合容量
（Ｃｖ）１４への依存性はない。その結果、本実施例に
よる同調回路においては、同調電圧による反射係数｜Γ
ｔ｜の変化は少なくなり、いかなる同調電圧でも安定に
発振波を得ることが可能となる効果がある。
【００３３】なお、以上述べた並列共振回路１８やイン
ピーダンス変成器１７を構成するマイクロストリップ線
路を、チタン酸バリウムのような高い誘電率を呈する材
料で形成した同軸線路で構成してもよく、より高いＱ値
で位相雑音の少ないマイクロ波電圧制御発振器が得ら
れ、同様な効果を奏する。
ピーダンス変成器１７を構成するマイクロストリップ線
路を、チタン酸バリウムのような高い誘電率を呈する材
料で形成した同軸線路で構成してもよく、より高いＱ値
で位相雑音の少ないマイクロ波電圧制御発振器が得ら
れ、同様な効果を奏する。
【００３４】また、以上述べた並列共振回路１８やイン
ピーダンス変成器１７はマイクロストリップ線路で構成
したが、トリプレート線路，サスペンド線路，コプレナ
線路などの同軸モードの線路を用いた同軸共振回路であ
ればよく、いずれの場合も同様な効果を奏する。
ピーダンス変成器１７はマイクロストリップ線路で構成
したが、トリプレート線路，サスペンド線路，コプレナ
線路などの同軸モードの線路を用いた同軸共振回路であ
ればよく、いずれの場合も同様な効果を奏する。
【００３５】また、以上述べた並列共振回路１８やイン
ピーダンス変成器１７を構成するマイクロストリップ線
路を、インダクタやキャパシタなどの集中定数回路で実
現してもよく、同様な効果を奏する。
ピーダンス変成器１７を構成するマイクロストリップ線
路を、インダクタやキャパシタなどの集中定数回路で実
現してもよく、同様な効果を奏する。
【００３６】
【発明の効果】以上のように、請求項１に示す発明によ
れば、線路長１／２波長や１／４波長の共振回路を用い
Ｑ値を高めた同調回路を２つ設けることにより、発振周
波数の変化範囲の狭帯域化を抑えられるとともに、Ｑ値
が高まり、位相雑音が低減される効果がある。即ち、発
振の同調範囲の拡大と位相雑音の低減とを同時に図るこ
とができる電圧制御発振器が得られる。
れば、線路長１／２波長や１／４波長の共振回路を用い
Ｑ値を高めた同調回路を２つ設けることにより、発振周
波数の変化範囲の狭帯域化を抑えられるとともに、Ｑ値
が高まり、位相雑音が低減される効果がある。即ち、発
振の同調範囲の拡大と位相雑音の低減とを同時に図るこ
とができる電圧制御発振器が得られる。
【００３７】また、請求項２に示す発明によれば、イン
ダクタとバラクタダイオード（可変容量素子）の直列回
路を、発振周波数近傍で概略９０度の電気長を有する線
路を介して線路長１／２波長や１／４波長の共振回路に
接続して成るので、電圧制御の可変容量素子であるバラ
クタダイオードの並列共振回路に対する結合度が高ま
り、発振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられるとと
もに、同調電圧による反射係数の変化は少なくなり、い
かなる同調電圧でも安定に発振させることができる同調
回路が得られる。
ダクタとバラクタダイオード（可変容量素子）の直列回
路を、発振周波数近傍で概略９０度の電気長を有する線
路を介して線路長１／２波長や１／４波長の共振回路に
接続して成るので、電圧制御の可変容量素子であるバラ
クタダイオードの並列共振回路に対する結合度が高ま
り、発振周波数の変化範囲の狭帯域化が抑えられるとと
もに、同調電圧による反射係数の変化は少なくなり、い
かなる同調電圧でも安定に発振させることができる同調
回路が得られる。
【図１】この発明の一実施例による電圧制御発振器の構
成図である。
成図である。
【図２】この発明の一実施例による電圧制御発振器の同
調回路のインピーダンスを説明するための図である。
調回路のインピーダンスを説明するための図である。
【図３】この発明の一実施例による電圧制御発振器の増
幅回路の反射係数の計算値を示す図である。
幅回路の反射係数の計算値を示す図である。
【図４】別発明の一実施例による同調回路の構成図であ
る。
る。
【図５】別発明の一実施例による同調回路の等価回路図
である。
である。
【図６】従来の構成による電圧制御発振器の構成図であ
る。
る。
【図７】従来の構成による同調回路の構成図である。
【図８】回路のＱ値に対する発振器の位相雑音の説明図
である。
である。
１，１ａ，１ｂ 同調回路 ２ 増幅回路 ３ バイポーラトランジスタ ４ ベース端子 ５ エミッタ端子 ６ コレクタ端子 ７ キャパシタ（Ｃｏ） ８ インダクタ（Ｌｓ） ９ 出力端子 １０ バラクタダイオード（可変容量素子） １１ マイクロストリップ線路 １２ キャパシタ（Ｃｒ） １３ インダクタ（Ｌｒ） １４ 接合容量（Ｃｖ） １５ 直列抵抗（Ｒｖ） １６ インダクタ（Ｌｒ） １７ インピーダンス変成器 １８ 並列共振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−117103（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−312004（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−120409（ＪＰ，Ｕ) 電子情報通信学会春季全国大会（1990 年）．Ｃ−69 ＪＯＨＮ ＫＩＴＣＨＥＮ，”ＯＣＴ ＡＶＥ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨ ＶＡＲＡ ＣＴＯＲ−ＴＵＮＥＤ ＯＳＣＩＬＬＡ ＴＯＲＳ”，ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＪＯ ＵＲＮＡＬ，ＭＡＹ 1987，ｐ．347− 353 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03B 5/18 H01P 7/08
Claims (2)
- 【請求項１】 バイポーラトランジスタのエミッタ端子
およびベース端子、あるいは電界効果トランジスタのド
レイン端子およびゲート端子のそれぞれに、発振周波数
近傍において概略４分のｎ波長（ｎ＝１，２，…）の電
気長を有する同軸線路を用いた同軸共振回路と電圧制御
の可変容量素子とからなる同調回路を接続して成ること
を特徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項２】 発振周波数近傍において概略２分のｎ波
長（ｎ＝１，２，…）の電気長を有する先端開放の線
路、あるいは概略４分の（２ｎ＋１）波長（ｎ＝０，
１，２，…）の電気長を有する先端短絡の線路で構成さ
れた並列共振回路を、発振周波数近傍で概略９０度の電
気長を有する線路を介してインダクタと電圧制御の可変
容量素子とからなる直列回路に接続して成ることを特徴
とする同調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4007992A JP2972014B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 電圧制御発振器および同調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4007992A JP2972014B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 電圧制御発振器および同調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05211409A JPH05211409A (ja) | 1993-08-20 |
| JP2972014B2 true JP2972014B2 (ja) | 1999-11-08 |
Family
ID=12570908
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4007992A Expired - Lifetime JP2972014B2 (ja) | 1992-01-30 | 1992-01-30 | 電圧制御発振器および同調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2972014B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005125004A1 (ja) * | 2004-06-18 | 2005-12-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電圧制御発振器 |
| JP4825860B2 (ja) | 2008-09-22 | 2011-11-30 | 日本電波工業株式会社 | 低雑音電圧制御発振器 |
-
1992
- 1992-01-30 JP JP4007992A patent/JP2972014B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| ＪＯＨＮ ＫＩＴＣＨＥＮ，"ＯＣＴＡＶＥ ＢＡＮＤＷＩＤＴＨ ＶＡＲＡＣＴＯＲ−ＴＵＮＥＤ ＯＳＣＩＬＬＡＴＯＲＳ"，ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＪＯＵＲＮＡＬ，ＭＡＹ １９８７，ｐ．３４７−３５３ |
| 電子情報通信学会春季全国大会（１９９０年）．Ｃ−６９ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05211409A (ja) | 1993-08-20 |
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