JP2017093239A - Electric power conversion system with switch element comprised of wide-gap semiconductor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ワイドギャップ半導体からなるスイッチ素子を備えた電力変換装置に関し、特に、スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う外部への不要輻射の放出を低減可能な電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device including a switch element made of a wide gap semiconductor, and more particularly to a power conversion device capable of reducing emission of unnecessary radiation to the outside due to switching of a conduction state of the switch element.
昇圧／降圧回路のような電力変換装置は、所定の出力を得るために連続的に導通状態が切り替えられるスイッチ素子を備えている。使用されるスイッチ素子としては、シリコンを主材料としたＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）およびＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等が一般的であるが、近年では、ワイドギャップ半導体を主材料としたものも使用され始めている。なお、本明細書では、シリコンよりもバンドギャップが広い炭化ケイ素（ＳｉＣ）およびＩＩＩ−Ｖ族半導体（ＧａＮ、ＧａＡｓ等）等をワイドギャップ半導体と呼ぶこととする。 A power conversion device such as a step-up / step-down circuit includes a switch element that can be continuously switched to obtain a predetermined output. The switch elements used are generally MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistors) and IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), which are mainly made of silicon. Materials are also being used. In this specification, silicon carbide (SiC) having a wider band gap than silicon, a group III-V semiconductor (GaN, GaAs, etc.), and the like are referred to as a wide gap semiconductor.
スイッチ素子を備えた電力変換装置では、該スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴って発生するノイズ電流に起因する不要輻射がシャーシグランド等を介して外部に放出されることが問題となる。この問題は、スイッチ素子として、非ワイドギャップ半導体からなるスイッチ素子よりも応答速度が速いワイドギャップ半導体からなるスイッチ素子を使用した場合に顕著となる。 In a power conversion device provided with a switch element, there is a problem that unnecessary radiation caused by noise current generated when the conduction state of the switch element is switched is emitted to the outside through a chassis ground or the like. This problem becomes prominent when a switch element made of a wide gap semiconductor having a faster response speed than a switch element made of a non-wide gap semiconductor is used as the switch element.
この問題への対策としては、大型のコイルおよびコンデンサからなるフィルタ回路を設けることが一般的である。しかしながら、この対策は、該電力変換装置を含む機器の大型化および高コスト化を招くため、好ましくない。 As a countermeasure against this problem, a filter circuit composed of a large coil and a capacitor is generally provided. However, this measure is not preferable because it leads to an increase in size and cost of equipment including the power conversion device.
特許文献１には、別の対策によりこの問題の解決を試みたスイッチング電源装置が開示されている。この装置によれば、同相で駆動される２つのスイッチ素子（ハイサイド側スイッチ素子およびローサイド側スイッチ素子）のそれぞれに繋がる配線の容量を等しくしたことにより、各スイッチ素子のノイズ電流を相殺し、外部に放出される不要輻射を低減することができる。しかしながら、この対策は、同相で駆動される２つのスイッチ素子が存在することを前提としており、スイッチ素子を１つしか使用しない比較的シンプルな回路への適用を想定したものではない。 Patent Document 1 discloses a switching power supply device that attempts to solve this problem by another countermeasure. According to this device, the capacitance of the wiring connected to each of the two switch elements (high-side switch element and low-side switch element) driven in the same phase is equalized, thereby canceling out the noise current of each switch element, Unwanted radiation emitted to the outside can be reduced. However, this measure is based on the premise that there are two switch elements driven in the same phase, and is not assumed to be applied to a relatively simple circuit using only one switch element.
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、大型化および高コスト化を招くフィルタ回路に頼らなくても、スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う外部への不要輻射の放出を低減可能な電力変換装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and the problem is that even if the switch circuit does not rely on a filter circuit that leads to an increase in size and cost, the switch element is connected to the outside due to switching of the conduction state of the switch element. An object of the present invention is to provide a power converter that can reduce emission of unnecessary radiation.
上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、基板上に形成された配線パターンと、配線パターンに実装されたスイッチ素子と、スイッチ素子の導通状態を切り替える制御部とを備えた電力変換装置であって、（１）スイッチ素子は、ワイドギャップ半導体からなる電力変換用の第１スイッチ素子と、非ワイドギャップ半導体からなるノイズ低減用の第２スイッチ素子とを含み、（２）配線パターンは、第１スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第１配線パターンと、第２スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第２配線パターンとを含み、（３）第２スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う第２配線パターンの電圧変化の振幅は、第１スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う第１配線パターンの電圧変化の振幅に実質的に等しく、（４）制御部は、第１および第２配線パターンの電圧変化が逆相になるように、第１および第２スイッチ素子の導通状態を切り替えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a power conversion device according to the present invention includes a wiring pattern formed on a substrate, a switch element mounted on the wiring pattern, and a control unit that switches a conduction state of the switch element. In the power conversion device, (1) the switch element includes a first switch element for power conversion made of a wide gap semiconductor and a second switch element for noise reduction made of a non-wide gap semiconductor, (2) The wiring pattern includes a first wiring pattern connected to a high potential side terminal of the first switch element and a second wiring pattern connected to a high potential side terminal of the second switch element, and (3) the first The amplitude of the voltage change of the second wiring pattern accompanying the switching of the conduction state of the two switch elements is the amplitude of the voltage change of the first wiring pattern accompanying the switching of the conduction state of the first switch element. Substantially equal to the width, and switches the conducting state of (4) the control unit, so that the voltage change of the first and second wiring patterns are opposite phase, the first and second switching elements.
上記電力変換装置は、電力変換用の第１スイッチ素子（すなわち、本電力変換装置における電力変換において中心的な役割を担うスイッチ素子）に加え、ノイズ低減用の第２スイッチ素子（すなわち、ノイズ低減のために付加されたスイッチ素子）を備えている。また、上記電力変換装置は、第２スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第２配線パターンの電圧変化の振幅が、第１スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第１配線パターンの電圧変化の振幅に実質的に等しく、しかも、第１および第２配線パターンの電圧変化が逆相である。したがって、上記電力変換装置によれば、第１配線パターンの浮遊容量と第２配線パターンの浮遊容量に同じ量のノイズ電流が逆向きに流れ、ノイズ電流同士が相殺し合うので、外部に放出される不要輻射を低減することができる。なお、第２スイッチ素子は安価な非ワイドギャップ半導体からなるので、第２スイッチ素子を付加したとしても、それによるコスト増加は僅かである。 The power conversion device includes a first switch element for power conversion (that is, a switch element that plays a central role in power conversion in the power conversion device) and a second switch element for noise reduction (that is, noise reduction). A switching element added for the purpose. In the power converter, the first wiring in which the amplitude of the voltage change of the second wiring pattern connected to the high potential side terminal of the second switch element is connected to the high potential side terminal of the first switch element. It is substantially equal to the amplitude of the voltage change of the pattern, and the voltage change of the first and second wiring patterns is out of phase. Therefore, according to the power conversion device, the same amount of noise current flows in the opposite direction to the stray capacitance of the first wiring pattern and the stray capacitance of the second wiring pattern, and the noise currents cancel each other. Unnecessary radiation can be reduced. Since the second switch element is made of an inexpensive non-wide gap semiconductor, even if the second switch element is added, the cost increase due to the addition is small.
上記電力変換装置の制御部は、例えば、パルス状の制御信号を発生させるパルス発生器と、制御信号を遅延させることにより遅延制御信号を生成する遅延部と、遅延制御信号に基づいて第１スイッチ素子を駆動するための第１駆動信号を生成する第１駆動部と、制御信号に基づいて第２スイッチ素子を駆動するための第２駆動信号を生成する第２駆動部とで構成することができる。 The control unit of the power converter includes, for example, a pulse generator that generates a pulsed control signal, a delay unit that generates a delay control signal by delaying the control signal, and a first switch based on the delay control signal A first drive unit that generates a first drive signal for driving the element, and a second drive unit that generates a second drive signal for driving the second switch element based on the control signal. it can.
この構成によれば、第１および第２スイッチ素子の応答速度に差があったとしても、第１および第２配線パターンの電圧変化を容易に逆相とすることができる。 According to this configuration, even if there is a difference in response speed between the first and second switch elements, the voltage change of the first and second wiring patterns can be easily reversed.
また、不要輻射の低減効果を高めるために、上記電力変換装置は、第２配線パターンの面積が第１配線パターンの面積に実質的に等しいことが好ましい。 In order to enhance the effect of reducing unnecessary radiation, it is preferable that the power converter has an area of the second wiring pattern substantially equal to the area of the first wiring pattern.
ここで、本明細書における用語「実質的に等しい」は、２つ数値が完全に一致するという狭い意味に解釈すべきではない。用語「実質的に等しい」には、設計の段階から±１０％程度（第１配線パターンの面積または電圧変化を基準とした場合。以下同様）の差が存在すること、および、設計の段階では両者は完全に一致しているが、製造バラツキ等の事情により両者に±１０％程度の差が存在することの両方が含まれる。 Here, the term “substantially equal” in this specification should not be construed in the narrow sense that two numerical values completely match. The term “substantially equal” includes a difference of about ± 10% from the design stage (when the area or voltage change of the first wiring pattern is used as a reference; the same applies hereinafter), and at the design stage. Although both are completely in agreement, it includes both the fact that there is a difference of about ± 10% between the two due to circumstances such as manufacturing variations.
本発明によれば、大型化および高コスト化を招くフィルタ回路に頼らなくても、スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う外部への不要輻射の放出を低減可能な電力変換装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device that can reduce the emission of unnecessary radiation to the outside due to switching of the conduction state of a switch element without depending on a filter circuit that causes an increase in size and cost. it can.
以下、添付図面を参照して、本発明に係る電力変換装置の実施例について説明する。 Hereinafter, embodiments of a power conversion device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
図１に、本発明の実施例に係る電力変換装置１を示す。電力変換装置１は、端子Ｔ１に入力された直流入力電圧を昇圧し、昇圧後の電圧を端子Ｔ２から出力する昇圧回路である。電力変換装置１は、同図に示すように、第１スイッチ素子Ｑ１と、コイルＬと、ダイオードＤと、コンデンサＣとを備えている。 FIG. 1 shows a power converter 1 according to an embodiment of the present invention. The power conversion device 1 is a booster circuit that boosts the DC input voltage input to the terminal T1 and outputs the boosted voltage from the terminal T2. As shown in the figure, the power conversion apparatus 1 includes a first switch element Q1, a coil L, a diode D, and a capacitor C.
第１スイッチ素子Ｑ１は、ＳｉＣを主材料としたＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチ素子Ｑ１は、ゲート端子にＨレベルの駆動信号（第１駆動信号）が入力されているときにオン状態になる。第１スイッチ素子Ｑ１がオン状態になると、端子Ｔ１→コイルＬ→第１スイッチ素子Ｑ１→グランドの電流経路が形成され、第１スイッチ素子Ｑ１に電流が流れるとともにコイルＬにエネルギーが蓄積される。一方、第１スイッチ素子Ｑ１は、ゲート端子にＬレベルの第１駆動信号が入力されているときにオフ状態になる。第１スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になると、上記の電流経路は失われ、コイルＬに蓄積されていたエネルギーはダイオードＤを介してコンデンサＣに移動する。これらの動作により、電力変換装置１は直流入力電圧を昇圧する。 The first switch element Q1 is a MOSFET whose main material is SiC. The first switch element Q1 is turned on when an H level drive signal (first drive signal) is input to the gate terminal. When the first switch element Q1 is turned on, a current path of terminal T1 → coil L → first switch element Q1 → ground is formed, current flows through the first switch element Q1, and energy is accumulated in the coil L. On the other hand, the first switch element Q1 is turned off when the L level first drive signal is input to the gate terminal. When the first switch element Q1 is turned off, the current path is lost, and the energy stored in the coil L moves to the capacitor C via the diode D. With these operations, the power conversion device 1 boosts the DC input voltage.
電力変換装置１は、さらに、第２スイッチ素子Ｑ２と、抵抗Ｒとを備えている。 The power conversion device 1 further includes a second switch element Q2 and a resistor R.
第２スイッチ素子Ｑ２は、従来から多用されているシリコンを主材料としたＭＯＳＦＥＴである。第２スイッチ素子Ｑ２は、ゲート端子にＨレベルの駆動信号（第２駆動信号）が入力されているときにオン状態になる。第２スイッチ素子Ｑ２がオン状態になると、端子Ｔ２に接続されているコンデンサＣ→抵抗Ｒ→第２スイッチ素子Ｑ２→グランドの電流経路が形成され、第２スイッチ素子Ｑ２に電流が流れる。一方、第２スイッチ素子Ｑ２は、ゲート端子にＬレベルの第２駆動信号が入力されているときにオフ状態になる。第２スイッチ素子Ｑ２がオフ状態になると、上記の電流経路は失われる。 The second switch element Q2 is a MOSFET whose main material is silicon that has been widely used conventionally. The second switch element Q2 is turned on when an H level drive signal (second drive signal) is input to the gate terminal. When the second switch element Q2 is turned on, a current path of capacitor C → resistor R → second switch element Q2 → ground connected to the terminal T2 is formed, and a current flows through the second switch element Q2. On the other hand, the second switch element Q2 is turned off when the L-level second drive signal is input to the gate terminal. When the second switch element Q2 is turned off, the current path is lost.
後で詳細に説明するが、第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２は、概ね逆相で駆動される。つまり、第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２の両方がオン状態とされることはない。このため、第１スイッチ素子Ｑ１、コイルＬ、ダイオードＤおよびコンデンサＣの昇圧動作は、第２スイッチ素子Ｑ２によって妨げられない。 As will be described in detail later, the first switch element Q1 and the second switch element Q2 are driven substantially in reverse phase. That is, neither the first switch element Q1 nor the second switch element Q2 is turned on. For this reason, the boosting operation of the first switch element Q1, the coil L, the diode D, and the capacitor C is not hindered by the second switch element Q2.
電力変換装置１は、さらに、第１スイッチ素子Ｑ１を駆動する第１駆動部３と、第２スイッチ素子Ｑ２を駆動する第２駆動部４と、パルス状の制御信号を発生させるパルス発生器ＰＧと、パルス発生器ＰＧが発生させた制御信号を遅延させる遅延部５とを備えている。第１駆動部３、第２駆動部４、遅延部５およびパルス発生器ＰＧは、本発明の「制御部」を構成する。 The power converter 1 further includes a first drive unit 3 that drives the first switch element Q1, a second drive unit 4 that drives the second switch element Q2, and a pulse generator PG that generates a pulsed control signal. And a delay unit 5 that delays the control signal generated by the pulse generator PG. The first drive unit 3, the second drive unit 4, the delay unit 5, and the pulse generator PG constitute a “control unit” of the present invention.
遅延部５は、パルス発生器ＰＧが発生させた制御信号を予め定められた時間だけ遅延させることにより、遅延制御信号を生成する。第１駆動部３は、この遅延制御信号に基づいて第１駆動信号を生成する。一方、第２駆動部４は、遅延制御信号ではなくパルス発生器ＰＧが発生させた制御信号に基づいて、制御信号とは論理が逆で、かつ制御信号に対して遅延がない第２駆動信号を生成する。 The delay unit 5 generates a delay control signal by delaying the control signal generated by the pulse generator PG by a predetermined time. The first drive unit 3 generates a first drive signal based on this delay control signal. On the other hand, the second drive unit 4 is based on the control signal generated by the pulse generator PG instead of the delay control signal. The second drive signal has a logic opposite to that of the control signal and has no delay with respect to the control signal. Is generated.
ＳｉＣを主材料とした第１スイッチ素子Ｑ１の応答速度は、シリコンを主材料とした第２スイッチ素子Ｑ２の応答速度よりも速い。このため、仮に制御部から遅延部５を省略すると、制御信号が変化したときに、第１スイッチ素子Ｑ１の導通状態が第２スイッチ素子Ｑ２よりも先に切り替わり、第１スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子の電圧変化（第１配線６の電圧変化）が第２スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子の電圧変化（第２配線７の電圧変化）よりも先に起こってしまう。言い換えると、第１配線６および第２配線７の電圧変化が逆相にならない。これを回避するために、本実施例では、遅延部５によって第１駆動信号を遅延させている。 The response speed of the first switch element Q1 using SiC as the main material is faster than the response speed of the second switch element Q2 using silicon as the main material. Therefore, if the delay unit 5 is omitted from the control unit, when the control signal changes, the conduction state of the first switch element Q1 is switched before the second switch element Q2, and the drain terminal of the first switch element Q1 Voltage change (voltage change of the first wiring 6) occurs before the voltage change of the drain terminal of the second switch element Q2 (voltage change of the second wiring 7). In other words, voltage changes of the first wiring 6 and the second wiring 7 do not become in reverse phase. In order to avoid this, in this embodiment, the first drive signal is delayed by the delay unit 5.
図２に、パルス発生器ＰＧが発生させた制御信号と、第１配線６および第２配線７の電圧との関係を示す。同図に示すように、本実施例では、制御信号がＬレベルからＨレベルに変化すると、第１配線６の電圧が、遅延部５の遅延制御により制御信号に対してΔＴＲ１だけ遅れてＨレベルからＬレベルに変化する一方、第２配線７の電圧が、遅延制御を受けることなく、制御信号に対してΔＴＲ２だけ遅れてＬレベルからＨレベルに変化する。また、遅延部５の遅延時間は、第１スイッチ素子Ｑ１の応答速度と第２スイッチ素子Ｑ２の応答速度との差が補完され、ΔＴＲ１がΔＴＲ２に等しくなるように設定されている。その結果、制御信号からΔＴＲ（＝ΔＴＲ１＝ΔＴＲ２）だけ遅れて第１配線６および第２配線７の電圧が同時に変化する。また、制御信号がＨレベルからＬレベルに変化すると、第１配線６の電圧が、遅延部５の遅延制御により制御信号に対してΔＴＦ１だけ遅れてＬレベルからＨレベルに変化する一方、第２配線７の電圧が、遅延制御を受けることなく、制御信号に対してΔＴＦ２だけ遅れてＨレベルからＬレベルに変化する。また、遅延部５の遅延時間は、第１スイッチ素子Ｑ１の応答速度と第２スイッチ素子Ｑ２の応答速度との差が補完され、ΔＴＦ１がΔＴＦ２に等しくなるように設定されている。その結果、制御信号からΔＴＦ（＝ΔＴＦ１＝ΔＴＦ２）だけ遅れて第１配線６および第２配線７の電圧が同時に変化する。 FIG. 2 shows the relationship between the control signal generated by the pulse generator PG and the voltages of the first wiring 6 and the second wiring 7. As shown in the figure, in this embodiment, when the control signal changes from the L level to the H level, the voltage of the first wiring 6 is delayed by ΔTR1 with respect to the control signal by the delay control of the delay unit 5 to the H level. On the other hand, the voltage of the second wiring 7 changes from L level to H level with a delay of ΔTR2 with respect to the control signal without being subjected to delay control. The delay time of the delay unit 5 is set so that the difference between the response speed of the first switch element Q1 and the response speed of the second switch element Q2 is complemented, and ΔTR1 is equal to ΔTR2. As a result, the voltages of the first wiring 6 and the second wiring 7 change simultaneously with a delay of ΔTR (= ΔTR1 = ΔTR2) from the control signal. When the control signal changes from the H level to the L level, the voltage of the first wiring 6 changes from the L level to the H level with a delay of ΔTF1 with respect to the control signal by the delay control of the delay unit 5, while the second The voltage of the wiring 7 changes from the H level to the L level with a delay of ΔTF2 with respect to the control signal without being subjected to the delay control. The delay time of the delay unit 5 is set so that the difference between the response speed of the first switch element Q1 and the response speed of the second switch element Q2 is complemented and ΔTF1 becomes equal to ΔTF2. As a result, the voltages of the first wiring 6 and the second wiring 7 change simultaneously with a delay of ΔTF (= ΔTF1 = ΔTF2) from the control signal.
本発明では、第１配線６および第２配線７の電圧が正確に逆相で変化することが極めて重要である。これを実現するために、遅延部５は、制御信号を一律に遅延させてもよいし、制御信号のＬレベルからＨレベルへの変化に対する遅延量とＨレベルからＬレベルへの変化に対する遅延量とに差をつけてもよい。なお、本発明では、ΔＴＲおよびΔＴＦが同一であるか否かは重要ではない。 In the present invention, it is extremely important that the voltages of the first wiring 6 and the second wiring 7 are accurately changed in reverse phase. In order to realize this, the delay unit 5 may delay the control signal uniformly, or the delay amount with respect to the change of the control signal from the L level to the H level and the delay amount with respect to the change from the H level to the L level. You may make a difference. In the present invention, it is not important whether ΔTR and ΔTF are the same.
制御部の制御下で第１スイッチ素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第１配線６の電圧は０Ｖから端子Ｔ１の電圧にほぼ等しい電圧まで上昇する。一方、第１スイッチ素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、第１配線６の電圧は０Ｖまで下降する。 When the first switch element Q1 changes from the on state to the off state under the control of the control unit, the voltage of the first wiring 6 increases from 0V to a voltage substantially equal to the voltage of the terminal T1. On the other hand, when the first switch element Q1 is turned on from the off state, the voltage of the first wiring 6 drops to 0V.
同様に、制御部の制御下で第２スイッチ素子Ｑ２がオン状態からオフ状態になると、第２配線７の電圧は０Ｖから端子Ｔ２の電圧にほぼ等しい電圧まで上昇する。一方、第２スイッチ素子Ｑ２がオフ状態からオン状態になると、第２配線７の電圧は０Ｖまで下降する。 Similarly, when the second switch element Q2 is switched from the on state to the off state under the control of the control unit, the voltage of the second wiring 7 rises from 0V to a voltage substantially equal to the voltage of the terminal T2. On the other hand, when the second switch element Q2 changes from the off state to the on state, the voltage of the second wiring 7 drops to 0V.
図３に、電力変換装置１のパターン図（Ａ）および断面図（Ｂ）を示す。これらの図に示すように、電力変換装置１を構成する各素子は、金属（例えば、アルミニウム）製の基板２の表面側に絶縁伝熱層８を介して形成された配線パターン（６，７等）に実装されている。このため、各配線パターンと基板２との間には浮遊容量が存在する。具体的には、第１スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子に接続された第１配線６と基板２との間には、第１浮遊容量ＣＳ１が存在する。また、第２スイッチ素子Ｑ２のドレイン端子に接続された第２配線７と基板２との間には、第２浮遊容量ＣＳ２が存在する。 In FIG. 3, the pattern figure (A) and sectional drawing (B) of the power converter device 1 are shown. As shown in these drawings, each element constituting the power conversion device 1 is a wiring pattern (6, 7) formed on the surface side of a substrate 2 made of metal (for example, aluminum) via an insulating heat transfer layer 8. Etc.). For this reason, stray capacitance exists between each wiring pattern and the substrate 2. Specifically, the first stray capacitance CS1 exists between the substrate 2 and the first wiring 6 connected to the drain terminal of the first switch element Q1. A second stray capacitance CS2 exists between the substrate 2 and the second wiring 7 connected to the drain terminal of the second switch element Q2.
第１配線６および第２配線７は、配線パターンの面積が実質的に等しくなるように設計されている。また、配線パターンの浮遊容量は、該配線パターンの面積に比例する。このため、第１浮遊容量ＣＳ１および第２浮遊容量ＣＳ２は実質的に等しい。 The first wiring 6 and the second wiring 7 are designed so that the areas of the wiring patterns are substantially equal. The stray capacitance of the wiring pattern is proportional to the area of the wiring pattern. For this reason, the first stray capacitance CS1 and the second stray capacitance CS2 are substantially equal.
なお、基板２の裏面側には、シャーシグランドに接続されたヒートシンク９が接続されている。このため、基板２もシャーシグランドと同電位になっている。 A heat sink 9 connected to the chassis ground is connected to the back side of the substrate 2. For this reason, the substrate 2 is also at the same potential as the chassis ground.
基板２、第１浮遊容量ＣＳ１および第２浮遊容量ＣＳ２は、図１にも図示されている。 The substrate 2, the first stray capacitance CS1, and the second stray capacitance CS2 are also illustrated in FIG.
第１スイッチ素子Ｑ１がオン状態からオフ状態になると、第１配線６の電圧が上昇し、第１浮遊容量ＣＳ１にノイズ電流Ｉ１が流れる。また、第２スイッチ素子Ｑ２がオフ状態からオン状態になると、第２配線７の電圧が低下し、第２浮遊容量ＣＳ２にノイズ電流Ｉ２’が流れる。上記の通り、第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２の導通状態の切り替わりに伴う第１配線６および第２配線７の電圧変化は逆相であり、第１配線６および第２配線７の電圧変化の振幅は同一であり、かつ第１浮遊容量ＣＳ１および第２浮遊容量ＣＳ２は等しい。このため、ノイズ電流Ｉ１およびノイズ電流Ｉ２’は相殺される。 When the first switch element Q1 changes from the on state to the off state, the voltage of the first wiring 6 rises and the noise current I1 flows through the first stray capacitance CS1. Further, when the second switch element Q2 is turned from the off state to the on state, the voltage of the second wiring 7 is lowered, and the noise current I2 'flows through the second stray capacitance CS2. As described above, the voltage changes of the first wiring 6 and the second wiring 7 due to the switching of the conduction state of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are in reverse phase, and the first wiring 6 and the second wiring 7 The amplitude of the voltage change is the same, and the first stray capacitance CS1 and the second stray capacitance CS2 are equal. For this reason, the noise current I1 and the noise current I2 'are canceled out.
同様に、第１スイッチ素子Ｑ１がオフ状態からオン状態になると、第１配線６の電圧が下降し、第１浮遊容量ＣＳ１にノイズ電流Ｉ１’が流れる。また、第２スイッチ素子Ｑ２がオン状態からオフ状態になると、第２配線７の電圧が上昇し、第２浮遊容量ＣＳ２にノイズ電流Ｉ２が流れる。上記の通り、第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２の導通状態の切り替わりに伴う第１配線６および第２配線７の電圧変化は逆相であり、第１配線６および第２配線７の電圧変化の振幅は同一であり、かつ第１浮遊容量ＣＳ１および第２浮遊容量ＣＳ２は等しい。このため、ノイズ電流Ｉ１’およびノイズ電流Ｉ２も相殺される。 Similarly, when the first switch element Q1 changes from the off state to the on state, the voltage of the first wiring 6 decreases, and a noise current I1 'flows through the first stray capacitance CS1. Further, when the second switch element Q2 changes from the on state to the off state, the voltage of the second wiring 7 rises, and the noise current I2 flows through the second stray capacitance CS2. As described above, the voltage changes of the first wiring 6 and the second wiring 7 due to the switching of the conduction state of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are in reverse phase, and the first wiring 6 and the second wiring 7 The amplitude of the voltage change is the same, and the first stray capacitance CS1 and the second stray capacitance CS2 are equal. For this reason, the noise current I1 'and the noise current I2 are also canceled.
図４に、本発明の効果を確認するためのシミュレーションで使用したシミュレーション回路図を示す。本シミュレーションで使用した主要な回路定数は以下の通りである。
直流入力電圧：２００Ｖ
抵抗Ｒ：１００Ω
コイルＬ：２０μＨ
コンデンサＣ：２２０μＦ
第１浮遊容量ＣＳ１：５０ｐＦ
第２浮遊容量ＣＳ２：５０ｐＦ
FIG. 4 shows a simulation circuit diagram used in the simulation for confirming the effect of the present invention. The main circuit constants used in this simulation are as follows.
DC input voltage: 200V
Resistance R: 100Ω
Coil L: 20μH
Capacitor C: 220 μF
First stray capacitance CS1: 50 pF
Second stray capacitance CS2: 50 pF
また、本シミュレーションでは、制御部を２つのパルス発生器ＰＧ１，ＰＧ２で表現している。さらに、本シミュレーションでは、第１浮遊容量ＣＳ１および第２浮遊容量ＣＳ２の接続点Ｆとシャーシグランドとの間に１００Ωを設けた。 In this simulation, the control unit is expressed by two pulse generators PG1 and PG2. Further, in this simulation, 100Ω is provided between the connection point F of the first stray capacitance CS1 and the second stray capacitance CS2 and the chassis ground.
本シミュレーションの結果を図５に示す。同図（Ａ）は、パルス発生器ＰＧ１が発生させた第１駆動信号およびパルス発生器ＰＧ２が発生させた第２駆動信号の波形図である。同図（Ｂ）は、第１配線６および第２配線７の電圧波形図である。同図（Ｃ）は、外部に放出される不要輻射に相当するＦ点の電圧波形図である。また、同図（Ｄ）は、ＦＥＴ技法を用いて作成した、Ｆ点の電圧の周波数特性図である。なお、同図（Ａ）〜（Ｃ）の横軸および縦軸は時間［ｓ］および電圧［Ｖ］であり、同図（Ｄ）の横軸および縦軸は周波数［Ｈｚ］および電圧レベル［ｄＢＶ］である。 The result of this simulation is shown in FIG. FIG. 4A is a waveform diagram of the first drive signal generated by the pulse generator PG1 and the second drive signal generated by the pulse generator PG2. FIG. 4B is a voltage waveform diagram of the first wiring 6 and the second wiring 7. FIG. 5C is a voltage waveform diagram at point F corresponding to unnecessary radiation emitted to the outside. FIG. 4D is a frequency characteristic diagram of the voltage at the point F created using the FET technique. The horizontal axis and vertical axis of FIGS. 9A to 9C are time [s] and voltage [V], and the horizontal axis and vertical axis of FIG. 4D are frequency [Hz] and voltage level [ dBV].
また、比較のために行った、図４に示すシミュレーション回路から本発明により付加された部分（図４参照）を取り除いた回路でのシミュレーションの結果を図６に示す。 FIG. 6 shows the result of the simulation performed for comparison with the circuit obtained by removing the portion added by the present invention (see FIG. 4) from the simulation circuit shown in FIG.
シミュレーションの結果、本発明を適用しない回路ではＦ点の電圧変動が−６０Ｖ〜＋２０Ｖ（図６（Ｃ）参照）になったのに対し、本発明を適用した回路ではＦ点の電圧変動が−３５Ｖ〜＋１０Ｖ（図５（Ｃ）参照）になった。これは、本発明を適用したことにより、外部に放出される不要輻射が低減されたことを示している。 As a result of the simulation, the voltage fluctuation at the point F is −60 V to +20 V (see FIG. 6C) in the circuit to which the present invention is not applied, whereas the voltage fluctuation at the point F is −− in the circuit to which the present invention is applied. It became 35V- + 10V (refer FIG.5 (C)). This indicates that unnecessary radiation emitted to the outside is reduced by applying the present invention.
また、図５（Ｄ）および図６（Ｄ）の比較から、本発明を適用したことにより、特に５ＭＨｚ以下の低周波数域のノイズが低減されたことが分かった。低周波数域のノイズを低減させるためには機器の大型化および高コスト化を招く大型のフィルタ回路を設ける必要があるところ、本発明によれば、低周波数域のノイズが低減されるのでその必要はなくなる。なお、残存する高周波数域のノイズについては、一般的なコモンモードコイルを使用することにより容易に低減を図ることができる。 From the comparison between FIG. 5D and FIG. 6D, it was found that noise in a low frequency region of 5 MHz or less was reduced by applying the present invention. In order to reduce the noise in the low frequency range, it is necessary to provide a large filter circuit that increases the size and cost of the device. According to the present invention, the noise in the low frequency range is reduced, which is necessary. Will disappear. The remaining high-frequency noise can be easily reduced by using a common common mode coil.
以上、本発明に係る電力変換装置の実施例について説明してきたが、本発明は実施例の構成に限定されるものではない。 As mentioned above, although the Example of the power converter device which concerns on this invention has been described, this invention is not limited to the structure of an Example.
例えば、本発明は、実施例とは異なる形式の昇圧回路、および様々な形式の降圧回路等に適用することもできる。ただし、いずれの回路への適用においても、ノイズ低減のために付加する第２スイッチ素子Ｑ２が第１スイッチ素子Ｑ１による電力変換の妨げにならないよう注意する必要がある。 For example, the present invention can be applied to a step-up circuit of a type different from the embodiment, a step-down circuit of various types, and the like. However, in any circuit application, care must be taken so that the second switch element Q2 added for noise reduction does not hinder power conversion by the first switch element Q1.
制御部の形式も任意に変更することができる。例えば、図４に示すシミュレーション回路のように、第１駆動信号および第２駆動信号を別々のパルス発生器で生成してもよい。また、第１駆動部３と第２駆動部４とを入れ替えて、第１駆動信号の論理を制御信号に対して反転させてもよいし、遅延部５を第１スイッチ素子Ｑ１の直前に設けてもよい。 The form of the control unit can also be arbitrarily changed. For example, as in the simulation circuit shown in FIG. 4, the first drive signal and the second drive signal may be generated by separate pulse generators. Further, the first drive unit 3 and the second drive unit 4 may be interchanged to invert the logic of the first drive signal with respect to the control signal, or the delay unit 5 is provided immediately before the first switch element Q1. May be.
１ 電力変換装置
２ 基板
３ 第１駆動部
４ 第２駆動部
５ 遅延部
６ 第１配線（第１配線パターン）
７ 第２配線（第２配線パターン）
８ 絶縁伝熱層
９ ヒートシンク
Ｑ１ 第１スイッチ素子（ワイドギャップ半導体）
Ｑ２ 第２スイッチ素子（非ワイドギャップ半導体）
ＣＳ１ 第１浮遊容量
ＣＳ２ 第２浮遊容量
ＰＧ パルス発生器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Power converter 2 Board | substrate 3 1st drive part 4 2nd drive part 5 Delay part 6 1st wiring (1st wiring pattern)
7 Second wiring (second wiring pattern)
8 Insulating heat transfer layer 9 Heat sink Q1 First switch element (wide gap semiconductor)
Q2 Second switch element (non-wide gap semiconductor)
CS1 First stray capacitance CS2 Second stray capacitance PG Pulse generator
Claims (4)
前記スイッチ素子は、ワイドギャップ半導体からなる電力変換用の第１スイッチ素子と、非ワイドギャップ半導体からなるノイズ低減用の第２スイッチ素子とを含み、
前記配線パターンは、前記第１スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第１配線パターンと、前記第２スイッチ素子の高電位側の端子に接続された第２配線パターンとを含み、
前記第２スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う前記第２配線パターンの電圧変化の振幅は、前記第１スイッチ素子の導通状態の切り替わりに伴う前記第１配線パターンの電圧変化の振幅に実質的に等しく、
前記制御部は、前記第１および第２配線パターンの前記電圧変化が逆相になるように、前記第１および第２スイッチ素子の導通状態を切り替える
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device comprising: a wiring pattern formed on a substrate; a switch element mounted on the wiring pattern; and a control unit that switches a conduction state of the switch element,
The switch element includes a first switch element for power conversion made of a wide gap semiconductor, and a second switch element for noise reduction made of a non-wide gap semiconductor,
The wiring pattern includes a first wiring pattern connected to a high potential side terminal of the first switch element, and a second wiring pattern connected to a high potential side terminal of the second switch element,
The amplitude of the voltage change of the second wiring pattern due to the switching of the conductive state of the second switch element is substantially the same as the amplitude of the voltage change of the first wiring pattern due to the switching of the conductive state of the first switch element. equally,
The said control part switches the conduction | electrical_connection state of the said 1st and 2nd switch element so that the said voltage change of the said 1st and 2nd wiring pattern may become a reverse phase, The power converter device characterized by the above-mentioned.
パルス状の制御信号を発生させるパルス発生器と、
前記制御信号を遅延させることにより遅延制御信号を生成する遅延部と、
前記遅延制御信号に基づいて、前記第１スイッチ素子を駆動するための第１駆動信号を生成する第１駆動部と、
前記制御信号に基づいて、前記第２スイッチ素子を駆動するための第２駆動信号を生成する第２駆動部と、
を含むことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The controller is
A pulse generator for generating a pulsed control signal;
A delay unit that generates a delay control signal by delaying the control signal;
A first drive unit that generates a first drive signal for driving the first switch element based on the delay control signal;
A second drive unit that generates a second drive signal for driving the second switch element based on the control signal;
The power conversion device according to claim 1, comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2015223786A JP2017093239A (en) | 2015-11-16 | 2015-11-16 | Electric power conversion system with switch element comprised of wide-gap semiconductor |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018201285A (en) * | 2017-05-26 | 2018-12-20 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06276078A (en) * | 1993-03-18 | 1994-09-30 | Hitachi Ltd | Switch circuit |
| JP2012147557A (en) * | 2011-01-11 | 2012-08-02 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor module and power converter, and method of active noise cancellation |
| JP2015165768A (en) * | 2015-05-21 | 2015-09-17 | 三菱電機株式会社 | Power converter drive unit and drive method of power converter |
-
2015
- 2015-11-16 JP JP2015223786A patent/JP2017093239A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06276078A (en) * | 1993-03-18 | 1994-09-30 | Hitachi Ltd | Switch circuit |
| JP2012147557A (en) * | 2011-01-11 | 2012-08-02 | Fuji Electric Co Ltd | Semiconductor module and power converter, and method of active noise cancellation |
| JP2015165768A (en) * | 2015-05-21 | 2015-09-17 | 三菱電機株式会社 | Power converter drive unit and drive method of power converter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018201285A (en) * | 2017-05-26 | 2018-12-20 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
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