JP3165437B2 - 記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にする方法 - Google Patents
記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にする方法Info
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- JP3165437B2 JP3165437B2 JP50189291A JP50189291A JP3165437B2 JP 3165437 B2 JP3165437 B2 JP 3165437B2 JP 50189291 A JP50189291 A JP 50189291A JP 50189291 A JP50189291 A JP 50189291A JP 3165437 B2 JP3165437 B2 JP 3165437B2
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- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
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- Error Detection And Correction (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は記号シーケンス送信時にフェージング・チャ
ネル用見積りを効果的にする方法に関し、各々の記号シ
ーケンスは少なくとも１つの同期シーケンスと１つのデ
ータ・シーケンスを有し、部分的に同期シーケンスの助
力を得ると共に部分的に所望の順応アルゴリズムの助力
を得たデータ・シーケンスを通じた順応によってチャネ
ル見積りを効果的にし、少なくとも１つのチャネル見積
りが各サンプリング時点で得られる段階と、チャネル見
積りおよび記号シーケンス内の記号の見積りの助力を得
てチャネル等化を効果的にする段階から成る方法であ
る。
ネル用見積りを効果的にする方法に関し、各々の記号シ
ーケンスは少なくとも１つの同期シーケンスと１つのデ
ータ・シーケンスを有し、部分的に同期シーケンスの助
力を得ると共に部分的に所望の順応アルゴリズムの助力
を得たデータ・シーケンスを通じた順応によってチャネ
ル見積りを効果的にし、少なくとも１つのチャネル見積
りが各サンプリング時点で得られる段階と、チャネル見
積りおよび記号シーケンス内の記号の見積りの助力を得
てチャネル等化を効果的にする段階から成る方法であ
る。
背景技術 チャネルにわたる無線送信にしばしば生じる１つの問
題は送信された信号がマルチパス伝搬および雑音に影響
されることである。例えば移動電話の場合、チャネルの
送信特性は、送信機と受信機の位置が変わるために移動
する。これらの問題は、送信されたタイプ・スロット信
号シーケンスが同期シーケンスとデータ・シーケンスを
有する、時分割されたディジタル送信システムで解決す
る。同期シーケンスは受信機にとって周知のことであ
り、このシーケンスに基づく受信機はチャネルの送信特
性を見積もることができる。すなわちチャネル見積りを
効果的にする。このチャネル見積りの磁力を得て、受信
機は送信されるべき情報を含むデータ記号を見積もるこ
とができる。
題は送信された信号がマルチパス伝搬および雑音に影響
されることである。例えば移動電話の場合、チャネルの
送信特性は、送信機と受信機の位置が変わるために移動
する。これらの問題は、送信されたタイプ・スロット信
号シーケンスが同期シーケンスとデータ・シーケンスを
有する、時分割されたディジタル送信システムで解決す
る。同期シーケンスは受信機にとって周知のことであ
り、このシーケンスに基づく受信機はチャネルの送信特
性を見積もることができる。すなわちチャネル見積りを
効果的にする。このチャネル見積りの磁力を得て、受信
機は送信されるべき情報を含むデータ記号を見積もるこ
とができる。
しかし、ある例では各タイム・スロットが１つだけで
はチャネル見積りを効果的にするのに十分でないことが
わかった。長期維持、すなわち数ミリ秒のタイム・スロ
ットの場合、送信機および受信機は、タイム・スロット
の進行の時間はそれらの相互位置を変えるのに十分であ
る。従って送信された記号の受信機見積りは不足し、送
信された情報は干渉を含むので、チャネルの送信特性は
タイム・スロットの持続時間内にすべて変えることがで
きる。それらの干渉を一部回避させる無線受信機は、IE
EE会報の情報論理の論説で1973年１月号、120〜124頁の
エフ．アール．マギー ジュニア（F.R.Magee Jr）、
ジエイ．ジー．プロウキス（J.G.Proa−kis）著の「記
号間干渉が存在するディジタル信号用最小可能シーケン
ス見積りの順応性」で説明されている。その論説では、
チャネル見積り回路として順応フィルターと共に備えら
れたビタビ分析機（viterbianalyzer）を含むイコライ
ザについて述べている。
はチャネル見積りを効果的にするのに十分でないことが
わかった。長期維持、すなわち数ミリ秒のタイム・スロ
ットの場合、送信機および受信機は、タイム・スロット
の進行の時間はそれらの相互位置を変えるのに十分であ
る。従って送信された記号の受信機見積りは不足し、送
信された情報は干渉を含むので、チャネルの送信特性は
タイム・スロットの持続時間内にすべて変えることがで
きる。それらの干渉を一部回避させる無線受信機は、IE
EE会報の情報論理の論説で1973年１月号、120〜124頁の
エフ．アール．マギー ジュニア（F.R.Magee Jr）、
ジエイ．ジー．プロウキス（J.G.Proa−kis）著の「記
号間干渉が存在するディジタル信号用最小可能シーケン
ス見積りの順応性」で説明されている。その論説では、
チャネル見積り回路として順応フィルターと共に備えら
れたビタビ分析機（viterbianalyzer）を含むイコライ
ザについて述べている。
この論説で述べられたイコライザは長時間スロットに
伴って生じるこれらの問題を克服するが、信号強度が雑
音レベル以下に降下中、それは、フェージング後に正し
く順応する力をロックする短所を有する。フェージング
後に定位置に置かれたイコライザはデータ・シーケンス
に再順応することは難しく、それは受信機にとって未知
のシーケンスである。
伴って生じるこれらの問題を克服するが、信号強度が雑
音レベル以下に降下中、それは、フェージング後に正し
く順応する力をロックする短所を有する。フェージング
後に定位置に置かれたイコライザはデータ・シーケンス
に再順応することは難しく、それは受信機にとって未知
のシーケンスである。
フェージングは相互に離れた通路に沿って反射された
信号間の信号妨害によって発生し、その結果フェージン
グは信号の妨害パターン内で移動する移動受信機に対し
てしばしば再発生する。これはフェージングに影響され
ている送信された信号シーケンスの大部分を占めること
があり、その結果送信された大部分の送信された情報は
失われる。未知信号シーケンスに順応する問題の解決法
は、IEEE会報通信欄の1980年11月第11号第28巻の論評の
デイ・エヌ・ゴダード（D.N.Godard）著「二次データ通
信装置における自己再処理およびキャリア・トラッキン
グ」から得られる。記号間妨害の場合におけるイコライ
ザの順応は、新型のコスト機能を伴うアルゴリズムの導
入および最小化されるそれらの機能によって達成され
る。しかし、アルゴリズムは比較的ゆっくりと収束し、
ミリ秒単位持続時間を有する１つの上記タイム・スロッ
ト間にイコライザを順応させたいときは利用することが
できない。
信号間の信号妨害によって発生し、その結果フェージン
グは信号の妨害パターン内で移動する移動受信機に対し
てしばしば再発生する。これはフェージングに影響され
ている送信された信号シーケンスの大部分を占めること
があり、その結果送信された大部分の送信された情報は
失われる。未知信号シーケンスに順応する問題の解決法
は、IEEE会報通信欄の1980年11月第11号第28巻の論評の
デイ・エヌ・ゴダード（D.N.Godard）著「二次データ通
信装置における自己再処理およびキャリア・トラッキン
グ」から得られる。記号間妨害の場合におけるイコライ
ザの順応は、新型のコスト機能を伴うアルゴリズムの導
入および最小化されるそれらの機能によって達成され
る。しかし、アルゴリズムは比較的ゆっくりと収束し、
ミリ秒単位持続時間を有する１つの上記タイム・スロッ
ト間にイコライザを順応させたいときは利用することが
できない。
発明の開示 本発明に従って、未知信号の助力を得て迅速にイコラ
イザを順応させる上記問題は、チャネル見積り平均エネ
ルギー値を連続的に形成することで解決される。この平
均値の形成は、平均値のわずかなフェージングの影響を
与えるような長い持続時間にわたって効果的にする。順
応アルゴリズムは、フェージング後に交換された正しい
チャネル見積りを得る方法で組織化された平均エネルギ
ー値によって影響を受ける。
イザを順応させる上記問題は、チャネル見積り平均エネ
ルギー値を連続的に形成することで解決される。この平
均値の形成は、平均値のわずかなフェージングの影響を
与えるような長い持続時間にわたって効果的にする。順
応アルゴリズムは、フェージング後に交換された正しい
チャネル見積りを得る方法で組織化された平均エネルギ
ー値によって影響を受ける。
本発明は以下の請求の範囲で述べられる特色によって
特徴付けられる。
特徴付けられる。
図面の簡単な説明 本発明の実施例を付図に関してより詳細に説明する。
第１図は送信機、受信機および中間攪乱されたチャネ
ルから成る無線送信システムの概略図、第２図は時分割
送信機用タイム・スロットおよびタイム・スロット・シ
ーケンス、第３図は送信された記号の分離値を示す図、
第４図は２つの構造物間の妨害パターン内で移動する移
動受信機、第５図は信号シーケンス間の信号強度の変化
を示す図、第６図は発明されたチャネル見積りフィルタ
を備えたビタビ・イコライザの概略図、第７図は発明さ
れたチャネル見積りフィルタの回路図、および第８図は
発明されたチャネル見積りフィルタを備えた別のビタビ
・イコライザを例示する概略ブロック図を示す。
ルから成る無線送信システムの概略図、第２図は時分割
送信機用タイム・スロットおよびタイム・スロット・シ
ーケンス、第３図は送信された記号の分離値を示す図、
第４図は２つの構造物間の妨害パターン内で移動する移
動受信機、第５図は信号シーケンス間の信号強度の変化
を示す図、第６図は発明されたチャネル見積りフィルタ
を備えたビタビ・イコライザの概略図、第７図は発明さ
れたチャネル見積りフィルタの回路図、および第８図は
発明されたチャネル見積りフィルタを備えた別のビタビ
・イコライザを例示する概略ブロック図を示す。
本発明を実施する最良の方法 第１図は時分割無線通信として既知の無線送信システ
ムを概略して例示する。送信機はディジタル記号Ｓ
（ｎ）を発生するユニット１を有する。これらの記号は
ディジタル／アナログ変換され、ユニット２から受信機
の受信ユニット３までの信号Ｙとして送信される。受信
された信号は、受信されたディジタル信号ｙ（ｎ）を形
成するようにフィルタされかつサンプルされ、チャネル
・イコライザ５に送られる。このイコライザは、時間を
遅らせて、送信された信号Ｓ（ｎ）の見積りを構成する
見積もられた記号（ｎ−Ｌ）を送る。符号（ｎ）はｎ
番目のサンプリング時点を表し、関連符号（ｎ−Ｌ）
は、見積もられた記号が多数のＬサンプリング間隔によ
って遅らされることを表す。第１図の二重信号通路はユ
ニット２とユニット３との間のチャネル時間分散のため
の送信された信号Ｙを受けることを表す。ユニット２と
ユニット３との間で使用されたチャネルと同じチャネル
の妨害信号は信号Ａで表される。下記で説明する通り、
送信も信号Ａによって妨害される。上記のとおり、無線
送信システムは、大文字Ｔが時間を表す第２図によって
相互に分離されたタイム・スロット１〜Ｎによる時分割
である。送信されるべき情報を含む同期シーケンスSOお
よびデータ・シーケンスDOを有する信号シーケンスを各
タイム・スロットｆに送信することは可能である。信号
シーケンスSSは２進信号を有するが、前記記号Ｓ（ｎ）
は、第３図に例示する通り、例えばQPSK変調に従って変
調される。ＩおよびＱを座標軸とする複合音声プランに
おいて記号Ｓ（ｎ）の４つの可能値は各象限の１つを２
進数00,01,10または11で記される。そのような変調され
た記号の１つを送信される時間は記号時間TSと呼ばれ
る。
ムを概略して例示する。送信機はディジタル記号Ｓ
（ｎ）を発生するユニット１を有する。これらの記号は
ディジタル／アナログ変換され、ユニット２から受信機
の受信ユニット３までの信号Ｙとして送信される。受信
された信号は、受信されたディジタル信号ｙ（ｎ）を形
成するようにフィルタされかつサンプルされ、チャネル
・イコライザ５に送られる。このイコライザは、時間を
遅らせて、送信された信号Ｓ（ｎ）の見積りを構成する
見積もられた記号（ｎ−Ｌ）を送る。符号（ｎ）はｎ
番目のサンプリング時点を表し、関連符号（ｎ−Ｌ）
は、見積もられた記号が多数のＬサンプリング間隔によ
って遅らされることを表す。第１図の二重信号通路はユ
ニット２とユニット３との間のチャネル時間分散のため
の送信された信号Ｙを受けることを表す。ユニット２と
ユニット３との間で使用されたチャネルと同じチャネル
の妨害信号は信号Ａで表される。下記で説明する通り、
送信も信号Ａによって妨害される。上記のとおり、無線
送信システムは、大文字Ｔが時間を表す第２図によって
相互に分離されたタイム・スロット１〜Ｎによる時分割
である。送信されるべき情報を含む同期シーケンスSOお
よびデータ・シーケンスDOを有する信号シーケンスを各
タイム・スロットｆに送信することは可能である。信号
シーケンスSSは２進信号を有するが、前記記号Ｓ（ｎ）
は、第３図に例示する通り、例えばQPSK変調に従って変
調される。ＩおよびＱを座標軸とする複合音声プランに
おいて記号Ｓ（ｎ）の４つの可能値は各象限の１つを２
進数00,01,10または11で記される。そのような変調され
た記号の１つを送信される時間は記号時間TSと呼ばれ
る。
上記信号フェージング、いわゆるレイリー・フェージ
ング、は次の方法で発生される。第４図は送信された信
号Ｙを反射する２つの構造物20および21を例示する。第
１図の信号通路の１つが本来、構造物20と21との間の領
域に到達することがこの場合仮定され、それは信号Ｙの
単一ビーム伝搬と称される。反射された信号は構造物間
で相互に妨害される。妨害される信号の伝搬時間の差が
約TS/4未満になるとき、一定の妨害パターンは信号強度
における最大値および節を発生し得る。妨害パターンを
通って移動する移動受信機22は、信号強度が極めて微弱
な節を繰り返し通過する。フェージングの一段と徹底し
た説明は、1982年マグロウヒル社（McGRaw−Hill,In
c.）発行のウイリアム シー，ワイ，リー（William C,
Y,Lee）著「移動通信技術」第６および７章の中に見ら
れる。
ング、は次の方法で発生される。第４図は送信された信
号Ｙを反射する２つの構造物20および21を例示する。第
１図の信号通路の１つが本来、構造物20と21との間の領
域に到達することがこの場合仮定され、それは信号Ｙの
単一ビーム伝搬と称される。反射された信号は構造物間
で相互に妨害される。妨害される信号の伝搬時間の差が
約TS/4未満になるとき、一定の妨害パターンは信号強度
における最大値および節を発生し得る。妨害パターンを
通って移動する移動受信機22は、信号強度が極めて微弱
な節を繰り返し通過する。フェージングの一段と徹底し
た説明は、1982年マグロウヒル社（McGRaw−Hill,In
c.）発行のウイリアム シー，ワイ，リー（William C,
Y,Lee）著「移動通信技術」第６および７章の中に見ら
れる。
第５図は、信号強度の状態、すなわちＹの絶対値およ
び関連するＦの値、を表す曲線23が信号シーケンスSSの
持続時間内に移動受信機22に変化し得ることを示す。雑
音レベルは破線24で示され、また図は時間間隔TF中に信
号強度Ｆが雑音レベル以下に降下する状態を例示する。
び関連するＦの値、を表す曲線23が信号シーケンスSSの
持続時間内に移動受信機22に変化し得ることを示す。雑
音レベルは破線24で示され、また図は時間間隔TF中に信
号強度Ｆが雑音レベル以下に降下する状態を例示する。
前記の通り、移動受信機22のチャネル・イコライザ５
は、数ミリ秒持続時間を有する長い信号シーケンスSSの
場合に順応させるのが好ましい。イコライザの順応フィ
ルタはそれから送信チャネルの移動する送信特性を迅速
に順応させることができる。しかし、既知のフィルター
の場合では、この順応は、前記フィルターは、第５図で
例示されたフェージングが発生すると、弱い信号強度に
も順応する不利な点を有する可能性がある。信号強度Ｆ
がフェージングに続いて増加するとき、見積もられた信
号（ｎ−Ｌ）が大きなビット誤りを有したり、また信
号シーケンスSS内の情報がフェージング後に損失したり
するような誤った順応が発生する可能性がある。本発明
の目的は、この不利な点を除いてイコライザを効果的に
なるようにチャネル見積りを順応可能にすることであ
る。
は、数ミリ秒持続時間を有する長い信号シーケンスSSの
場合に順応させるのが好ましい。イコライザの順応フィ
ルタはそれから送信チャネルの移動する送信特性を迅速
に順応させることができる。しかし、既知のフィルター
の場合では、この順応は、前記フィルターは、第５図で
例示されたフェージングが発生すると、弱い信号強度に
も順応する不利な点を有する可能性がある。信号強度Ｆ
がフェージングに続いて増加するとき、見積もられた信
号（ｎ−Ｌ）が大きなビット誤りを有したり、また信
号シーケンスSS内の情報がフェージング後に損失したり
するような誤った順応が発生する可能性がある。本発明
の目的は、この不利な点を除いてイコライザを効果的に
なるようにチャネル見積りを順応可能にすることであ
る。
第６図の概略例示で見られる通り、イコライザ５は、
ビタビ分析器、順応チャネル見積りフィルタCEST、およ
び遅延回路DELから成る。ビタビ分析器VITは信号ｙ
（ｎ）を受信し、またＬサンプリング段階の既知の遅延
方法で見積られた記号（ｎ−Ｌ）を作る。チャネル見
積りフィルタCESTは、遅延回路DEL内でＬサンプリング
段階を経て遅延され受信された信号ｙ（ｎ）である見積
られた記号（ｎ−Ｌ）および信号ｙ（ｎ−Ｌ）も受信
する。チャネル見積りフィルタは信号ｙ（ｎ−Ｌ）およ
び見積られた記号（ｎ−Ｌ）を受信し、更にインパル
ス応答、チャネル見積り、チャネル用Ｃ（ｎ）をビタビ
分析器に送る。注目すべき点は現在備えている無線チャ
ネル自体のほかに、チャネル見積りは送信機および受信
機フィルタをも備えることである。別法として、ビタビ
分析器VITからの予備決定を見積られた記号（ｎ−
Ｌ）の代わりに利用することができる。これはＬサンプ
リング段階または間隔より短い遅れとなる。インパルス
応答Ｃ（ｎ）の見積りについては第７図を参照して以下
詳細に説明する。ビタビ・イコライザ５はＣ（ｎ）用の
開始値を作るように同期シーケンスを使用するが、それ
から各々新しいサンプリング時点ｎ用に交換される。
ビタビ分析器、順応チャネル見積りフィルタCEST、およ
び遅延回路DELから成る。ビタビ分析器VITは信号ｙ
（ｎ）を受信し、またＬサンプリング段階の既知の遅延
方法で見積られた記号（ｎ−Ｌ）を作る。チャネル見
積りフィルタCESTは、遅延回路DEL内でＬサンプリング
段階を経て遅延され受信された信号ｙ（ｎ）である見積
られた記号（ｎ−Ｌ）および信号ｙ（ｎ−Ｌ）も受信
する。チャネル見積りフィルタは信号ｙ（ｎ−Ｌ）およ
び見積られた記号（ｎ−Ｌ）を受信し、更にインパル
ス応答、チャネル見積り、チャネル用Ｃ（ｎ）をビタビ
分析器に送る。注目すべき点は現在備えている無線チャ
ネル自体のほかに、チャネル見積りは送信機および受信
機フィルタをも備えることである。別法として、ビタビ
分析器VITからの予備決定を見積られた記号（ｎ−
Ｌ）の代わりに利用することができる。これはＬサンプ
リング段階または間隔より短い遅れとなる。インパルス
応答Ｃ（ｎ）の見積りについては第７図を参照して以下
詳細に説明する。ビタビ・イコライザ５はＣ（ｎ）用の
開始値を作るように同期シーケンスを使用するが、それ
から各々新しいサンプリング時点ｎ用に交換される。
第７図に一段と詳細に示すチャネル見積りフィルタCE
STは、遅延素子６、調節式係数器７、加算器８、差形成
器９および順応アルゴリズムを実行する順応回路10を備
える。順応回路10は、チャネル見積りＣ（ｎ）内のエネ
ルギーの時間平均値Ｕ（ｎ）を形成する平均値形成回路
15から制御される。係数器７の個数は時間分散の大きさ
により、チャネルは多数のサンプリング間隔で表現させ
ることができ、図示された例ではＫ＝３である。見積ら
れた記号（ｎ−Ｌ）は、係数器C1（ｎ）…CK（ｎ）で
多重化される信号（ｎ−Ｌ−１）から（ｎ−Ｌ−Ｋ
＋１）を形成するように遅延素子６の１つのサンプリン
グ時点によって段階的に遅延される。見積られてフィル
タされた信号（ｎ−Ｌ）を形成するように加算器８に
段階的に加えられてから信号（ｎ−Ｌ）と受信されて
遅延された信号ｙ（ｎ−Ｌ）との間の差である誤差信号
ｅ（ｎ）が形成される。順応回路10は、誤差信号を最小
化するように誤差信号ｅ（ｎ）を受信しかつ係数器７を
制御する。係数器C1（ｎ）…CK（ｎ）は上記見積られた
インパルス応答Ｃ（ｎ）を構成する。これはチャネル・
ベクトルＣ（ｎ）｛C1（ｎ）…CK（ｎ）｝Ｔとして表現
することができ、またそれに相当して信号ベクトルは、 （ｎ）＝｛（ｎ−Ｌ）…（ｎ−Ｌ−Ｋ＋１）｝Ｔ の関係によって限定することが、できる。これらのベク
トルの助力を得て、誤差信号ｅ（ｎ）は ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ−Ｌ）−CT（ｎ）・（ｎ）として表
現されるが、インデックスＴは交差を記録しない。チャ
ネル見積りエネルギーＣ（ｎ）の平均値の形成によって
各係数器C11（ｎ）…CK（ｎ）で割られたエネルギーの
時間平均値Ui（ｎ）の形成が示される。チャネル見積り
エネルギーＵ（ｎ）の平均値は Ｕ（ｎ）＝｛u1（ｎ）…uh（ｎ）、…uk（ｎ）｝Ｔ で表現することができ、 Ｕ（ｎ）＝Ｕ（ｎ−１）＋Ｇ｛|C（ｎ）|2−Ｕ（ｎ−
１）｝の関係に従って計算することができる。これに関
連して、Ｇは、平均値が形成される時間隔を上回る持続
時間を表す定数である。この持続時間は、時間隔はTF中
にフェージングは平均値にわずかの影響しか持たないよ
うに選択され、また時間隔は数個の信号シーケンスSSに
わたって広がることができる。まず、各信号シーケンス
SSにある唯一の同期シーケンスSOは平均値を形成するた
めに利用される。しかし、本発明に従って信号シーケン
スSS全体を利用することも可能であり、その結果次に順
応されるチャネル見積りＣ（ｎ）は平均値Ｕ（ｎ）の計
算に含まれる。回路10で実行された順応アルゴリズムは
インパルス応答エネルギーの時間平均値Ｕ（ｎ）の助力
を得て制御される。例えば、順応アルゴリズムがLMS−
アルゴリズム、すなわち最小平均２乗値、であるとき、
チャネル見積りは Ｃ（ｎ）＝QxC（ｎ−１）＋Mx＊（ｎ）xe（ｎ） の関係に従って繰返し計算される。この場合インデック
ス＊は複合変化を示す。Ｑは診断素子q1,…,qh,…,qkを
伴う診断マトリクスであり、Ｍは診断素子Ｍ＝μ1,…，
μh,…μｋを伴う診断マトリクスである。もう１つの実
施例によると、この順応アルゴリズムは次の方法で制御
することができる。第５図を参照して、前記平均値を形
成する回路15は、フェージングが記号ｙ（ｎ−Ｌ）経て
行き渡るとき、すなわち信号強度Ｆがしきい値FO以下に
降下したときに、検出する。フェージングの場合、マト
リクスＭは絶えず影響を受けない。マトリクスＱ内の係
数器の１つ、例えばqhは選択されると共に所望値、例え
ば、qh＝１にセットされる。残りの係数器は０にセット
される。係数はチャネル見積りの平均値の助力を得て効
果的に選択され、その結果選択された係数ｑは平均値Ｕ
（ｎ）内の最大係数uh（ｎ）に応答する。結果として、
フェージングの前には主要であったチャネル見積りＣ
（ｎ）にある係数のその係数はフェージングの次のチャ
ネル見積りを主要にし、すなわちそれは信号強度Ｆが再
び増加するときである。マトリクスＱ内の係数を選択す
る際に、分離信号通路に沿って送信されたエネルギー間
の相互関係はフェージングの間にわずかな範囲での交換
で済んだことが確認される。フェージングの次に、信号
強度がしきい値FOを越えるときに、マトリクスＱの係数
は、例えばすべての場合にq1＝１となるように独自の値
をセットされる。
STは、遅延素子６、調節式係数器７、加算器８、差形成
器９および順応アルゴリズムを実行する順応回路10を備
える。順応回路10は、チャネル見積りＣ（ｎ）内のエネ
ルギーの時間平均値Ｕ（ｎ）を形成する平均値形成回路
15から制御される。係数器７の個数は時間分散の大きさ
により、チャネルは多数のサンプリング間隔で表現させ
ることができ、図示された例ではＫ＝３である。見積ら
れた記号（ｎ−Ｌ）は、係数器C1（ｎ）…CK（ｎ）で
多重化される信号（ｎ−Ｌ−１）から（ｎ−Ｌ−Ｋ
＋１）を形成するように遅延素子６の１つのサンプリン
グ時点によって段階的に遅延される。見積られてフィル
タされた信号（ｎ−Ｌ）を形成するように加算器８に
段階的に加えられてから信号（ｎ−Ｌ）と受信されて
遅延された信号ｙ（ｎ−Ｌ）との間の差である誤差信号
ｅ（ｎ）が形成される。順応回路10は、誤差信号を最小
化するように誤差信号ｅ（ｎ）を受信しかつ係数器７を
制御する。係数器C1（ｎ）…CK（ｎ）は上記見積られた
インパルス応答Ｃ（ｎ）を構成する。これはチャネル・
ベクトルＣ（ｎ）｛C1（ｎ）…CK（ｎ）｝Ｔとして表現
することができ、またそれに相当して信号ベクトルは、 （ｎ）＝｛（ｎ−Ｌ）…（ｎ−Ｌ−Ｋ＋１）｝Ｔ の関係によって限定することが、できる。これらのベク
トルの助力を得て、誤差信号ｅ（ｎ）は ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ−Ｌ）−CT（ｎ）・（ｎ）として表
現されるが、インデックスＴは交差を記録しない。チャ
ネル見積りエネルギーＣ（ｎ）の平均値の形成によって
各係数器C11（ｎ）…CK（ｎ）で割られたエネルギーの
時間平均値Ui（ｎ）の形成が示される。チャネル見積り
エネルギーＵ（ｎ）の平均値は Ｕ（ｎ）＝｛u1（ｎ）…uh（ｎ）、…uk（ｎ）｝Ｔ で表現することができ、 Ｕ（ｎ）＝Ｕ（ｎ−１）＋Ｇ｛|C（ｎ）|2−Ｕ（ｎ−
１）｝の関係に従って計算することができる。これに関
連して、Ｇは、平均値が形成される時間隔を上回る持続
時間を表す定数である。この持続時間は、時間隔はTF中
にフェージングは平均値にわずかの影響しか持たないよ
うに選択され、また時間隔は数個の信号シーケンスSSに
わたって広がることができる。まず、各信号シーケンス
SSにある唯一の同期シーケンスSOは平均値を形成するた
めに利用される。しかし、本発明に従って信号シーケン
スSS全体を利用することも可能であり、その結果次に順
応されるチャネル見積りＣ（ｎ）は平均値Ｕ（ｎ）の計
算に含まれる。回路10で実行された順応アルゴリズムは
インパルス応答エネルギーの時間平均値Ｕ（ｎ）の助力
を得て制御される。例えば、順応アルゴリズムがLMS−
アルゴリズム、すなわち最小平均２乗値、であるとき、
チャネル見積りは Ｃ（ｎ）＝QxC（ｎ−１）＋Mx＊（ｎ）xe（ｎ） の関係に従って繰返し計算される。この場合インデック
ス＊は複合変化を示す。Ｑは診断素子q1,…,qh,…,qkを
伴う診断マトリクスであり、Ｍは診断素子Ｍ＝μ1,…，
μh,…μｋを伴う診断マトリクスである。もう１つの実
施例によると、この順応アルゴリズムは次の方法で制御
することができる。第５図を参照して、前記平均値を形
成する回路15は、フェージングが記号ｙ（ｎ−Ｌ）経て
行き渡るとき、すなわち信号強度Ｆがしきい値FO以下に
降下したときに、検出する。フェージングの場合、マト
リクスＭは絶えず影響を受けない。マトリクスＱ内の係
数器の１つ、例えばqhは選択されると共に所望値、例え
ば、qh＝１にセットされる。残りの係数器は０にセット
される。係数はチャネル見積りの平均値の助力を得て効
果的に選択され、その結果選択された係数ｑは平均値Ｕ
（ｎ）内の最大係数uh（ｎ）に応答する。結果として、
フェージングの前には主要であったチャネル見積りＣ
（ｎ）にある係数のその係数はフェージングの次のチャ
ネル見積りを主要にし、すなわちそれは信号強度Ｆが再
び増加するときである。マトリクスＱ内の係数を選択す
る際に、分離信号通路に沿って送信されたエネルギー間
の相互関係はフェージングの間にわずかな範囲での交換
で済んだことが確認される。フェージングの次に、信号
強度がしきい値FOを越えるときに、マトリクスＱの係数
は、例えばすべての場合にq1＝１となるように独自の値
をセットされる。
しきい値FOは数種の異なる方法で定めることができ
る。別の簡単な方法によってFOは定められる。しかし、
この別法伴う欠点は、分離フェージングの増加に順応さ
せる難しさを生じる。第４図で例示した明確な単一ビー
ムの場合では、信号Ｙが特にただ１つの伝搬通路を介し
て構造物20と21との間の領域に達すると、Ｃ（ｎ）内の
１つの係数器、例えばC1（ｎ）が統一する。つまり信号
強度Ｆは降下を開始すべきであり、フェージングが発生
され、またしきい値FOは比較的高レベルにセットするこ
とができる。信号強度がFO以下に降下するとき、q1は１
にセットされ、またマトリクスＱないの残りの係数器は
０にセットされる。しかし、それは単一通路伝搬が明確
でなくなると、その結果信号Ｙも反射された伝搬通路を
介して移動受信機22の領域に到達する。反射された信号
は比較的弱く、またチャネル見積りＣ（ｎ）、例えばC2
（ｎ）内の対応する係数はC1（ｎ）より著しく小さくな
る。もしもしきい値FOが一定で比較的高ければ、フェー
ジングは、信号強度Ｆがこうかする際に平均値形成回路
15によって、またはこの伝搬例において表示される。し
かし信号Ｙも反射された伝搬通路を介して移動受信機20
に到達するので、フェージングは発生しないが回路10な
いのLMS−アルゴリズムは、例えばフェージングが発生
したように回路15によって依然と制御される。これは、
データ・シーケンスDO中の情報の送信湿度を劣化させ
る。これを避けるために、下記のように、しきい値FOは
一段と複雑な方法で定めることができる。次の最大係数
であるC1（ｎ）およびC2（ｎ）の場合によって、チャネ
ル見積り内の統一される係数のいずれも計算に入れるこ
とが望ましい。この場合、しきい値FDはそれからFO2＝H
u1（ｎ）/u2（ｎ）の関係に従って計算され、この場合
Ｈは定数である。信号強度がしきい値FO以下に降下する
時間を越えている間、上記のようにq1はセットされ、ま
たマトリクスＱ内の残りの係数器は０にセットされる。
る。別の簡単な方法によってFOは定められる。しかし、
この別法伴う欠点は、分離フェージングの増加に順応さ
せる難しさを生じる。第４図で例示した明確な単一ビー
ムの場合では、信号Ｙが特にただ１つの伝搬通路を介し
て構造物20と21との間の領域に達すると、Ｃ（ｎ）内の
１つの係数器、例えばC1（ｎ）が統一する。つまり信号
強度Ｆは降下を開始すべきであり、フェージングが発生
され、またしきい値FOは比較的高レベルにセットするこ
とができる。信号強度がFO以下に降下するとき、q1は１
にセットされ、またマトリクスＱないの残りの係数器は
０にセットされる。しかし、それは単一通路伝搬が明確
でなくなると、その結果信号Ｙも反射された伝搬通路を
介して移動受信機22の領域に到達する。反射された信号
は比較的弱く、またチャネル見積りＣ（ｎ）、例えばC2
（ｎ）内の対応する係数はC1（ｎ）より著しく小さくな
る。もしもしきい値FOが一定で比較的高ければ、フェー
ジングは、信号強度Ｆがこうかする際に平均値形成回路
15によって、またはこの伝搬例において表示される。し
かし信号Ｙも反射された伝搬通路を介して移動受信機20
に到達するので、フェージングは発生しないが回路10な
いのLMS−アルゴリズムは、例えばフェージングが発生
したように回路15によって依然と制御される。これは、
データ・シーケンスDO中の情報の送信湿度を劣化させ
る。これを避けるために、下記のように、しきい値FOは
一段と複雑な方法で定めることができる。次の最大係数
であるC1（ｎ）およびC2（ｎ）の場合によって、チャネ
ル見積り内の統一される係数のいずれも計算に入れるこ
とが望ましい。この場合、しきい値FDはそれからFO2＝H
u1（ｎ）/u2（ｎ）の関係に従って計算され、この場合
Ｈは定数である。信号強度がしきい値FO以下に降下する
時間を越えている間、上記のようにq1はセットされ、ま
たマトリクスＱ内の残りの係数器は０にセットされる。
１つの代替法により、チャネル見積りは下記の方法で
前記LMS−アルゴリズムの助力を得て制御することがで
きる。マトリクスＱは例えばＱが単位マトリクスである
全周期を通じて一定に保たれる。マトリクスＭの係数は
例えばＲが一定でありかつuh（ｎ）がエネルギー値u
1（ｎ）の最大値である場合に、ｉ＝1,…,K,について例
えば、 μｉ＝Ｒ｛ui（ｎ）|ub（ｎ）｝1/2である平均値形成チ
ャネル見積りＵ（ｎ）にある係数に対応する値にセット
される。係数μｉはこれによってLMS−アルゴリズムを
制御しているときに重み定数となる。フェージング・シ
ーケンスの間、時間間隔TF、チャネル見積りＣ（ｎ）に
おける係数は極めて小さな値を取ると思われる。フェー
ジングに続き、係数ci（ｎ）はマトリクスＭにおける値
μｉに比例する速度で順応される。これは、フェージン
グの前の周期でチャネル見積り値Ｃ（ｎ）を統一した数
値ch（ｎ）によって説明されるフィルタ係数がフェージ
ングの終了時に最も速やかに回復することを意味する。
このLMS−アルゴリズムを制御する代替法は、別々の信
号通路に沿って送信されたエネルギー間の相互関係が実
際のフェージングが生じる間に任意に認められる程度ま
で変化されなかったことをも想定する。フェージング
は、この代替法に従って制御しているときに要求される
指示は起きなかった。マトリクスＱの係数は、全周期に
わたって一定にすることができ、またマトリクスＭにあ
る係数μｉは上記に従って形成されたインパルス応答エ
ネルギーの平均値からの開始点で絶えず計算することが
できる。
前記LMS−アルゴリズムの助力を得て制御することがで
きる。マトリクスＱは例えばＱが単位マトリクスである
全周期を通じて一定に保たれる。マトリクスＭの係数は
例えばＲが一定でありかつuh（ｎ）がエネルギー値u
1（ｎ）の最大値である場合に、ｉ＝1,…,K,について例
えば、 μｉ＝Ｒ｛ui（ｎ）|ub（ｎ）｝1/2である平均値形成チ
ャネル見積りＵ（ｎ）にある係数に対応する値にセット
される。係数μｉはこれによってLMS−アルゴリズムを
制御しているときに重み定数となる。フェージング・シ
ーケンスの間、時間間隔TF、チャネル見積りＣ（ｎ）に
おける係数は極めて小さな値を取ると思われる。フェー
ジングに続き、係数ci（ｎ）はマトリクスＭにおける値
μｉに比例する速度で順応される。これは、フェージン
グの前の周期でチャネル見積り値Ｃ（ｎ）を統一した数
値ch（ｎ）によって説明されるフィルタ係数がフェージ
ングの終了時に最も速やかに回復することを意味する。
このLMS−アルゴリズムを制御する代替法は、別々の信
号通路に沿って送信されたエネルギー間の相互関係が実
際のフェージングが生じる間に任意に認められる程度ま
で変化されなかったことをも想定する。フェージング
は、この代替法に従って制御しているときに要求される
指示は起きなかった。マトリクスＱの係数は、全周期に
わたって一定にすることができ、またマトリクスＭにあ
る係数μｉは上記に従って形成されたインパルス応答エ
ネルギーの平均値からの開始点で絶えず計算することが
できる。
説明された例に従って、LMS−アルゴリズムは回路10
で実行される。しかし、チャネル見積りはアルゴリズム
の他の形式によっても実行することができる。この特色
の１つの例は、LMS−アルゴリズムより速いはるかに複
雑であるRLS−アルゴリズム、リカーシブ最小２乗値で
ある。
で実行される。しかし、チャネル見積りはアルゴリズム
の他の形式によっても実行することができる。この特色
の１つの例は、LMS−アルゴリズムより速いはるかに複
雑であるRLS−アルゴリズム、リカーシブ最小２乗値で
ある。
上記の例により、イコライザ５は見積もられたインパ
ルス応答Ｃ（ｎ）、すなわちチャネル見積りフィルタCE
STを計算する唯一の回路を有する。しかし、第８図に示
される通り、本発明に従って、チャネル・インパルス応
答を見積もるいくつかの回路を有するイコライザを使用
することができる。ビタビ・イコライザ11は多数の状態
ｐ＝16、およびチャネル見積り回路CEST1……CEST16を
含むチャネル見積り命令を有する。別々のチャネル見積
りCi（ｎ）は、ビタビ・アルゴリズムの各状態ｉのため
のこれらの回路に形成される。ビタビ分析器VIT1は、ビ
タビ分析器VITについて説明された同じ方法でＬサンプ
リング間隔に対応する遅延後に見積もられた記号（ｎ
−Ｌ）を作る。チャネル見積り回路のすべては、ビタビ
分析器VIT1に接続され、かつ部分見積りC1（ｎ）……C
16（ｎ）は各見積り回路に作られる。サンプリング時点
ｎでの新しい状態ｊに関する部分見積りCj（ｎ）は、前
のサンプリング時点（ｎ−１）から反復計算される。Ci
（ｎ−１）は、遷移状態ｉからｊまでにVIT1によって選
択された通路に属するチャネル見積りである。Cj（ｎ）
は、eij（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ci T（ｎ−１）・Sij.の関係
によって計算される遷移誤差信号eij（ｎ）の助力を得
て計算される。この場合のsijにおいて遷移ベクトル
は、古い状態ｉと新しい状態ｊに関する記号を持ち、サ
ンプリング時点ｎでの新しい状態ｊに関しての部分見積
りcj（ｎ）は例えば、 Cj（ｎ）＝Cj（ｎ−１）＋・Sij ＊・eij（ｎ）． を与える上記のLMS−アルゴリズムのような所望のアル
ゴリズムにより第ｊ番目のチャネル見積り回路で計算さ
れる。
ルス応答Ｃ（ｎ）、すなわちチャネル見積りフィルタCE
STを計算する唯一の回路を有する。しかし、第８図に示
される通り、本発明に従って、チャネル・インパルス応
答を見積もるいくつかの回路を有するイコライザを使用
することができる。ビタビ・イコライザ11は多数の状態
ｐ＝16、およびチャネル見積り回路CEST1……CEST16を
含むチャネル見積り命令を有する。別々のチャネル見積
りCi（ｎ）は、ビタビ・アルゴリズムの各状態ｉのため
のこれらの回路に形成される。ビタビ分析器VIT1は、ビ
タビ分析器VITについて説明された同じ方法でＬサンプ
リング間隔に対応する遅延後に見積もられた記号（ｎ
−Ｌ）を作る。チャネル見積り回路のすべては、ビタビ
分析器VIT1に接続され、かつ部分見積りC1（ｎ）……C
16（ｎ）は各見積り回路に作られる。サンプリング時点
ｎでの新しい状態ｊに関する部分見積りCj（ｎ）は、前
のサンプリング時点（ｎ−１）から反復計算される。Ci
（ｎ−１）は、遷移状態ｉからｊまでにVIT1によって選
択された通路に属するチャネル見積りである。Cj（ｎ）
は、eij（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ci T（ｎ−１）・Sij.の関係
によって計算される遷移誤差信号eij（ｎ）の助力を得
て計算される。この場合のsijにおいて遷移ベクトル
は、古い状態ｉと新しい状態ｊに関する記号を持ち、サ
ンプリング時点ｎでの新しい状態ｊに関しての部分見積
りcj（ｎ）は例えば、 Cj（ｎ）＝Cj（ｎ−１）＋・Sij ＊・eij（ｎ）． を与える上記のLMS−アルゴリズムのような所望のアル
ゴリズムにより第ｊ番目のチャネル見積り回路で計算さ
れる。
第８図において、チャネル見積りはそれぞれ最初およ
び最後の状態１または16について示す。サンプリング時
点ｎで、ビタビ分析器VIT1は状態ｉから状態１までの遷
移を選択して遷移ベクトルSij、遷移誤差信号eijおよび
古い部分見積りCi（ｎ−１）を送る。新しい部分見積り
C1（ｎ）は回路CEST1で計算されて、部分見積りの連続
した反復計算で、ビタビ検出における次の時点（ｎ＋
１）で使用するVIT1に送られる。同様な方法で、ビタビ
分析器VIT1は状態ｐから状態16までの遷移を選択し、ま
た遷移ベクトルsp16、遷移誤差信号ep16および古い部分
見積りCP（ｎ−１）をCEST16に送る。新しい部分見積り
C16（ｎ）が計算されてVIT1に送られる。各チャネル見
積り回路CEST1からCESTまでは、回路17を形成する平均
値に持続される。この回路は第７図によりチャネル見積
りフィルタCESTの回路15を形成する平均値に関して説明
された方法に対応する方法で、信号Ｕ（ｎ）を通して順
応アルゴリズムを制御する。例えば回路17は、その平均
値形成関数について同期シーケンスのみの助力によって
得られるチャネル見積りを利用する。
び最後の状態１または16について示す。サンプリング時
点ｎで、ビタビ分析器VIT1は状態ｉから状態１までの遷
移を選択して遷移ベクトルSij、遷移誤差信号eijおよび
古い部分見積りCi（ｎ−１）を送る。新しい部分見積り
C1（ｎ）は回路CEST1で計算されて、部分見積りの連続
した反復計算で、ビタビ検出における次の時点（ｎ＋
１）で使用するVIT1に送られる。同様な方法で、ビタビ
分析器VIT1は状態ｐから状態16までの遷移を選択し、ま
た遷移ベクトルsp16、遷移誤差信号ep16および古い部分
見積りCP（ｎ−１）をCEST16に送る。新しい部分見積り
C16（ｎ）が計算されてVIT1に送られる。各チャネル見
積り回路CEST1からCESTまでは、回路17を形成する平均
値に持続される。この回路は第７図によりチャネル見積
りフィルタCESTの回路15を形成する平均値に関して説明
された方法に対応する方法で、信号Ｕ（ｎ）を通して順
応アルゴリズムを制御する。例えば回路17は、その平均
値形成関数について同期シーケンスのみの助力によって
得られるチャネル見積りを利用する。
上記において、本発明はイコライザ５および11に関し
て説明されたが、そのいずれもそれぞれビタビ分析VIT
およびVIT1を有する。しかし本発明は、順応アルゴリズ
ムがチャネル見積りＣ（ｎ）についての平均エネルギー
値Ｕ（ｎ）の助力を得て制御されるチャネル見積り回路
に接続される別の形のイコライザの使用を認める。
て説明されたが、そのいずれもそれぞれビタビ分析VIT
およびVIT1を有する。しかし本発明は、順応アルゴリズ
ムがチャネル見積りＣ（ｎ）についての平均エネルギー
値Ｕ（ｎ）の助力を得て制御されるチャネル見積り回路
に接続される別の形のイコライザの使用を認める。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−13513（ＪＰ，Ａ) 国際公開87／1535（ＷＯ，Ａ１) Ｙｕｋｉｔｓｕｎａ Ｆ．，Ｆｕｍｉ ｏ Ａ．ａｎｄ Ｓｈｕｊｉ Ｍ．； “Ａ ＰＲＡＣＴＩＣＡＬ ＴＯＷＡＲ Ｄ ＭＡＸＩＭＵＭ ＬＩＫＥＬＩＨＯ ＯＤ ＳＥＱＵＥＮＣＥ ＥＳＴＩＭＡ ＴＩＯＮ ＦＯＲ ＢＡＮＬＩＭＩＴＥ Ｄ ＮＯＮＬＩＮＥＡＲ ＣＨＡＮＮＥ ＬＳ”1981 Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓａｔｅ ｌｌｉｔｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏ ｎｓ，（81．６．30受入）ｐ295−301 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/14 H04B 7/005 H03H 17/00
Claims (8)
- 【請求項１】記号シーケンスを送信するときにフェージ
ング・チャネルのチャネル見積りを効果的にする方法で
あり、各記号シーケンスは少なくとも１つの同期シーケ
ンスおよび１つのデータ・シーケンスを有し、前記方法
は、 −一部、同期シーケンスの助力を得て、また一部、少な
くとも１つのチャネル見積りが各サンプリング時点で得
られる所望の順応アルゴリズムの助力を得てチャネル見
積りを効果的にする段階と、 −さらに以下の全ての段階を含む方法を特徴とする、チ
ャネル見積りおよび記号シーケンスの記号見積りの助力
を得てチャネル等化を効果的にする段階と、 −チャネル見積り（Ｃ（ｎ））の各係数（C1（ｎ），…
CK（ｎ））によって含まれるエネルギー用のサンプリン
グ時間点（ｎ）の所望数の時間平均値を形成することに
よって平均エネルギー値（u1（ｎ），…,uK（ｎ））を
計算する段階と、 −少なくとも平均エネルギー値（u1（ｎ），…,u
K（ｎ））の最大値（ｕ（ｎ））を選択する段階と、 −記号シーケンス（SS）の間に、区別された信号でフェ
ージング（TF）に続く記号シーケンス（SS）の残りの部
分にある信号記号（（ｎ−Ｌ））で作られるような正
しい見積りができるように選択された平均エネルギー値
（uh（ｎ））の助力を得て制御されるチャネル見積り
（Ｃ（ｎ））が順応するような、選択された平均エネル
ギー値（u1（ｎ），…,uK（ｎ））によって順応アルゴ
リズム（LMS）に影響を及ぼす段階と、によって構成さ
れることを特徴とする方法。 - 【請求項２】１つ以上の全記号シーケンス（SS）による
平均エネルギー値（u1（ｎ），…,uK（ｎ））の形成に
わたることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】１つ以上の記号シーケンス（SS）の同期シ
ーケンスのみによる平均エネルギー値（u1（ｎ），…,u
K（ｎ））の形成にわたることを特徴とする請求項１記
載の方法。 - 【請求項４】サンプリング時点で、順応アルゴリズム
は、最小サンプリング時点における誤差信号の助力を得
てチャネル見積り値を計算する最小平均２乗値アルゴリ
ズムであり、選択された平均エネルギー値（ui（ｎ））
に付随する重み係数（μｉ）の助力を得てチャネル見積
り（Ｃ（ｎ））に前記誤差信号（ｅ（ｎ））を計ること
によって影響されることを特徴とする請求項１、２また
は３記載の方法。 - 【請求項５】重み係数（μｉ）は、重み係数（μｉ）に
対応する平均エネルギー値（ui（ｎ））と最大平均エネ
ルギー値（uh（ｎ））の商の平方根に比例（Ｒ）するこ
とを特徴とする請求項４記載による方法。 - 【請求項６】アルゴリズムは、サンプリング時点でチャ
ネル見積り内を計る最小平均２乗値アルゴリズムであ
り、 −送信された信号（Y,y（ｎ））の信号強度を検出する
段階と、 −信号強度（Ｆ）用のしきい値（FO）を定める段階と、 −しきい値（FO）と信号強度（Ｆ）とを比較することに
よってフェージングの発生を定める段階と、 −フェージングの場合に、選択された平均エネルギー値
（uh（ｎ））に対応する先行サンプリング時点のチャネ
ル見積り（Ｃ（ｎ−１））におけるこれらの係数を持つ
チャネル見積り（Ｃ（ｎ））のみに重み（qh）順応アル
ゴリズム（LMS）を生じさせることを特徴とする請求項
１、２または３記載の方法。 - 【請求項７】一定値に対する信号強度（Ｆ）のしきい値
（FO）を定めることを特徴とする請求項６記載の方法。 - 【請求項８】信号強度（Ｆ）のしきい値（FO）が平均エ
ネルギー値の最大値（u1（ｎ））および次の最大値（u2
（ｎ））の商の平方根に比例することを特徴とする請求
項６記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE8904327-7 | 1989-12-22 | ||
| SE8904327A SE465245B (sv) | 1989-12-22 | 1989-12-22 | Foerfarande att utfoera kanalestimering foer en faedande kanal vid oeverfoering av symbolsekvenser |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04504943A JPH04504943A (ja) | 1992-08-27 |
| JP3165437B2 true JP3165437B2 (ja) | 2001-05-14 |
Family
ID=20377842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50189291A Expired - Fee Related JP3165437B2 (ja) | 1989-12-22 | 1990-11-22 | 記号シーケンス送信時にフェージング・チャネル用見積りを効果的にする方法 |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5204878A (ja) |
| EP (1) | EP0434651B1 (ja) |
| JP (1) | JP3165437B2 (ja) |
| KR (1) | KR970007616B1 (ja) |
| AU (1) | AU630537B2 (ja) |
| CA (1) | CA2046316C (ja) |
| DE (1) | DE69006586T2 (ja) |
| HK (1) | HK85494A (ja) |
| MY (1) | MY107752A (ja) |
| NZ (1) | NZ236235A (ja) |
| SE (1) | SE465245B (ja) |
| WO (1) | WO1991010296A1 (ja) |
Families Citing this family (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1236977B (it) * | 1989-12-22 | 1993-05-12 | Italtel Spa | Ricevitore per un sistema radiomobile digitale con cancellazione di segnali interferenti isofrequenziali aventi lo stesso tipo di modulazione,e relativo metodo |
| US5263026A (en) * | 1991-06-27 | 1993-11-16 | Hughes Aircraft Company | Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver |
| US5214675A (en) * | 1991-07-02 | 1993-05-25 | Motorola, Inc. | System and method for calculating channel gain and noise variance of a communication channel |
| SE469052B (sv) * | 1991-09-10 | 1993-05-03 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande att bilda ett kanalestimat foer en tidsvarierande radiokanal |
| DE4139567A1 (de) * | 1991-11-30 | 1993-06-03 | Aeg Mobile Communication | Digitales funk-nachrichtenuebertragungsverfahren |
| SE470371B (sv) * | 1992-06-23 | 1994-01-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Sätt och anordning vid digital signalöverföring att hos en mottagare estimera överförda symboler |
| US5335250A (en) * | 1992-10-22 | 1994-08-02 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals |
| JPH06140951A (ja) * | 1992-10-27 | 1994-05-20 | Sony Corp | ビタビ等化器 |
| US5581580A (en) * | 1993-05-20 | 1996-12-03 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Low complexity model based channel estimation algorithm for fading channels |
| SE513657C2 (sv) * | 1993-06-24 | 2000-10-16 | Ericsson Telefon Ab L M | Sätt och anordning att vid digital signalöverföring estimera överförda symboler hos en mottagare |
| JP3560991B2 (ja) * | 1993-09-20 | 2004-09-02 | 株式会社東芝 | 適応型最尤系列推定装置 |
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