FI100564B - Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin - Google Patents
Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin Download PDFInfo
- Publication number
- FI100564B FI100564B FI955827A FI955827A FI100564B FI 100564 B FI100564 B FI 100564B FI 955827 A FI955827 A FI 955827A FI 955827 A FI955827 A FI 955827A FI 100564 B FI100564 B FI 100564B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- receiver
- generating
- polynomial
- convolutional code
- transition
- Prior art date
Links
- 230000007704 transition Effects 0.000 title claims abstract description 47
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 title claims abstract description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 14
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 22
- 230000000873 masking effect Effects 0.000 claims abstract description 6
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 101100388071 Thermococcus sp. (strain GE8) pol gene Proteins 0.000 description 2
- 229910002056 binary alloy Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/65—Purpose and implementation aspects
- H03M13/6502—Reduction of hardware complexity or efficient processing
- H03M13/6505—Memory efficient implementations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0059—Convolutional codes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Artificial Intelligence (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Nitrogen And Oxygen Or Sulfur-Condensed Heterocyclic Ring Systems (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
100564
Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkora-diojärjestelmän vastaanotin
Keksinnön kohteena on menetelmä transitiometriikan 5 muodostamiseksi Viterbi-dekoodauksen kovototeutukseen perustuvassa digitaalisessa solukkoradiojärjestelmän vas-taanottimessa, jossa järjestelmässä käytetään ennalta määrättyä metriikkaa ja signaali on yhdellä tai useammalla konvoluutiokoodilla koodattu.
10 Keksinnön kohteena on lisäksi digitaalisen solukko- radiojärjestelmän vastaanotin, joka käsittää Viterbi-dekoodauksen transitiometriikan laskentayksikön kovototeu-tuksen, jossa järjestelmässä käytetään ennalta määrättyä metriikkaa ja signaali on yhdellä tai useammalla konvoluu-15 tiokoodilla koodattu.
Konvoluutiokoodi on rekursiivinen ja se muodostetaan tunnetulla tavalla äärellistilaisella kooderilla, jonka tila riippuu vain aikaisemmista koodin symboleista. Konvoluutiokoodin koodisanat, jotka ovat bittejä tai bittikom-20 binaatioita edustavia symboleita, voidaan esittää trellis- eli hilakaavion avulla. Trellis edustaa Viterbi-dekoodauksen tilojen ja vastaanotettujen symbolien riippuvuutta toisistaan. Trellistä hyväksi käyttämällä päätellään vastaanotetut symbolit. Konvoluutiokooderi voidaan ajatella 25 siirtorekisteriksi, jonka pituus on m ja siten se voidaan esittää korkeintaan m-astelukuisella polynomilla. Tällöin polynomin kertoimet edustavat suodattimen tappeja (tap), ja polynomeja kutsutaan konvoluutiokoodin generoiviksi polynomeiksi. Konvoluutiokoodauksessa syntyvällä redun-30 danssilla vähennetään kanavan lähetettyyn sanomaan aiheuttamia virheitä, ja on tunnettua tekniikkaa käyttää konvoluutiokoodauksessa useita generoivia polynomeja samassa signaalissa, jolloin yhdestä lähetettävästä bitistä tulee bittikombinaation käsittävä symboli.
35 Äärellistilaisessa aikadiskreetissä Markovin proses- 100564 2 sissa valkoisen kohinan vaikuttaessa, millaiseksi digitaalisen solukkoradiojärjestelmän olosuhteet oletetaan, vi-terbi-algoritmi on optimaalinen rekursiivinen algoritmi.
Viterbi-dekoodaus vastaanotetulle signaalille voidaan suo-5 rittaa solukkoradiojärjestelmän tukiasemalla tai tilaaja-päätelaitteella. Vastaanottimen Viterbi-lohkossa etsitään konvoluutiokoodatun sanoman trellis, jolloin lasketaan lähetetyn sanoman konvoluutiopolynomiin perustuva transi-tiometriikka. Siten Viterbi-dekoodauksessa ilmaistaan lä-10 hetettyä informaatiota vastaavat symbolit, jotka edustavat lähetetyn sanoman bittejä tai bittikombinaatioita. Viter-bi-algoritmia käytetään tunnetusti signaalin ilmaisussa ja dekoodauksessa. Viterbi-algoritmi tuottaa signaalista ML-sekvenssin estimaatin (ML = Maximum Likelihood) ja pehmeät 15 päätökset kanavan dekoodausfunktioille. ML-estimaatti kä sittää estimaatit signaalin käsittämistä symbolijaksoista. ML-menetelmää on esitelty kirjassa Proakis, J., G.: Digital Communications, McGraw-Hill Book Company, 1989, kappale 4.2 ja Viterbi-algoritmin kovototeutusta on esitelty 20 julkaisussa Fettweis, G., Meyer, H.: High-Speed Parallel Viterbi Decoding: Algorithm and VLSI-Architecture, IEEE Communications Magazine, Voi. 29(5), 1991, jotka otetaan tähän viitteiksi.
Koska Viterbi-algoritmi on kuitenkin usein liian 25 vaativa toimenpide digitaaliselle signaalinkäsittelyohjel- malle vastaanottimen sallimassa prosessointiajassa, sitä varten joudutaan käyttämään erillistä Viterbi-kovoa. Kovo-lohko on tunnetuissa ratkaisuissa konvoluutiopolynomikoh-tainen, josta seuraten kovoratkaisu tulee suunnitella ja 30 toteuttaa uudelleen, jos konvoluutiokoodin generoivia polynomeja muutetaan. Tätä on selostettu tarkemmin julkaisuissa J. Hagenouer, P. Hoeher: A Viterbi Algorithm with Soft-decision Outputs and its Applications, IEEE GLO-BECOM 1989, Dallas, Texas, November 1989, ja kirjassa 35 Proakis, J., G. : Digital Communications, McGraw-Hill Book 11 100564 3
Company, 1989, kappaleet 5.3.2, 5.3.3 ja 5.3.4, jotka otetaan tähän viitteeksi.
Esillä olevan keksinnön tarkoituksena onkin toteuttaa vastaanotin, jonka kovoratkaisua ei tarvitse vaihtaa 5 konvoluutiokoodauksen muuttamisen tai uusien konvoluutio-polynomien lisäämisen takia. Viterbi-lohkosta voidaan tehdä ohjelmoitava, kun transitiometriikan laskuyksikkö ottaa huomioon mahdollisuuden käyttää erilaisia konvoluutiopo-lynomej a.
10 Tämä saavutetaan johdannossa esitetyn tyyppisellä menetelmällä, jolle on tunnusomaista, että talletetaan konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimet yhteen tai useampaan toistuvasti sisällöltään muutettavaan muistivälineeseen, maskataan Viterbi-dekoodauksen tila muisti-15 välineisiin talletettujen konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimilla ja muodostetaan konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimilla maskatun Viterbi-dekoodauksen tilan pariteettia kuvaava bitti, jolla ohjataan transitiometriikan muodostamista.
20 Keksinnön mukaiselle digitaalisen solukkoradiojär jestelmän vastaanottimella on tunnusomaista, että vastaanotin käsittää yhden tai useamman muistivälineen, johon konvoluutiokoodin generoivan polynomin kertoimet on sovitettu talletettavaksi ja jonka sisältö on sovitettu tois-• 25 tuvasti muutettavaksi, että vastaanotin käsittää maskaus- välineet, joihin talletetuilla konvoluutiokoodin generoivan polynomin kertoimilla Viterbi-dekoodauksen tila on sovitettu maskattavaksi ja että vastaanotin käsittää pari-teettivälineet, jotka on sovitettu muodostamaan maskatun 30 Viterbi-dekoodauksen tilan pariteettia kuvaava bitti, joka on sovitettu ohjaamaan vertailuvälineitä, joilla muodostetaan transitiometriikka.
Keksinnön mukaisella ratkaisulla saavutetaan useita etuja. Siinä yhdistetään ohjelmallisen ja kovototeutusta-35 van edut tekemällä Viterbi-dekooderin kovototeutuksellinen 100564 4 transitiometriikan laskuyksikkö ohjelmoitavaksi. Näin ratkaisulla on mahdollista muuttaa viterbi-dekoodauksen kon-voluutiopolynomeja ASIC-ratkaisussa ilman ASIC-ratkaisun uudelleen suunnittelua. Tämä säästää aikaa ja rahaa esi-5 merkiksi silloin, kun uusi kanavan koodausfunktio otetaan käyttöön GSM-järjestelmän tukiasemalla.
Keksinnön mukaisen menetelmän edulliset suoritusmuodot ilmenevät myös oheisista epäitsenäisistä patenttivaatimuksista ja keksinnön mukaisen solukkoradiojärjestelmän 10 edulliset toteutusmuodot ilmenevät oheisista epäitsenäisistä patenttivaatimuksista.
Seuraavassa keksintöä selitetään tarkemmin viitaten oheisten piirustusten mukaisiin esimerkkeihin, joissa kuvio l esittää trellis-kaaviota, 15 kuvio 2 esittää Viterbi-lohkon rakennetta oleelli silta osiltaan, kuvio 3 esittää keksinnön mukaisen ohjelmoitavan transitiometriikan laskentayksikön rakennetta, kuvio 4 esittää keksinnön mukaisen transitiolasken-20 tayksikön rakennetta ja kuvio 5 esittää solukkoradiojärjestelmän vastaanotinta oleellisilta osiltaan.
Keksinnön mukaista kovoratkaisua voidaan käyttää radiojärjestelmissä, joissa suoritetaan Viterbi-dekoodaus 25 vastaanotetulle signaalille. Tyypillisenä järjestelmänä toimii esimerkiksi solukkoradiojärjestelmä, erityisesti GSM-järjestelmä, ja vastaanottimena voi tällöin toimia tukiasema tai tilaajapäätelaite.
Sitä miten Viterbi-algoritmi toimii, voidaan havain-30 nollistaa kuvion 1 esittämän kahdeksan-tilaisen trellis- eli hilakaavion avulla. Kun kanavan estimoitu impulssivas-te on N-symbolinen, Viterbi-dekoodaus siirtyy tunnettuun tilaan käymällä läpi N - 1 tunnettua symbolia. Nämä N symbolia esiintyvät siten trellis-kaavion tilassa ja tilasta 35 siirtymässä. Näin trellis-kaavio käsittää 2N* 1 tilaa. Im- l! 100564 5 pulssivaste on tavallisesti 5-symbolinen, jolloin tiloja on 16 (kuvioissa 1 tiloja on selvyyden vuoksi vain 8) . Ratkaistaessa Viterbi-algoritmia trellis-kaaviossa edetään vasemmalta oikealle, mikä edustaa trelliksessä tapahtuvien 5 tapahtumien aikajärjestystä. Kustakin pisteestä eli tilasta voidaan edetä kahteen eri pisteeseen, mikä tapahtuu kahta eri polkua pitkin riippuen vastaanotetusta bitistä. Metriikassa oleva tila edustaa ikkunaa, josta näkyy kerrallaan vain muutama bitti, tavallisesti neljä bittiä, 10 päättymättömässä, bittijonossa. Ikkunasta näkyvästä muutaman bitin jonosta putoaa aina yksi bitti pois, kun metriikassa edetään tilasta toiseen, ja samalla jonon vastakkaiseen päähän tulee uusi, vastaanotettu bitti. Vastaanotetun bitin selvittämiseksi kussakin pisteessä valitaan parempi 15 siihen tulevista poluista ja talletetaan tämä tieto muistiin. Pelkän kovan bittipäätöksen (0 tai 1) sijasta voidaan tallettaa myös tieto päätöksen hyvyydestä (ns. pehmeä päätös), jolloin jokaista trellis-kaavion pistettä kohti vaadittu muistin määrä kasvaa. Keksinnön mukaisessa rat-20 kaisussa käytetään ennalta määrättyä metriikkaa, joka mää-räytyy järjestelmässä käytettyjen konvoluutiokoodin generoivien polynomien avulla. Polynomien lukumäärä määrittää sen, kuinka monta lähetettävää bittiä vastaa yhtä koodattua bittiä ja asteluku on nähtävissä polynomien suurimmas-.25 ta asteluvusta.
Viterbi-algoritmi voidaan esittää myös lohkokaaviona kuten kuviossa 2. Viterbi-dekooderi käsittää transitiomet-riikan laskuyksikön (Transition Branch Metrics Unit, BMU) 21, valinta-yksikön (Add-Compare-Select Unit, ACS) 22, 30 muistiyksikön (Survivor Memory Unit, SMU) 23 ja kumulatiivisen metriikan yksikön (Cumulative Metrics Memory, CUM) 24. Vastaanotettu data 25 syötetään transitiometriikan laskuyksikköön 21. Transitiometriikan laskuyksikössä 21 muodostetaan kussakin pisteessä eli tilassa kummastakin 35 mahdollisesta pisteestä mainittuun pisteeseen tulevaa pol- 100564 6 kua vastaava arvo perustuen lähetyksen konvoluutiokoodauk-seen. Valinta-yksikössä 22 verrataan laskettuja suureita keskenään, valitaan paremman tuloksen antava arvo, ja lisätään mainittu arvo kumulatiivisen metriikan yksiköstä 24 5 saatavaan summaan, joka arvo talletetaan kumulatiivisen metriikan yksikköön 24 seuraavan sarakkeen laskentaa varten. Saatu arvo talletetaan myös oikean polun jäljitystä varten muistiyksikköön 23. Kumulatiiviseen metriikkaan 24 on talletettuna siihen asti lasketut arvot sarakkeen kuta-10 kin pistettä kohti. Nollaamalla kumulatiivinen metriikka 24, poistetaan kumulatiivisesta metriikasta 24 kaikki sinne talletetut arvot, jolloin seuraavasta Viterbi-dekoodauksesta tulee edellisestä riippumaton. Oikean polun jäljitys suoritetaan muistiyksikössä 23 käymällä läpi trel-15 lis-kaaviota oikealta vasemmalle tunnetun tekniikan mukaisesti. Dekoodatut symbolit 26 saadaan muistiyksikön 23 lähdöstä.
Otetaan nyt lähempään tarkasteluun keksinnön kohteena erityisesti oleva transitiometriikan laskentayksikkö 20 21, jonka lohkokaaviosta on esitetty esimerkki kuviossa 3.
Transitiometriikan laskentayksikkö 21 käsittää keksinnön edullisessa toteutusmuodossa jokaiselle käytetylle konvoluutiokoodin generoivalle polynomille omat laskentaväli-neet. Transitiolaskentayksiköitä (CALC_TR) 31, 32, 33 ja 25 34 tarvitaan ainakin niin monta kuin järjestelmässä käy tettyjä konvoluutiokoodejakin. Jokaisen transitiolasken-tayksikön 31, 32, 33 ja 34 tulona on Viterbi-dekoodauksen tila STATE ja yhdet kertoimet kustakin konvoluutiokoodin generoivasta polynomista POL_0, POL_l, POL_2 ja POL_3 ja 30 vastaanotettu Viterbi-dekoodaukseen tuleva polynomiin liittyvä symboli, joka on edullisesti pehmeän päätöksen bitti SOFT_BITO, S0FT_BIT1, SOFT_BIT2, SOFT_BIT3. Polynomit POL_0, POL_l, POL_2 ja POL_3 ovat keksinnön mukaisessa ratkaisussa ohjelmoitavissa transitiolaskentayksik-35 köön 31, 32, 33 ja 34. Jos Viterbi-dekoodaukseen tuleva I; 100564 7 symboli on pehmeän päätöksen bitti, etuna on, että se käsittää varsinaisen informaation siirtoon liittyvän bitin lisäksi tiedon bitin arvon varmuudesta. Tämä bitti voi myös olla kovan päätöksen bitti, kun ei välitetä bittipää-5 töksen varmuudesta. Jokaisen transitiolaskentayksikön 31, 32, 33 ja 34 lähtönä ovat bitit, jotka edustavat Viterbi-dekoodauksen trellis-kaaviossa (kuvio l) polkuja sen mukaan kumpaa mahdollista polkua kuhunkin tilaan on tultu. Eli lähdöt kertovat sen, onko bittiä "1" parillinen (even) 10 vai pariton (odd) määrä. Lähdön pariteetti kertoo siten sen, mikä on se bitti, joka putoaa trelliksen tilan symbolijonosta pois, kun uusi, vastaanotettu bitti liittyy symbolijonon vastakkaiseen päähän. Nämä transitiolaskentayksikön 31, 32, 33 ja 34 lähtöjen parilliset kombinaatiot 15 viedään summaimille 35 ja lähtöjen parittomat kombinaatiot viedään summaimelle 36, jotka molemmat summaimet 35 ja 36 toimivat keksinnön edullisessa ratkaisussa yksinkertaisimmin kahden komplementtilogiikalla, kun käytössä on pehmeät bittipäätökset. Nämä summaimet laskevat eri transitiolas-20 kentayksiköiden 31, 32, 33 ja 34 yksittäisten transitioi-den summan ja siten kompensoivat mahdollisesti joihinkin koodauksiin siirtotiellä syntyneitä virheitä. Summaimien 35 ja 36 lähdöt menevät valinta-yksikölle 22 ja muut Viterbi-dekoodauksen lohkot 22, 23 ja 24 ovat tunnetun 25 tekniikan mukaisia.
Transitiolaskentayksikön 31 yhtä toteutustapaa on esitetty tarkemmin kuviossa 4. Transitiolaskentayksikkö 31 käsittää keksinnön edullisessa toteutusmuodossa muistivälineet 41, maskausvälineet 42, pariteettivälineet 43, 30 transitiometriikan muodostamislohkot 44 ja 45 ja pariteettivälineet 46. Muistivälineinä 41 toimii edullisesti siir-torekisteri. Maskausvälineinä 42 toimivat edullisesti JA-portit. Vertailuvälineet 44 ja 45, jotka ohjaavat transitiometriikan muodostumista, ovat komplementointivälineitä, 35 jotka muodostavat kahden komplementin, kun käytössä pehme- 100564 8 ät bittipäätökset. Pariteettivälineet 43 ja 46 ovat edullisesti parittomuuselimiä, jolloin ulostulona on "1", jos parittomuuselimelle tulleiden "l":ten määrä on pariton. Pariteettivälineinä 43 toimii edullisesti pois sulkeva 5 TAI-portti.
Tarkastellaan transitiolaskentayksikön 31 toimintaa lähemmin käyttämällä esimerkkinä konvoluutiokoodin generoivana polynomina (POL kuviossa 4) polynomia F(D) = D2 + l. Tässä F(D) tarkoittaa funktiota F muuttujalla D. Po-10 lynomin yleinen muoto on F(D) = f^D"'1 + fn_2Dn"2 + . . . + fiD + f0, missä fn_x, . . ., f0 ovat muuttujan D kertoimia. Esimerkin mukaisessa tapauksessa f2 on l, f2 on 0 ja f0 on l eli matriisimuotoinen (tässä vektorimuotoinen) f on f = [10 1] . Siirtorekisterin 41 sisällöksi tulee näin f eli 10 1, 15 siten että kuviossa 4 LSB (Least Significant Bit) on ylinnä ja MSB (Most Significant Bit) alinna, kuten kuvioon on esimerkin vuoksi merkitty. JA-porttien 42 avulla polynomin biteillä maskataan kunkin hetkisestä ja vastaanotetuista biteistä riippuvasta Viterbi-dekoodauksen tilasta koodauk-20 sen kannalta merkityksetön osa pois eli tämän esimerkin tapauksessa keskimmäinen bitti 0. Oletetaan että ollaan tilassa STATE on 01. Tällöin tilan STATE LSB (Least Significant Bit) on 0 ja MSB (Most Significant Bit) on 1. Molempien JA-porttien 42 lähdöksi tulee tällöin 0. Nämä läh-25 döt menevät pariteettivälineelle eli tässä tapauksessa parittomuuselimelle eli edelleen tässä tapauksessa pois sulkevalle TAI-portille 46. Parittomuuselimen 46 lähtö COMPe-ven kytketään vertailuvälineille 45, jonka lähdöksi tulee 0 eli TReven on 0. Polynomin korkeimman asteisen termin 30 kerroin kytketään siirtorekisteristä 41 suoraan pois sulkevalle TAI-portille 43, jonka toiseksi tuloksi kytketään parittomuuselimen 46 lähtö. Portin 43 lähtö COMPodd kytketään vertailuvälineille 44, jonka toisena tulona on vastaanotettu symboli SOFT_BIT. Bitit, COMPodd ja COMPeven, 35 edustavat ennustetta siitä, mikä bitti putoaa pois trel- 100564 9 liksen tilan symbolijonosta, kun siirrytään tilasta toiseen. Kun COMPodd on 1, se tarkoittaa, että tilasta putoavaksi ennustettu bitti on 1 ja kun COMPeven on 1 putoavaksi ennustettu bitti on 0. Tässä käytetty 0 voi vastata 5 binaarijärjestelmän 0:aa tai l:tä ja samalla tavalla 1 voi vastata binaarijärjestelmän 0:aa tai l:tä riippuen siitä, miten keksinnön mukaisessa järjestelmässä sovitaan. Vertaamalla vastaanotettua bittiä SOFT_BIT ennusteeseen COMPodd ja COMPeven tiedetään, kumpi ennuste on lähempänä 10 oikeaa. Kun vastaanotettu bitti SOFT_BIT on pehmeän päätöksen mukainen, ennusteen (COMPodd ja COMPeven) ja vastaanotetun bitin SOFTJBIT etäisyys lasketaan ja etäisyyden perusteella päätellään, kumpi bitti on todennäköisemmin otettu vastaan. Täten muodostetaan transitiometriikka.
15 Vertailuvälineinä 44 ja 45 voi toimia esimerkiksi kahden komplementointikomponentti. Kun käytetään useita konvoluutiokoodin generoivia polynomeja, ilmaisussa käytetään vastaavasti useita transitiolaskentayksiköitä 31, 32, 33 ja 34, kuten on selitetty liittyen kuvioon 3.
20 Pariteettivälineille 46 tarvitaan periaatteessa vas taavanlainen pari, johon on kytketty maskattujen tilojen lähdöt ja konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimet samoin kuin pariteettivälineille 46. Näin usein moni-tuloista komponenttia ei kuitenkaan käytännössä tarvita, 25 koska polynomin korkeinta astelukua vastaavaa tilaa ei ole ja täten pariteettivälineiden 46 parina toimii edullisesti kaksituloinen pois sulkeva TAI-portti, johon on kytketty pariteettivälineiden 46 lähtö ja polynomin korkeinta aste-lukua vastaava kerroin.
30 Tarkastellaan nyt lähemmin keksinnön mukaista soluk- koradiojärjestelmän vastaanotinta, jonka lohkokaavio on olennaisin osin esitetty kuviossa 5. Vastaanotin käsittää antennin 51, jolla vastaanotettu signaali viedään ilmaisimelle 52 (DETECTOR) . Signaali etenee edelleen vastaanot-35 timen keksinnölliseen osaan, joka on Viterbi-dekoodausvä- 100564 10 line 53 (VITERBI DECODING). Viterbi-dekoodauksen jälkeen signaali etenee muille vastaanottimen signaalikäsittelyvä-lineille 54 (POST PROCESS) . Ilmaisuvälineissä 52 radiotaa-juusosat tavallisesti muuntavat signaalin välitaajuudelle, 5 minkä jälkeen ilmaisuvälineet muuntavat signaalin analogisesta digitaaliseksi. Ilmaisuvälineet 52 voivat edelleen esimerkiksi suodattaa signaalia. Ilmaisin 52 käsittää usein myös ainakin lomituksen purkamisen. Se, miten ilmaisin 52 toimii, ei ole oleellista keksinnön mukaisen ratio kaisun kannalta. Viterbi-dekoodausvälineet 53 toimivat keksinnön mukaisen Viterbi-dekoodauksessa käytettävän transitiometriikan muodostusperiaatteella ja Viterbi-de-koodausvälineiden 53 lähtönä on dekoodatut symbolit. Viterbi-dekoodausvälineen 53 tarkempi rakenne ja toiminta 15 on esitetty kuvioiden 2, 3 ja 4 yhteydessä. Muissa signaa-linkäsittelyvälineissä 54 tapahtuu esimerkiksi lähdedekoo-daus ja signaalin muuntaminen käyttäjälle sopivaan muotoon esimerkiksi kaiuttimesta tulevaksi puheeksi.
Keksinnön mukaisessa edullisessa toteutustavassa 20 tieto siitä, mitä konvoluutiokoodin generoivia polynomeja järjestelmässä käytetään tai otetaan käyttöön, lähetetään vastaanottimille järjestelmässä käytetyn signaloinnin kautta. Tällä tavoin vältytään esimerkiksi siltä, että jokaiselle tukiasemalle erikseen pitäisi lähettää ihminen ' 25 asennuslaitteen kanssa vaihtamaan polynomin kertoimet, silloin kun järjestelmässä otetaan käyttöön uusi konvoluutiokoodi. Vastaanotin ottaa vastaan ja tallettaa lähetetyt kertoimet muistivälineisiin 41. Tiedot uusista polynomeista voidaan kuitenkin syöttää muistivälineisiin 41 myös 30 vastaanottimeen toiminnallisesti kytketystä latauslaitteesta .
Vaikka keksintöä on edellä selostettu viitaten oheisten piirustusten mukaiseen esimerkkiin, on selvää, ettei keksintö ole rajoittunut siihen, vaan sitä voidaan 35 muunnella monin tavoin oheisten patenttivaatimusten esittämän keksinnöllisen ajatuksen puitteissa.
li
Claims (10)
100564
1. Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi Vi-terbi-dekoodauksen kovototeutukseen perustuvassa digitaa- 5 lisessa solukkoradiojärjestelmän vastaanottimessa, jossa järjestelmässä käytetään ennalta määrättyä metriikkaa ja signaali on yhdellä tai useammalla konvoluutiokoodilla koodattu, tunnettu siitä, että talletetaan konvoluutiokoodin generoivien polynomien 10 kertoimet yhteen tai useampaan toistuvasti sisällöltään muutettavaan muistivälineeseen (41) , maskataan Viterbi-dekoodauksen tila muistivälineisiin (41) talletettujen konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimilla ja 15 muodostetaan konvoluutiokoodin generoivien polynomi en kertoimilla maskatun Viterbi-dekoodauksen tilan pariteettia kuvaava bitti, jolla ohjataan transitiometriikan muodostamista.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä t u n - 20. e t t u siitä, että useampaan kuin yhteen konvoluutiokoodin generoivaan polynomiin liittyvät transitiomet-riikat muodostetaan laskemalla kuhunkin polynomiin liittyvät transitiot erikseen ja yhdistämällä näin muodostetut transitiot. 2 5 3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen menetelmä tun nettu siitä, että useampaan kuin yhteen konvoluutiokoodin generoivaan polynomiin liittyvien transitioiden yhdistäminen suoritetaan summaamalla parillisten ja parittomien pariteettien transitiot erikseen.
4. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä tun nettu siitä, että kuhunkin koodiin liittyvä transi-tiometriikka muodostetaan siten, että verrataan vastaanotettua symbolia pariteettivälineillä muodostettuun ennusteeseen käyttämällä kahden komplementointia.
5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä t u n - c 100564 n e t t u siitä, että konvoluutiokoodin generoivien polynomien kertoimet lähetetään vastaanottimen muistivälineisiin (41) tallettamista varten solukkoradiojärjestelmän signaloinnin kautta.
6. Digitaalisen solukkoradiojärjestelmän vastaan otin, joka käsittää Viterbi-dekoodauksen transitiometrii-kan laskentayksikön (21) kovototeutuksen, jossa järjestelmässä käytetään ennalta määrättyä metriikkaa ja signaali on yhdellä tai useammalla konvoluutiokoodilla koodattu, 10 tunnettu siitä, että vastaanotin käsittää yhden tai useamman muistivälineen (41) , johon konvoluutiokoodin generoivan polynomin kertoimet on sovitettu talletettavaksi ja jonka sisältö on sovitettu toistuvasti muutettavaksi, 15 että vastaanotin käsittää maskausvälineet (42) , joi hin talletetuilla konvoluutiokoodin generoivan polynomin kertoimilla Viterbi-dekoodauksen tila on sovitettu maskat-tavaksi ja että vastaanotin käsittää pariteettivälineet (43 ja 20 46), jotka on sovitettu muodostamaan maskatun Viterbi-de- koodauksen tilan pariteettia kuvaava bitti, joka on sovitettu ohjaamaan vertailuvälineitä (44 ja 45), joilla muodostetaan transitiometriikka.
7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin t u n-25 n e t t u siitä, että vastaanotin käsittää useita erillisiä transitiolaskentavälineitä (31, 32, 33 ja 34), joista kukin laskentaväline (31, 32, 33 ja 34) on sovitettu muodostamaan yhden konvoluutiokoodin generoivaan polynomiin liittyvän transitiometriikan laskemalla kuhunkin polyno- 30 miin liittyvät transitiot erikseen ja että vastaanotin käsittää yhdistämisvälineet (35 ja 36), jotka on sovitettu yhdistämään näin muodostetut transitiot.
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen vastaanotin tunnettu siitä, että vastaanottimen käsittämät transiti- 35 oiden yhdistämisvälineet (35 ja 36) ovat summaimia, jotka I* 100564 on sovitettu toimimaan siten, että parillisten ja parittomien pariteettien transitiot summataan erikseen.
9. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin tunnettu siitä, että muistivälineet (41), jotka on sovi- 5 tettu tailamaan konvoluutiokoodin generoivan polynomin kertoimet, on ohjelmoitava rekisteri.
10. Patenttivaatimuksen 6 mukainen vastaanotin tunnettu siitä, että vertailuvälineet (44 ja 45) ovat kahden komplementointipiiri. 100564
Priority Applications (10)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FI955827A FI100564B (fi) | 1995-12-04 | 1995-12-04 | Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin |
JP9521012A JPH11500298A (ja) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | 遷移距離を形成する方法及びセルラー無線システムの受信器 |
US08/875,200 US6009127A (en) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Method for forming transition metrics and a receiver of a cellular radio system |
PCT/FI1996/000646 WO1997021275A1 (en) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Method for forming transition metrics and a receiver of a cellular radio system |
CN96191764.4A CN1129234C (zh) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | 转移矩阵的形成方法及一种蜂窝无线***接收机 |
EP96940670A EP0807336B1 (en) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Method for forming transition metrics and a receiver of a cellular radio system |
AT96940670T ATE214851T1 (de) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Verfahren zur erzeugung von verzweigungsmetriken und ein empfänger für ein mobiltelefon |
AU10675/97A AU717161B2 (en) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Method for forming transition metrics and a receiver of a cellular radio system |
DE69619966T DE69619966T2 (de) | 1995-12-04 | 1996-12-03 | Verfahren zur Erzeugung von Verzweigungsmetriken und ein Empfänger für ein Mobiltelefon |
NO973541A NO973541L (no) | 1995-12-04 | 1997-08-01 | Fremgangsmåte for dannelse av overgansmetrikker, samt mottaker i et celledelt radiosystem |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FI955827 | 1995-12-04 | ||
FI955827A FI100564B (fi) | 1995-12-04 | 1995-12-04 | Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FI955827A0 FI955827A0 (fi) | 1995-12-04 |
FI955827A FI955827A (fi) | 1997-06-05 |
FI100564B true FI100564B (fi) | 1997-12-31 |
Family
ID=8544485
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FI955827A FI100564B (fi) | 1995-12-04 | 1995-12-04 | Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6009127A (fi) |
EP (1) | EP0807336B1 (fi) |
JP (1) | JPH11500298A (fi) |
CN (1) | CN1129234C (fi) |
AT (1) | ATE214851T1 (fi) |
AU (1) | AU717161B2 (fi) |
DE (1) | DE69619966T2 (fi) |
FI (1) | FI100564B (fi) |
NO (1) | NO973541L (fi) |
WO (1) | WO1997021275A1 (fi) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FI102230B (fi) | 1997-02-28 | 1998-10-30 | Nokia Telecommunications Oy | Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin |
US6163581A (en) * | 1997-05-05 | 2000-12-19 | The Regents Of The University Of California | Low-power state-sequential viterbi decoder for CDMA digital cellular applications |
US6438181B1 (en) * | 1999-05-28 | 2002-08-20 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Efficient metric memory configuration for a Viterbi decoder |
US20030123579A1 (en) * | 2001-11-16 | 2003-07-03 | Saeid Safavi | Viterbi convolutional coding method and apparatus |
CN101809872B (zh) * | 2007-09-28 | 2013-06-05 | 松下电器产业株式会社 | 编码方法、编码器以及解码器 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4536878A (en) * | 1982-09-20 | 1985-08-20 | Sperry Corporation | Bit serial convolutional decoder for VLSI implementation |
US5077743A (en) * | 1989-09-20 | 1991-12-31 | Board Of Trustees Of The University Of Illinois | System and method for decoding of convolutionally encoded data |
SE465245B (sv) * | 1989-12-22 | 1991-08-12 | Ericsson Telefon Ab L M | Foerfarande att utfoera kanalestimering foer en faedande kanal vid oeverfoering av symbolsekvenser |
US5349589A (en) * | 1991-07-01 | 1994-09-20 | Ericsson Ge Mobile Communications Inc. | Generalized viterbi algorithm with tail-biting |
JP3560991B2 (ja) * | 1993-09-20 | 2004-09-02 | 株式会社東芝 | 適応型最尤系列推定装置 |
EP0671836A3 (en) * | 1994-03-01 | 1997-09-10 | Intracom A E | Built-in circuit for maximum likelihood estimation of transmitted digital data. |
JP3203941B2 (ja) * | 1994-03-24 | 2001-09-04 | 松下電器産業株式会社 | ビタビ復号装置 |
US5544178A (en) * | 1994-06-10 | 1996-08-06 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for encoding data in a PRML class-IV digital communication channel |
-
1995
- 1995-12-04 FI FI955827A patent/FI100564B/fi active
-
1996
- 1996-12-03 US US08/875,200 patent/US6009127A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-03 EP EP96940670A patent/EP0807336B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-03 AT AT96940670T patent/ATE214851T1/de not_active IP Right Cessation
- 1996-12-03 WO PCT/FI1996/000646 patent/WO1997021275A1/en active IP Right Grant
- 1996-12-03 AU AU10675/97A patent/AU717161B2/en not_active Ceased
- 1996-12-03 DE DE69619966T patent/DE69619966T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-03 JP JP9521012A patent/JPH11500298A/ja active Pending
- 1996-12-03 CN CN96191764.4A patent/CN1129234C/zh not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-01 NO NO973541A patent/NO973541L/no not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
NO973541D0 (no) | 1997-08-01 |
CN1172560A (zh) | 1998-02-04 |
DE69619966D1 (de) | 2002-04-25 |
AU717161B2 (en) | 2000-03-16 |
FI955827A (fi) | 1997-06-05 |
EP0807336B1 (en) | 2002-03-20 |
JPH11500298A (ja) | 1999-01-06 |
AU1067597A (en) | 1997-06-27 |
US6009127A (en) | 1999-12-28 |
CN1129234C (zh) | 2003-11-26 |
DE69619966T2 (de) | 2002-09-12 |
ATE214851T1 (de) | 2002-04-15 |
FI955827A0 (fi) | 1995-12-04 |
EP0807336A1 (en) | 1997-11-19 |
NO973541L (no) | 1997-10-01 |
WO1997021275A1 (en) | 1997-06-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100580160B1 (ko) | 변형된 역추적 방식의 2단 연출력 비터비 알고리즘 복호화기 | |
US5406570A (en) | Method for a maximum likelihood decoding of a convolutional code with decision weighting, and corresponding decoder | |
US5349608A (en) | Viterbi ACS unit with renormalization | |
EP0671817A1 (en) | Soft symbol decoding for use in an MLSE-equaliser or convolutional decoder | |
US4500994A (en) | Multi-rate branch metric processor for maximum-likelihood convolutional decoder | |
EP0529909B1 (en) | Error correction encoding/decoding method and apparatus therefor | |
EP0800280A1 (en) | Soft decision viterbi decoding in two passes with reliability information derived from a path-metrics difference | |
US4715037A (en) | Viterbi decoder comprising a majority circuit in producing a decoded signal | |
KR100737648B1 (ko) | 비터비 복호장치 및 비터비 복호방법 | |
FI100564B (fi) | Menetelmä transitiometriikan muodostamiseksi ja solukkoradiojärjestelm än vastaanotin | |
CN101145790B (zh) | 译码器、相加-比较-选择单元和其方法 | |
KR100387089B1 (ko) | 브랜치 메트릭 계산 처리에서 감소된 비트수를 갖는비터비 디코더 | |
Lou | Viterbi decoder design for the IS-95 CDMA forward link | |
JP3823731B2 (ja) | 誤り訂正復号器 | |
KR100262303B1 (ko) | 비터비알고리즘을적용하는복호과정에서의생존경로역추적방법및그장치 | |
JP5370487B2 (ja) | 復号方法および復号装置 | |
JP4295871B2 (ja) | 誤り訂正復号器 | |
KR0180303B1 (ko) | 비터비 디코더의 정규화 방법 및 장치 | |
Mujtaba | An area-efficient VLSI architecture of the Viterbi decoder for reverse link IS-95 (CDMA) air interface | |
KR19980032653A (ko) | 연접 부호의 오류 정정 디코딩 장치 | |
JP2003258650A (ja) | 最尤復号器 | |
JP2005102274A (ja) | 誤り訂正復号器 | |
JPH10336044A (ja) | 受信装置 | |
WO1996002973A1 (en) | Viterbi acs unit with renormalization | |
JP2001144631A (ja) | ビタビ復号装置 |