JP3139156B2 - Converter circuit - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、力率改善型のコンバ
ータ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power factor correction type converter circuit.

【０００２】[0002]

【従来の技術】スイッチング電源に用いられる力率改善
型コンバータ回路として、従来より、アクティブフィル
タと呼ばれるブースト型コンバータ回路が知られてい
る。その構成を図９に示す。入力ＡＣ電圧は、ダイオー
ドブリッジで全波整流されて、直流入力電圧ＶINとな
る。入力コンデンサＣINは、スイッチング素子ＳＷによ
り発生するノイズをＡＣラインに出さないようにするた
めの高周波フィルタであって、平滑化効果はないし、ま
たあってはならない。制御回路は、スイッチング素子Ｓ
Ｗのオン，オフ制御により、インダクタンス素子Ｌのエ
ネルギー蓄積と放出を制御する。そしてインダクタンス
素子Ｌの蓄積エネルギーがダイオードＤを介して出力コ
ンデンサＣOUT に転送充電される。2. Description of the Related Art As a power factor improving converter circuit used in a switching power supply, a boost converter circuit called an active filter has been conventionally known. FIG. 9 shows the configuration. The input AC voltage is full-wave rectified by a diode bridge to become a DC input voltage VIN. The input capacitor CIN is a high-frequency filter for preventing noise generated by the switching element SW from being output to the AC line, and has no or no smoothing effect. The control circuit includes the switching element S
Energy storage and release of the inductance element L are controlled by turning on and off W. Then, the energy stored in the inductance element L is transferred and charged to the output capacitor COUT via the diode D.

【０００３】ここで制御回路は、入力電圧ＶINと入力電
流ＩL とが比例し、かつ出力電圧ＶOUT が一定（ＶOUT
≧ＶIN）となるように、スイッチング素子ＳＷのオン，
オフ制御を行う。この様に入力電圧と入力電流が相似波
形となるようにスイッチングング制御を行うことによ
り、力率が改善される。出力コンデンサＣOUT に充電さ
れる電流は、ＡＣ入力を全波整流した波形となるため、
出力電圧ＶOUT は、出力コンデンサＣOUT で平滑化され
るとはいっても、完全なＤＣ出力にはならない。即ち、
出力電圧は平均値が一定という意味では安定化されるも
のの、低周波リップルを含む。そしてこの低周波リップ
ルは、この様なアクティブフィルタ自体では除去不可能
である。リップル除去のためのフィードバック制御を行
うと、入力電圧と入力電流の相似関係が保てず、力率改
善ができなくなるからである。In the control circuit, the input voltage VIN is proportional to the input current IL, and the output voltage VOUT is constant (VOUT
≧ VIN) so that the switching element SW is turned on,
Performs off control. By performing the switching control so that the input voltage and the input current have similar waveforms, the power factor is improved. The current charged in the output capacitor COUT has a waveform obtained by full-wave rectification of the AC input.
Although the output voltage VOUT is smoothed by the output capacitor COUT, it does not become a complete DC output. That is,
The output voltage is stabilized in the sense that the average value is constant, but includes low-frequency ripple. The low frequency ripple cannot be removed by such an active filter itself. This is because, when the feedback control for removing the ripple is performed, the similarity between the input voltage and the input current cannot be maintained, and the power factor cannot be improved.

【０００４】従って通常、低周波リップル除去とアイソ
レートのためには、図９のアクティブフィルタの後段に
通常の力率改善型でない電源回路を接続し、全体として
力率改善型電源回路を構成することが行われる。しかし
これでは、アクティブフィルタ自体が他の通常の電源回
路と同等の規模であるために、スイッチング電源回路全
体として規模およびコストが大きくなり、問題である。Therefore, in order to remove low-frequency ripples and isolate, a power supply circuit which is not of a normal power factor improving type is connected to the subsequent stage of the active filter of FIG. 9 to constitute a power factor improving type power supply circuit as a whole. Is done. However, in this case, since the size of the active filter itself is equal to that of another ordinary power supply circuit, the size and cost of the entire switching power supply circuit are increased, which is a problem.

【０００５】また最近、アイソレートが同時にできる力
率改善型コンバータが提案されている（電子技術 1992
-3，pp36-40 参照）。しかしこれも、出力は完全な安定
化出力ではなく、低周波リップルを含む。従って安定化
電源として用いるためには出力段にリップル除去回路を
設けることが不可欠となる。[0005] Recently, a power factor improving converter capable of simultaneously isolating has been proposed (Electronic Technology 1992).
-3, pp36-40). But again, the output is not a perfectly regulated output, but contains low frequency ripple. Therefore, it is indispensable to provide a ripple elimination circuit in the output stage in order to use it as a stabilized power supply.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】以上のように従来、力
率改善能力を持ち、同時にアイソレートができ、しかも
リップルのない安定化出力を得ることのできる簡便なス
イッチング電源回路はなかった。この発明は上記の点に
鑑み、簡単な構成で力率改善能力と低周波リップルのな
い安定化出力を得るという機能を両立させたコンバータ
回路を提供することを目的とする。As described above, heretofore, there has not been a simple switching power supply circuit which has a power factor improving ability, can simultaneously isolate, and can obtain a stabilized output without ripple. In view of the above, it is an object of the present invention to provide a converter circuit having both a power factor improving capability and a function of obtaining a stabilized output without low-frequency ripple with a simple configuration.

【０００７】[0007]

【課題を解決するための手段】この発明に係るコンバー
タ回路は、直流電圧源から電流が供給されて励磁される
インダクタンス素子と、このインダクタンス素子との間
でエネルギーの授受がなされるバッファ用の第１のコン
デンサと、前記インダクタンス素子の励磁エネルギー放
出により充電される出力用の第２のコンデンサ、および
前記インダクタンス素子と前記第１および第２のコンデ
ンサとの間のエネルギー授受を制御してＤＣ−ＤＣ変換
を行うためのスイッチング制御手段とを備えて構成され
る。ここでスイッチング制御手段による制御は、４分割
周期の第１期間に前記直流電圧源から第１方向の電流に
より前記インダクタンス素子を励磁する第１モードと、
４分割周期の第２期間に前記インダクタンス素子の蓄積
エネルギーを放出させて前記第１のコンデンサに充電を
行う第２モードと、４分割周期の第３期間に前記第１の
コンデンサの蓄積電荷を放出させて前記第１方向とは逆
の第２方向の電流により前記インダクタンス素子を逆励
磁する第３モードと、４分割周期の第４期間に前記イン
ダクタンス素子の逆励磁エネルギーを放出させて前記第
２のコンデンサに充電を行う第４モードとを有し、前記
第１モードと第２モードにおいて入力電圧と入力電流を
相似形とする力率改善動作が行われる。SUMMARY OF THE INVENTION A converter circuit according to the present invention comprises an inductance element supplied with a current from a DC voltage source and excited, and a buffer for transferring energy between the inductance element and the inductance element. 1 capacitor, an output second capacitor charged by the excitation energy emission of the inductance element, and DC-DC by controlling energy transfer between the inductance element and the first and second capacitors. Switching control means for performing the conversion. Here, the control by the switching control means includes: a first mode in which the inductance element is excited by a current in the first direction from the DC voltage source during a first period of the four-divided cycle;
A second mode in which the stored energy of the inductance element is released in the second period of the quarter period to charge the first capacitor, and a stored charge of the first capacitor is released in the third period of the quarter period Then, a third mode in which the inductance element is reversely excited by a current in a second direction opposite to the first direction, and the reverse excitation energy of the inductance element is released in a fourth period of a four-divided cycle to produce the second mode. And a power mode improving operation for making the input voltage and the input current similar in the first mode and the second mode.

【０００８】より具体的にこの発明に係るコンバータ回
路は、直流電圧源に所定の開閉比でオン，オフ制御され
る第１のスイッチング素子と第１の逆流阻止ダイオード
を介して接続されて、前記第１のスイッチング素子のオ
ン時に前記直流電圧源から第１方向の電流により励磁さ
れるインダクタンス素子と、このインダクタンス素子の
両端間に前記第１のスイッチング素子とは相補的にオ
ン，オフ制御される第２のスイッチング素子と第２の逆
流阻止ダイオードの並列回路を介して接続されて、前記
第２の逆流阻止ダイオードを介して前記インダクタンス
素子の励磁エネルギー放出により充電され、その充電電
荷により前記第２のスイッチング素子を介して前記第１
方向とは逆の第２方向の電流により前記インダクタンス
素子を逆励磁する第１のコンデンサと、前記インダクタ
ンス素子の両端間に第３の逆流阻止ダイオードを介して
接続されて、前記インダクタンス素子の逆励磁エネルギ
ー放出により充電される出力用の第２のコンデンサとを
備えたことを特徴とする。More specifically, the converter circuit according to the present invention is connected to a DC voltage source via a first switching element, which is turned on and off at a predetermined switching ratio, via a first reverse current blocking diode, and When the first switching element is turned on, the inductance element that is excited by the current in the first direction from the DC voltage source and the first switching element are complementarily turned on and off between both ends of the inductance element. The second switching element and the second reverse current blocking diode are connected via a parallel circuit, and are charged by the excitation energy release of the inductance element via the second reverse current blocking diode. The first through a switching element of
A first capacitor that reversely excites the inductance element with a current in a second direction opposite to the first direction, and that is connected between both ends of the inductance element via a third reverse current blocking diode to reversely excite the inductance element; A second output capacitor charged by energy release.

【０００９】[0009]

【作用】この発明のコンバータ回路は、フライバックモ
ードで動作するが、従来のものがインダクタンスへのエ
ネルギー蓄積とそのエネルギー放出という二つのモード
で動作するのに対して、４つの動作モードを持つ。即ち
コンバータの動作周期が４分割されて、その第１期間で
は、直流電圧源からの第１方向の電流によってインダク
タンス素子（コイルまたはトランス）にエネルギー蓄積
（励磁）がなされる（第１モードＩ）。第２期間では、
インダクタンス素子への電流供給が停止され、インダク
タンス素子の慣性で流れる電流により第１のコンデンサ
が充電される（第２モードII）。インダクタンス素子の
エネルギーがなくなると、第３期間に入り、第１のコン
デンサに蓄積された電荷の放電によりインダクタンス素
子に第２方向の電流が流れ、第１モードＩとは逆極性で
エネルギーの再蓄積（逆励磁）がなされる（第３モード
III ）。そして、電流値が規定の値になったらインダク
タンス素子への逆励磁動作を停止して第４期間に入り、
慣性によってインダクタンス素子の電圧が反転して、出
力側に電流が供給され出力用の第２のコンデンサに電荷
蓄積がなされる（第４モードIV）。以下、モードＩ〜IV
の動作が繰り返される。The converter circuit of the present invention operates in the flyback mode, but has four operation modes, while the conventional circuit operates in two modes, energy storage into the inductance and energy release. That is, the operation cycle of the converter is divided into four, and during the first period, energy is stored (excited) in the inductance element (coil or transformer) by the current in the first direction from the DC voltage source (first mode I). . In the second period,
The current supply to the inductance element is stopped, and the first capacitor is charged by the current flowing due to the inertia of the inductance element (second mode II). When the energy of the inductance element is exhausted, a third period starts, and the electric charge stored in the first capacitor is discharged, so that a current in the second direction flows through the inductance element, and energy is re-stored in a polarity opposite to that of the first mode I. (Reverse excitation) is performed (third mode
III). Then, when the current value reaches a specified value, the reverse excitation operation to the inductance element is stopped, and the fourth period is started.
The voltage of the inductance element is inverted by inertia, a current is supplied to the output side, and charge is stored in the second capacitor for output (fourth mode IV). Hereinafter, modes I to IV
Is repeated.

【００１０】この発明のコンバータ回路では、第１，第
２モードＩ，IIでのインダクタンス素子のエネルギー蓄
積とそのエネルギーの第１のコンデンサへの転送の動作
が、通常の極性反転型コンバータのそれと同じであり、
第１のスイッチング素子の開閉比の制御により力率改善
型コンバータとして動作させることができる。また、第
１のコンデンサの電荷によるインダクタンス素子へのエ
ネルギー再蓄積と放出の第３，第４モードIII ，IVを、
第２のスイッチング素子の開閉比制御により出力安定化
と低周波リップル除去を目的とした定電圧出力コンバー
タとして動作させることができる。従ってこの発明によ
れば、全体として力率改善型であってかつ、リップルを
含まない完全な安定化出力を得ることができる。インダ
クタンス素子にトランスを用いれば、アイソレートの機
能も持たせることができる。しかもこの発明は、力率改
善動作と出力安定化動作を２段構成で実現する従来方式
と異なり、一つのインダクタンス素子（コイルまたはト
ランス）を用いてこれらの動作を同時に行うので、構成
は簡単である。In the converter circuit according to the present invention, the operation of storing the energy of the inductance element in the first and second modes I and II and transferring the energy to the first capacitor is the same as that of the normal polarity inversion type converter. And
By controlling the opening / closing ratio of the first switching element, it is possible to operate as a power factor improvement type converter. Further, the third and fourth modes III and IV of energy re-accumulation and release to the inductance element due to the electric charge of the first capacitor are described as follows.
By controlling the switching ratio of the second switching element, it is possible to operate as a constant-voltage output converter for the purpose of stabilizing the output and removing low-frequency ripple. Therefore, according to the present invention, it is possible to obtain a completely stabilized output which is of a power factor improving type as a whole and does not include a ripple. If a transformer is used for the inductance element, an isolation function can be provided. Moreover, unlike the conventional method in which the power factor improving operation and the output stabilizing operation are realized in a two-stage configuration, the present invention performs these operations simultaneously using one inductance element (coil or transformer), so that the configuration is simple. is there.

【００１１】[0011]

【実施例】以下、図面を参照しながらこの発明の実施例
を説明する。図１は、この発明の一実施例に係る力率改
善型コンバータ回路の基本構成である。直流電圧源ＶIN
に、第１のスイッチング素子Ｓ1 と第１の逆流阻止ダイ
オードＤ1 を介して、インダクタンス素子Ｌとしてコイ
ルが接続されている。第１のスイッチング素子Ｓ1 は所
定の開閉比でオン，オフ制御される。インダクタンス素
子Ｌの両端間には、第２のスイッチング素子Ｓ2 と第２
の逆流阻止ダイオードＤ2 の並列回路を介してバッファ
用の第１のコンデンサＣ1 が接続されている。第２のス
イッチング素子Ｓ2 は、第１のスイッチング素子Ｓ1 と
は相補的にオン，オフ制御される。これらのスイッチン
グ素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオン，オフ制御を行うのが制御回路
ＳＣである。第１のコンデンサＣ1 は、第２の逆流阻止
ダイオードＤ2 を介してインダクタンス素子Ｌの蓄積エ
ネルギー放出により充電され、またその充電電荷により
第２のスイッチング素子Ｓ2 を介してインダクタンス素
子Ｌにエネルギー再蓄積を行うものである。インダクタ
ンス素子Ｌの両端間には、第３の逆流阻止ダイオードＤ
3 を介して、出力用の第２のコンデンサＣ2 が接続され
ている。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a basic configuration of a power factor correction type converter circuit according to one embodiment of the present invention. DC voltage source VIN
A coil is connected as an inductance element L via a first switching element S1 and a first reverse current blocking diode D1. The first switching element S1 is on / off controlled at a predetermined opening / closing ratio. A second switching element S2 and a second switching element S2 are connected between both ends of the inductance element L.
A first capacitor C1 for buffer is connected through a parallel circuit of a backflow prevention diode D2. The second switching element S2 is ON / OFF controlled complementarily to the first switching element S1. The control circuit SC controls on / off of these switching elements S1 and S2. The first capacitor C1 is charged by discharging the stored energy of the inductance element L via the second reverse current blocking diode D2, and the charged charge causes the energy to be re-stored in the inductance element L via the second switching element S2. Is what you do. A third reverse current blocking diode D is provided between both ends of the inductance element L.
An output second capacitor C2 is connected via 3.

【００１２】この実施例の回路動作を、図２および図３
を参照して説明する。図２はスイッチング制御１周期の
動作波形であり、図３は、その１周期の４分割された各
期間に対応するモードＩ〜IVの電流の流れを示してい
る。第１モードＩでは、第１のスイッチング素子Ｓ1 が
オン、第２のスイッチング素子Ｓ2 がオフである。この
時、電圧源ＶINにより第１のスイッチング素子Ｓ1，第
１のダイオードＤ1 を介してインダクタンス素子Ｌに電
流ＩL が供給され、インダクタンス素子Ｌにエネルギー
蓄積（励磁）がなされる。出力用の第２のコンデンサＣ
2 の電荷が零の起動時は別にして、定常状態では出力電
圧ＶOUT ≧入力電圧ＶINなる昇圧モードであり、したが
って第１モードＩでは出力側の第３のダイオードＤ3 は
オフであって、第１のスイッチング素子Ｓ1 の電流は全
てインダクタンス素子Ｌに流れる。その様子が、図３
(a) である。FIGS. 2 and 3 show the circuit operation of this embodiment.
This will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows an operation waveform of one cycle of the switching control, and FIG. 3 shows a current flow in modes I to IV corresponding to each of four divided periods of the one cycle. In the first mode I, the first switching element S1 is on, and the second switching element S2 is off. At this time, a current IL is supplied to the inductance element L via the first switching element S1 and the first diode D1 by the voltage source VIN, and energy is stored (excited) in the inductance element L. Output second capacitor C
In a steady state, the boosting mode is such that the output voltage VOUT ≧ the input voltage VIN aside from the start-up when the charge of the charge No. 2 is zero. All the current of the switching element S1 flows through the inductance element L. Fig. 3
(a).

【００１３】電流ＩL が上昇してこれが規定値に達した
時、第１のスイッチング素子Ｓ1 をオフにして第２モー
ドIIに入る。第２モードIIでは、インダクタンス素子Ｌ
の慣性により電流ＩL がそのまま流れ続け、インダクタ
ンス素子Ｌの端子電圧ＶL は反転する。このモードII
は、インダクタンス素子Ｌの励磁エネルギー放出であ
り、電流ＩL は図３(b) に示すように第２のダイオード
Ｄ2 を介して第１のコンデンサＣ1 への充電電流とな
り、インダクタンス素子Ｌのエネルギーが第１のコンデ
ンサＣ1 に転送される。インダクタンス素子Ｌのエネル
ギー放出が終了すると、電流ＩL が零となってダイオー
ドＤ2 がオフになり、第２モードIIが終了する。When the current IL rises and reaches a specified value, the first switching element S1 is turned off to enter the second mode II. In the second mode II, the inductance element L
, The current IL continues to flow as it is, and the terminal voltage VL of the inductance element L is inverted. This mode II
Is the excitation energy release of the inductance element L, and the current IL becomes the charging current to the first capacitor C1 via the second diode D2 as shown in FIG. 1 to the capacitor C1. When the energy release from the inductance element L ends, the current IL becomes zero, the diode D2 turns off, and the second mode II ends.

【００１４】第３モードIII では、第２のスイッチング
素子Ｓ2 がオンとなり、第１のコンデンサＣ1 に蓄積さ
れた電荷の放出による、第１モードＩとは逆方向の電流
によりインダクタンス素子Ｌは再度エネルギー蓄積（逆
励磁）がなされる。その様子が図３(c) である。なお第
２のスイッチング素子Ｓ2 をオンにするタイミングは、
第３モードIII に入ってからでもよいが、現実的には第
２モードIIの期間にオンにしておけばよく、電流ＩL が
零になることにより自動的に第３モードIII に入る。In the third mode III, the second switching element S2 is turned on, and the inductance element L is re-energized by a current in the opposite direction to the first mode I due to the discharge of the electric charge stored in the first capacitor C1. The accumulation (reverse excitation) is performed. This is shown in FIG. 3 (c). The timing for turning on the second switching element S2 is as follows.
It may be after entering the third mode III, but in practice, it may be turned on during the period of the second mode II, and automatically enters the third mode III when the current IL becomes zero.

【００１５】電流ＩL が負方向に増大して規定値になっ
た後、第２のスイッチング素子Ｓ2をオフにすると、慣
性によりインダクタンス素子Ｌの端子電圧ＶL が反転
し、第４モードIVに入る。第４モードIVではインダクタ
ンス素子Ｌの蓄積エネルギー放出により、図３(d) に示
すように第３のダイオードＤ3 を介して出力用の第２の
コンデンサＣ2 に充電がなされる。この時第１のダイオ
ードＤ1 が逆バイアスであるから、電流が第１のスイッ
チング素子Ｓ1 側に逆流することはない。インダクタン
ス素子Ｌの蓄積エネルギーが零、即ち電流値が零になっ
た時点で第４モードIVが終了する。第４モードIVの期間
内の適当なタイミングで第１のスイッチング素子Ｓ1 を
オンにすれば、第４モードIVの終了後、自動的に第１モ
ードＩに入り、以下同様の動作が繰り返されることにな
る。When the second switching element S2 is turned off after the current IL increases in the negative direction and reaches a specified value, the terminal voltage VL of the inductance element L is inverted due to inertia, and enters the fourth mode IV. In the fourth mode IV, the output second capacitor C2 is charged through the third diode D3 by the release of the stored energy of the inductance element L as shown in FIG. 3D. At this time, since the first diode D1 is reverse-biased, no current flows backward to the first switching element S1. The fourth mode IV ends when the stored energy of the inductance element L becomes zero, that is, when the current value becomes zero. If the first switching element S1 is turned on at an appropriate timing within the period of the fourth mode IV, the first mode I is automatically entered after the end of the fourth mode IV, and the same operation is repeated thereafter. become.

【００１６】図４は、図１の実施例でのインダクタンス
素子Ｌの部分に、単一のコイルではなく一次巻線Ｎ1 と
二次巻線Ｎ2 からなるトランスＴを用いてアイソレート
型とした実施例である。また図５は、図４の直流電圧源
部を、ＡＣ入力の全波整流ダイオードブリッジ１として
ＡＣ／ＤＣコンバータを構成した実施例である。これら
の場合巻線比は、ＶOUT ≧（Ｎ2 ／Ｎ1 ）ＶINとなるよ
うに設定される。トランスＴでのエネルギー蓄積（第１
モードＩ）、そのエネルギー放出によるコンデンサ充電
（第２モードII）、その充電電荷放出によるトランスＴ
でのエネルギー再蓄積（第３モードIII ）、その蓄積エ
ネルギーの放出（第４モードIV）という４つのモードで
動作することは、先の実施例と同じである。但し第４モ
ードIVのみ、二次巻線Ｎ2 側が動作する。FIG. 4 shows an embodiment in which the inductance element L in the embodiment of FIG. 1 is not of a single coil but of a transformer T having a primary winding N1 and a secondary winding N2, and is of an isolated type. It is an example. FIG. 5 shows an embodiment in which an AC / DC converter is configured as the DC voltage source unit of FIG. 4 as an AC input full-wave rectifier diode bridge 1. In these cases, the turns ratio is set such that VOUT≥ (N2 / N1) VIN. Energy storage in transformer T (first
Mode I), charging of the capacitor by discharging the energy (second mode II), and the transformer T by discharging the charged charge.
The operation in the four modes of energy re-storage (third mode III) and release of the stored energy (fourth mode IV) is the same as in the previous embodiment. However, only in the fourth mode IV, the secondary winding N2 operates.

【００１７】これらの実施例では、コイルもしくはトラ
ンスを一個しか用いていないにも拘らず、これが入力直
流電圧ＶINを一度第１のコンデンサＣ1 に蓄積するとい
う機能と、この第１のコンデンサＣ1 の電力を出力とし
て取り出すという機能を持っている。第１のコンデンサ
Ｃ1 への電力蓄積量は、第１モードＩと第２モードIIの
時間比、即ち第１のスイッチング素子Ｓ1 の開閉比によ
り制御される。また第１のコンデンサＣ1 の電力放出量
は、第３モードIII と第４モードIVの時間比、即ち第２
のスイッチング素子Ｓ2 の開閉比により制御される。こ
の様に、第１のコンデンサＣ1 の充電と放電が異なるス
イッチング素子で制御されるため、その充電量と放電量
を完全に独立に制御することができる。勿論、長時間の
平均としては、第１のコンデンサＣ1 の充電量と放電量
は等しいことが必要であるが、第１のコンデンサＣ1 の
容量がある程度以上大きければ、充電が間欠的になされ
ても一定の出力を得ることができる。In these embodiments, although only one coil or transformer is used, this function allows the input DC voltage VIN to be temporarily stored in the first capacitor C1 and the power of the first capacitor C1 to be used. Has the function of extracting as output. The amount of power stored in the first capacitor C1 is controlled by the time ratio between the first mode I and the second mode II, that is, the switching ratio of the first switching element S1. The amount of power discharged from the first capacitor C1 is the time ratio between the third mode III and the fourth mode IV, that is, the second mode.
Is controlled by the switching ratio of the switching element S2. As described above, since the charging and discharging of the first capacitor C1 are controlled by different switching elements, the amount of charge and the amount of discharge can be controlled completely independently. Of course, as an average over a long period of time, the amount of charge and the amount of discharge of the first capacitor C1 need to be equal. A constant output can be obtained.

【００１８】そして、第１モードＩ，第２モードIIでの
インダクタンス素子のエネルギー蓄積，第１のコンデン
サ充電の動作は、基本的に極性反転型コンバータ動作で
あり、入出力電圧に制約はなく、極めて小さな入力電圧
から動作できる。従ってこの第１モードＩ，第２モード
IIを、第１のスイッチング素子Ｓ1 の制御によって入力
電流波形と入力電圧波形が相似形となる力率改善型動作
とすることができる。つまり第１のコンデンサＣ1 は、
このとき、アクティブフィルタの出力コンデンサと同じ
機能を果たすことになる。第１モードＩと第２モードII
がこの様な力率改善型コンバータ動作を行うと、第１の
コンデンサＣ1 の両端電圧は低周波リップルを持つこと
になる。そこで、第３モードIII と第４モードIVを、出
力安定化および低周波リップル除去ができる定電圧出力
コンバータとして動作させる。これは、第２のスイッチ
ング素子Ｓ2 の開閉比の設定により、可能である。以上
により、非常に簡単な構成であって、全体として力率改
善能力を持ち、かつ、低周波リップルを含まない完全な
安定化出力の得られるコンバータが実現する。The operation of storing the energy of the inductance element and charging the first capacitor in the first mode I and the second mode II is basically a polarity inversion type converter operation, and there is no restriction on the input / output voltage. Operates from very small input voltages. Therefore, the first mode I and the second mode
II can be a power factor improving type operation in which the input current waveform and the input voltage waveform are similar to each other by controlling the first switching element S1. That is, the first capacitor C1 is
At this time, it performs the same function as the output capacitor of the active filter. First mode I and second mode II
However, when such a power factor improving type converter operation is performed, the voltage across the first capacitor C1 has a low frequency ripple. Therefore, the third mode III and the fourth mode IV are operated as constant voltage output converters capable of stabilizing output and removing low-frequency ripple. This is possible by setting the opening / closing ratio of the second switching element S2. As described above, a converter having a very simple configuration, having a power factor improving capability as a whole, and obtaining a completely stabilized output that does not include low-frequency ripples is realized.

【００１９】図６は、より具体的に、第１のスイッチン
グ素子Ｓ1 を制御するスイッチング制御回路２および第
２のスイッチング素子Ｓ2 を制御するスイッチング制御
回路３を設けた実施例である。これを用いて第１，第２
のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の制御動作を詳細に説明
する。第１，第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は同時
にオンすることはなく、前述のように、第１のスイッチ
ング素子Ｓ1 は第４モードIVの間にオンし、第１モード
Ｉの終了時にオフする。第２のスイッチング素子Ｓ2 は
第２モードIIの間にオンし、第３モードIII の終了時に
オフする。モードＩとIIの間、およびモードIII とIVの
間の電圧反転は、第１，第２のスイッチング素子Ｓ1 ，
Ｓ2 のオフ後のインダクタンス素子の慣性により自動的
に生じるのであって、モードIIおよびIVの開始にはスイ
ッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 は直接動作に関与していない。
つまり、第１，第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオ
ン動作は、それぞれモードII，IVのなかの適当なタイミ
ングで行えばよい。このことは、コイルまたはトランス
の帰還巻線による自励モードでのスイッチングング制御
が容易にできることを意味し、これにより回路の簡素化
が可能になる。勿論、他励モードでのスイッチングング
制御も可能である。実際に第１のコンデンサＣ1 の充電
量および放出量を決定しているのは、それぞれ第１モー
ドＩおよび第３モードIII の長さであり、これは第１，
第２のスイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 のオフタイミングに
より決定される。FIG. 6 shows an embodiment in which a switching control circuit 2 for controlling the first switching element S1 and a switching control circuit 3 for controlling the second switching element S2 are more specifically provided. Using this, the first and second
The control operation of the switching elements S1 and S2 will be described in detail. The first and second switching elements S1 and S2 do not turn on at the same time. As described above, the first switching element S1 turns on during the fourth mode IV and turns off at the end of the first mode I. . The second switching element S2 turns on during the second mode II and turns off at the end of the third mode III. The voltage reversal between modes I and II and between modes III and IV is effected by the first and second switching elements S1,
The switching elements S1 and S2 are not directly involved in the start of modes II and IV because the switching elements S1 and S2 are automatically generated by the inertia of the inductance element after S2 is turned off.
That is, the ON operations of the first and second switching elements S1 and S2 may be performed at appropriate timings in modes II and IV, respectively. This means that the switching control in the self-excited mode by the coil or the feedback winding of the transformer can be easily performed, whereby the circuit can be simplified. Of course, switching control in the separate excitation mode is also possible. What actually determines the amount of charge and the amount of discharge of the first capacitor C1 are the lengths of the first mode I and the third mode III, respectively.
It is determined by the off timing of the second switching elements S1, S2.

【００２０】図６における第１のスイッチング素子Ｓ1
に対するスイッチング制御回路２は、力率改善動作とす
るため、入力電圧ＶINと入力電流ＩIN（第１のスイッチ
ング素子Ｓ1 に流れる電流ＩS1を平滑した電流）が比例
するように、第１のスイッチング素子Ｓ1 を制御する。
このスイッチング制御回路の手法は、アクティブフィル
タで用いられているのをそのまま利用することができ
る。第１のコンデンサＣ1 への充電電流を大きくするに
は、モードＩの時間が長くなるように第１のスイッチン
グ素子Ｓ1 のオフタイミングを遅らせればよい。逆に、
第１のコンデンサＣ1 への充電電流を小さくするには、
第１のスイッチング素子Ｓ1 のオフタイミングを早め
る。長期的に見て、第１のコンデンサＣ1 の充電量と放
電量は等しくなければならないが、これは第１のコンデ
ンサＣ1 の両端電圧を観測すれば分かる。充電量が多す
ぎると両端電圧が大きくなり、充電量が少ないと両端電
圧が小さくなる。従って第１のスイッチング素子Ｓ1
は、第１のコンデンサＣ1 の両端電圧の平均値（低周波
リップルは無視して）がほぼ一定になるように制御すれ
ばよい。この様にスイッチング制御回路２は、入力電圧
ＶINと入力電流ＩINを比例させながら、第１のコンデン
サＣ1 の平均電圧が一定になるように、第１のスイッチ
ング素子Ｓ1 を制御する。The first switching element S1 in FIG.
The switching control circuit 2 for the first switching element S1 so that the input voltage VIN and the input current IIN (current obtained by smoothing the current IS1 flowing through the first switching element S1) are in proportion to the power factor improving operation. Control.
This switching control circuit technique can use the one used in the active filter as it is. In order to increase the charging current to the first capacitor C1, the off-timing of the first switching element S1 may be delayed so that the time of the mode I becomes longer. vice versa,
To reduce the charging current to the first capacitor C1,
The off timing of the first switching element S1 is advanced. In the long term, the amount of charge and the amount of discharge of the first capacitor C1 must be equal, which can be seen by observing the voltage across the first capacitor C1. If the charge amount is too large, the voltage between both ends increases, and if the charge amount is small, the voltage between both ends decreases. Therefore, the first switching element S1
May be controlled so that the average value of the voltage across the first capacitor C1 (ignoring low-frequency ripple) is substantially constant. In this way, the switching control circuit 2 controls the first switching element S1 so that the average voltage of the first capacitor C1 is constant while making the input voltage VIN and the input current IIN proportional.

【００２１】次に第２のスイッチング素子Ｓ2 に対する
スイッチング制御回路３は、出力電圧ＶOUT を安定化す
るように、第３モードIII の時間を制御する。これも、
第２のスイッチング素子Ｓ2 のオフタイミングを設定す
ることにより行われる。具体的にはこのスイッチング制
御回路３は、出力電圧ＶOUT をフィードバックして第２
のスイッチング素子Ｓ2 のオフ駆動を行う。Next, the switching control circuit 3 for the second switching element S2 controls the time of the third mode III so as to stabilize the output voltage VOUT. This too
This is performed by setting the off timing of the second switching element S2. Specifically, the switching control circuit 3 feeds back the output voltage VOUT to
Of the switching element S2 is turned off.

【００２２】図７は、図６のスイッチング制御回路２，
３の部分をより具体化した実施例である。入力電圧波形
と入力電流波形を相似形とするためのスイッチング制御
回路２は、マルチプライヤ２１，電流検出器２２、比較
器２３，２５，タイミング回路２４等により構成されて
いる。マルチプライヤ２１は、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 により分
圧した入力電圧ＶINに対応する信号Ｘと、第１のコンデ
ンサＣ1 の端子電圧に応じて補正用係数Ｙを掛けるもの
である。係数Ｙは、第１のコンデンサＣ1 の両端電圧を
抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 により分圧した値と参照電圧Ｖref1とを
比較器２４により比較して得られる。なお比較器２５の
出力が負になることがないように、ダイオードＤ4 が設
けられている。マルチプライヤ２１の出力Ｘ・Ｙと、電
流検出器２２により得られる入力電流に対応する値とが
比較器２３により比較されて、その比較結果に応じて、
タイミング回路２４により第１のスイッチング素子Ｓ1
のオフタイミングが決定されるようになっている。これ
により、入力電流波形と入力電圧波形が相似形となるよ
うに第１のスイッチング素子Ｓ1 が制御される。FIG. 7 shows the switching control circuits 2 and 2 of FIG.
This is an example in which the portion of No. 3 is more specific. The switching control circuit 2 for making the input voltage waveform and the input current waveform similar to each other includes a multiplier 21, a current detector 22, comparators 23 and 25, a timing circuit 24, and the like. The multiplier 21 multiplies the signal X corresponding to the input voltage VIN divided by the resistors R1 and R2 by a correction coefficient Y in accordance with the terminal voltage of the first capacitor C1. The coefficient Y is obtained by comparing the value obtained by dividing the voltage across the first capacitor C1 by the resistors R3 and R4 with the reference voltage Vref1 by the comparator 24. A diode D4 is provided to prevent the output of the comparator 25 from becoming negative. The output X · Y of the multiplier 21 and a value corresponding to the input current obtained by the current detector 22 are compared by the comparator 23, and according to the comparison result,
The first switching element S1 is provided by the timing circuit 24.
Is determined. Thus, the first switching element S1 is controlled so that the input current waveform and the input voltage waveform are similar.

【００２３】出力のリップル除去のためのフィードバッ
ク制御を行うスイッチング制御回路３は、出力電圧を検
出する比較器３１，この比較器３１の出力により駆動さ
れるフォトカプラ３２，このフォトカプラ３２の出力に
より駆動されて第２のスイッチング素子Ｓ1 のオン，オ
フ制御を行うタイミング回路３３等により構成されてい
る。比較器３１には、出力電圧を抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 により
分圧した値と参照電圧ＶREF2とが入り、その比較結果に
応じてフォトカプラ３２が駆動される。これにより、出
力電圧が規定値より高い場合に第２のスイッチング素子
Ｓ2 のオフタイミングを早めるという制御がなされる。A switching control circuit 3 for performing feedback control for removing an output ripple includes a comparator 31 for detecting an output voltage, a photocoupler 32 driven by an output of the comparator 31, and an output of the photocoupler 32. It is constituted by a timing circuit 33 and the like which are driven to perform on / off control of the second switching element S1. The comparator 31 receives a value obtained by dividing the output voltage by the resistors R5 and R6 and the reference voltage VREF2, and drives the photocoupler 32 according to the comparison result. As a result, when the output voltage is higher than the specified value, control is performed to advance the off timing of the second switching element S2.

【００２４】図８は、具体的に図６の実施例のコンバー
タ回路での動作波形である。コイル電流ＩL とコイル電
圧ＶL が、全波整流による入力電圧ＶINと第１のコンデ
ンサＣ1 の端子電圧ＶC1との関係で図示のように制御さ
れる。力率改善のための第１モードＩと第２モードII
は、入力電圧に応じた電流を第１のコンデンサＣ1 に充
電するため、電圧の小さいときは電流が少なく、電圧が
大きいときは電流が大きくなるように、時間軸が制御さ
れている。出力安定化の第３モードIII と第４モードIV
は、第１のコンデンサＣ1 の端子電圧ＶC1を安定化して
出力する動作のため、出力電流が一定であれば時間軸の
変化は少ない。入力電圧が小さいときは、第１のコンデ
ンサＣ1 への充電量より放出量が多くなって放出量が一
定となる。入力電圧が大きいときは放出量より充電量が
多くなる。全体としては、前述のように第１のコンデン
サＣ1 の充電量と放出量は等しくなる。FIG. 8 shows operation waveforms in the converter circuit of the embodiment shown in FIG. The coil current IL and the coil voltage VL are controlled as shown in the figure by the relationship between the input voltage VIN by full-wave rectification and the terminal voltage VC1 of the first capacitor C1. First mode I and second mode II for power factor improvement
Since the first capacitor C1 is charged with a current corresponding to the input voltage, the time axis is controlled so that the current is small when the voltage is small and large when the voltage is large. 3rd mode III and 4th mode IV of output stabilization
Is an operation for stabilizing and outputting the terminal voltage VC1 of the first capacitor C1. Therefore, if the output current is constant, there is little change in the time axis. When the input voltage is small, the amount of release becomes larger than the amount of charge to the first capacitor C1, and the amount of release becomes constant. When the input voltage is large, the charge amount becomes larger than the discharge amount. As a whole, the charge amount and the discharge amount of the first capacitor C1 are equal as described above.

【００２５】[0025]

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
一つのインダクタンス素子を用いて、１周期のスイッチ
ング制御を４分割した動作モードにより、力率改善を図
ると同時にリップルを除去した安定化出力を得ることを
可能とした簡単な構成のコンバータ回路を提供すること
ができる。As described above, according to the present invention,
Provided is a converter circuit with a simple configuration that can improve the power factor and obtain a stabilized output from which ripples have been eliminated by using an operation mode in which one cycle of switching control is divided into four using one inductance element. can do.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】 この発明に係るコンバータ回路の一実施例の
基本構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a basic configuration of an embodiment of a converter circuit according to the present invention.

【図２】 同実施例回路の動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram of the circuit of the embodiment.

【図３】 同実施例回路の各モードでの電流の流れを示
す図である。FIG. 3 is a diagram showing a current flow in each mode of the circuit of the embodiment.

【図４】 この発明に係るコンバータ回路のアイソレー
トした実施例の構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an isolated embodiment of the converter circuit according to the present invention.

【図５】 図４の回路をＡＣ入力型とした実施例の構成
である。FIG. 5 shows a configuration of an embodiment in which the circuit of FIG. 4 is an AC input type.

【図６】 この発明に係るコンバータ回路のスイッチン
グ制御回路を含めた実施例の構成である。FIG. 6 shows a configuration of an embodiment including a switching control circuit of the converter circuit according to the present invention.

【図７】 図６のスイッチング制御回路を具体化した構
成である。FIG. 7 is a configuration embodying the switching control circuit of FIG. 6;

【図８】 図６の回路の動作波形である。8 is an operation waveform of the circuit of FIG.

【図９】 従来のコンバータ回路である。FIG. 9 is a conventional converter circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Ｌ…インダクタンス素子、Ｓ1 …第１のスイッチング素
子、Ｄ1 …第１の逆流阻止ダイオード、Ｃ1 …第１のコ
ンデンサ（バッファ用）、Ｓ1 …第２のスイッチング素
子、Ｄ2 …第２の逆流阻止ダイオード、Ｄ3 …第３の逆
流阻止ダイオード、Ｃ2 …第２のコンデンサ（出力
用）、Ｔ…トランス、１…全波整流回路、２…スイッチ
ング制御回路、３…スイッチング制御回路。L: inductance element, S1: first switching element, D1: first reverse current blocking diode, C1: first capacitor (for buffer), S1: second switching element, D2: second reverse current blocking diode, D3: Third backflow blocking diode, C2: Second capacitor (for output), T: Transformer, 1 ... Full-wave rectifier circuit, 2 ... Switching control circuit, 3 ... Switching control circuit.

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 直流電圧源から電流が供給されて励磁さ
れるインダクタンス素子と、 このインダクタンス素子との間でエネルギーの授受が行
われるバッファ用の第１のコンデンサと、 前記インダクタンス素子の励磁エネルギー放出により充
電される出力用の第２のコンデンサと、 前記インダクタンス素子と前記第１および第２のコンデ
ンサとの間のエネルギー授受を制御してＤＣ−ＤＣ変換
を行うためのスイッチング制御手段とを備え、 前記スイッチング制御手段による制御は、４分割周期の
第１期間に前記直流電圧源から第１方向の電流により前
記インダクタンス素子を励磁する第１モードと、４分割
周期の第２期間に前記インダクタンス素子の蓄積エネル
ギーを放出させて前記第１のコンデンサに充電を行う第
２モードと、４分割周期の第３期間に前記第１のコンデ
ンサの蓄積電荷を放出させて前記第１方向とは逆の第２
方向の電流により前記インダクタンス素子を逆励磁する
第３モードと、４分割周期の第４期間に前記インダクタ
ンス素子の逆励磁エネルギーを放出させて前記第２のコ
ンデンサに充電を行う第４モードとを有し、前記第１モ
ードと第２モードにおいて入力電圧と入力電流を相似形
とする力率改善動作が行われることを特徴とするコンバ
ータ回路。1. An inductance element to which a current is supplied from a DC voltage source to be excited, a first capacitor for a buffer for transferring energy between the inductance element, and an excitation energy release of the inductance element A second capacitor for output charged by: and switching control means for controlling energy transfer between the inductance element and the first and second capacitors to perform DC-DC conversion, The control by the switching control means includes a first mode in which the inductance element is excited by a current in the first direction from the DC voltage source in a first period of the four-divided cycle, and a control of the inductance element in a second period of the four-divided cycle. A second mode in which the stored energy is released to charge the first capacitor; Third second opposite to the first direction to release the accumulated charge of the first capacitor to the period
A third mode in which the inductance element is reverse-excited by a current in a direction, and a fourth mode in which the second capacitor is charged by releasing the reverse excitation energy of the inductance element during a fourth period of a quarter period. And a power factor improving operation for making the input voltage and the input current similar in the first mode and the second mode. 【請求項２】 直流電圧源に所定の開閉比でオン，オフ
制御される第１のスイッチング素子と第１の逆流阻止ダ
イオードを介して接続されて、前記第１のスイッチング
素子のオン時に前記直流電圧源から第１方向の電流によ
り励磁されるインダクタンス素子と、 このインダクタンス素子の両端間に前記第１のスイッチ
ング素子とは相補的にオン，オフ制御される第２のスイ
ッチング素子と第２の逆流阻止ダイオードの並列回路を
介して接続されて、前記第２の逆流阻止ダイオードを介
して前記インダクタンス素子の励磁エネルギー放出によ
り充電され、その充電電荷により前記第２のスイッチン
グ素子を介して前記第１方向とは逆の第２方向の電流に
より前記インダクタンス素子を逆励磁する第１のコンデ
ンサと、 前記インダクタンス素子の両端間に第３の逆流阻止ダイ
オードを介して接続されて、前記インダクタンス素子の
逆励磁エネルギー放出により充電される出力用の第２の
コンデンサと、 を備えたことを特徴とするコンバータ回路。2. A first switching element which is controlled to be turned on and off at a predetermined switching ratio to a DC voltage source via a first reverse current blocking diode, and is connected to the DC voltage source when the first switching element is turned on. An inductance element which is excited by a current in a first direction from a voltage source; a second switching element which is turned on and off complementarily to the first switching element between both ends of the inductance element; and a second reverse current Connected through a parallel circuit of blocking diodes, charged by the excitation energy release of the inductance element through the second backflow blocking diode, and charged in the first direction through the second switching element by the charged charge. A first capacitor that reversely excites the inductance element with a current in a second direction opposite to the first direction; It is connected via a third blocking diode between the ends, the second capacitor and the converter circuit comprising the for an output charged by inverse excitation energy release of the inductance element.