JP3143848B2 - DC-DC converter - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、入力側の直流電源の電
圧を変換して同期整流素子を通して直流電源電圧を出力
するＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC-DC converter for converting a voltage of a DC power supply on an input side and outputting a DC power supply voltage through a synchronous rectifier.
【０００２】[0002]
【従来の技術】トランス式のＤＣ−ＤＣコンバータによ
れば、１次側の入力直流電源によりパルスを発生させ、
２次側に出力すべき電圧に応じてパルス幅制御されたパ
ルスを変圧及び整流し、所望の定電圧の直流電源電圧に
変換することが可能である。しかしながら、トランス利
用の場合、トランスの漏洩磁束に起因するスパイク電圧
からスイッチング素子を保護するために、そのクリップ
回路が必要になる。2. Description of the Related Art According to a transformer type DC-DC converter, a pulse is generated by an input DC power supply on a primary side,
It is possible to transform and rectify the pulse whose pulse width is controlled according to the voltage to be output to the secondary side, and to convert it into a desired constant-voltage DC power supply voltage. However, in the case of using a transformer, the clipping circuit is required to protect the switching element from a spike voltage caused by the leakage magnetic flux of the transformer.
【０００３】一方、この問題を回避するために、図５に
基本構成を示すようにリアクトル式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータが周知である。この場合、同図Ａに示すようにバッ
テリＥ１に接続するコイルＬ１をスイッチング素子Ｓ１
でオンオフし、電源電圧に重畳した誘導電圧をダイオー
ドＤ１で整流して平滑コンデンサＣ１で平滑することに
より直流電圧を出力する昇圧型と、同図Ｂに示すよう
に、電源電圧から減算した誘導電圧を整流・平滑する降
圧型とに分類される。さらに、ダイオードＤ１をスイッ
チング素子Ｓ１のオフ時にオンになる双方向性の同期整
流素子とすることにより、出力側のエネルギを回収させ
るＤＣ／ＤＣコンバータも周知になっている。On the other hand, in order to avoid this problem, a reactor type DC-DC converter is known as shown in FIG. In this case, the coil L1 connected to the battery E1 is connected to the switching element S1 as shown in FIG.
And a boost type in which an induced voltage superimposed on the power supply voltage is rectified by a diode D1 and smoothed by a smoothing capacitor C1 to output a DC voltage, and an induced voltage subtracted from the power supply voltage as shown in FIG. Is categorized into a step-down type that rectifies and smoothes Further, a DC / DC converter that recovers energy on the output side by using the diode D1 as a bidirectional synchronous rectifying element that is turned on when the switching element S1 is turned off is also known.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】このような同期整流素
子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて
は、ダイオードによる整流の場合と同様に電源電圧より
も高いか或は低いかのいずれかの電圧範囲にのみしか変
換することができないだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作停止時に出力側の容量の充電エネルギを吸収さ
せるために出力直流電圧を徐々に下げようとすると、特
に昇圧型の場合動作電圧の下限が制限されるために、入
力側へのエネルギの回収が充分行えない問題がある。In a reactor type DC-DC converter using such a synchronous rectifying element, either the voltage higher or lower than the power supply voltage is used as in the case of rectification by a diode. In addition to being able to convert only to the range, when the operation of the DC-DC converter is stopped, if the output DC voltage is gradually decreased in order to absorb the charging energy of the output-side capacitor, the operation is particularly performed in the step-up type. Since the lower limit of the voltage is limited, there is a problem that energy cannot be sufficiently recovered to the input side.
【０００５】本発明は、このような点に鑑みて、入力電
源電圧をその電圧に対して高低いずれの電圧にも変換で
きる同期整流素子を用いたリアクトル式ＤＣ−ＤＣコン
バータを提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION In view of the foregoing, it is an object of the present invention to provide a reactor type DC-DC converter using a synchronous rectifier capable of converting an input power supply voltage into a voltage higher or lower than the input power supply voltage. And
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】本発明は、この目的を達
成するために、直流電源に一方の端子が接続するリアク
トル用コイルと、このコイルの他方の端子を基準電位に
接続させる双方向性のスイッチング素子と、他方の端子
に接続し、かつカップリング用コンデンサ及びリアクト
ル用コイルで構成されるＣＬ結合回路と、このＣＬ結合
回路のリアクトル用コイルの出力電圧を整流する双方向
性の同期整流素子と、その整流出力を平滑する平滑コン
デンサと、同期整流素子を前記スイッチング素子のオフ
期間にオンになるように同期制御すると共に、平滑コン
デンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準電圧と比
較し、その差に応じてスイッチング素子のオンオフ期間
の比を制御する定電圧制御回路とを備えたことを特徴す
る。In order to achieve this object, the present invention provides a reactor coil having one terminal connected to a DC power supply, and a bidirectional coil for connecting the other terminal of the coil to a reference potential. And a CL coupling circuit connected to the other terminal and comprising a coupling capacitor and a reactor coil, and a bidirectional synchronous rectifier for rectifying an output voltage of the reactor coil of the CL coupling circuit. The element, a smoothing capacitor for smoothing the rectified output thereof, and a synchronous control of the synchronous rectifying element so that the synchronous rectifying element is turned on during the OFF period of the switching element. And a constant voltage control circuit for controlling the ratio of the on / off periods of the switching elements according to the difference.
【０００７】[0007]
【作用】スイッチング素子のオンの期間中、双方のリア
クトルとして機能するコイルにそのインダクタンス及び
入力電源電圧に応じてスイッチング素子を通して電流が
流れ、エネルギが蓄積される。スイッチング素子がオフ
になると、これらの双方のコイルに蓄積されたエネルギ
が負荷への出力電流が同期整流素子を通して供給され、
平滑コンデンサで平滑される。定電圧制御回路は、入力
直流電源がＣＬ結合回路のコンデンサで分離された状態
でスイッチング素子のオン期間とオフ期間との比を定電
圧を出力するように制御することにより、入力電源電圧
に対して高いか又は低い所望の定電圧の出力電源電圧に
変換される。During the ON period of the switching element, a current flows through the switching element in accordance with the inductance and the input power supply voltage of the coils functioning as both reactors, and energy is accumulated. When the switching element is turned off, the energy stored in both of these coils is supplied to the output current to the load through the synchronous rectifying element,
It is smoothed by the smoothing capacitor. The constant voltage control circuit controls the ratio of the ON period and the OFF period of the switching element to output a constant voltage in a state where the input DC power supply is separated by the capacitor of the CL coupling circuit, thereby controlling the input power supply voltage. To a higher or lower output power supply voltage of a desired constant voltage.
【０００８】負荷が小さいことにより、オフ期間の途中
で給電が終了する場合、残りの期間で平滑コンデンサか
ら入力側へ電流が流れ込む。負荷が重くなってオフ期間
の全域にわたり出力電流を供給する場合には、次のオン
期間にその電流を保持して双方のコイルの入力電流に加
算されることにより相応に出力電流を増加させ、オン期
間に対するオフ期間の比を一定にして定電圧制御が行わ
れる。When the power supply ends in the middle of the OFF period due to a small load, current flows from the smoothing capacitor to the input side during the remaining period. When the load becomes heavy and the output current is supplied over the entire period of the off period, the current is held during the next on period and added to the input current of both coils to increase the output current accordingly, Constant voltage control is performed while keeping the ratio of the off period to the on period constant.
【０００９】出力側の慣性により出力直流電圧が設定す
る出力直流電圧よりも上廻るとオフ期間を長くする定電
圧制御により素早く入力側へのエネルギの回収が行われ
る。動作停止時にオフ期間を自動的に徐々に長くする
と、入力側へのエネルギの充分な回収が行われる。When the output DC voltage exceeds the set output DC voltage due to the inertia of the output side, energy can be quickly recovered to the input side by constant voltage control for extending the OFF period. If the OFF period is automatically and gradually increased when the operation is stopped, sufficient recovery of energy to the input side is performed.
【００１０】[0010]
【実施例】図１を基に本発明の一実施例によるＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを説明する。Ｅ１０は入力直流電源として
の蓄電池である。Ｌ１０は一方の端子が蓄電池Ｅ１０に
接続し、他方の端子が双方向性のスイッチング素子とし
てのＦＥＴトランジスタＱ１０により基準電位に導通さ
れるリアクトル用コイルである。Ｃ１０及びＬ１１は、
Ｌ字形のＣＬ結合回路を構成するカップリング用コンデ
ンサ及びリアクトル用コイルである。Ｑ１１は、このＣ
Ｌ結合回路の出力電圧を整流する同期整流素子として双
方向性を呈するスイッチング素子としてのＦＥＴトラン
ジスタである。Ｃ１１は、その整流出力を平滑する平滑
コンデンサである。FIG. 1 shows a DC-D according to an embodiment of the present invention.
The C converter will be described. E10 is a storage battery as an input DC power supply. L10 is a reactor coil having one terminal connected to the storage battery E10 and the other terminal electrically connected to the reference potential by the FET transistor Q10 as a bidirectional switching element. C10 and L11 are
These are a coupling capacitor and a reactor coil that constitute an L-shaped CL coupling circuit. Q11 is this C
It is a FET transistor as a switching element that exhibits bidirectionality as a synchronous rectification element that rectifies the output voltage of the L-coupled circuit. C11 is a smoothing capacitor for smoothing the rectified output.
【００１１】１０は定電圧制御回路であり、ＦＥＴトラ
ンジスタＱ１０のオン期間中ＦＥＴトランジスタＱ１１
をオフにするように同期制御を行うと共に、この平滑コ
ンデンサＣ１１で平滑された出力直流電圧ＶO を出力直
流電圧用基準電圧と比較し、その差に応じて出力直流電
圧ＶO を定電圧化するようにＦＥＴトランジスタＱ１０
のオンオフ期間の比を制御するスイッチング信号を発生
する。この実施例では、制御周期Ｔ中のオン期間Ｔ1 、
即ちＦＥＴトランジスタＱ１０のスイッチング信号をパ
ルス幅制御する。また、定電圧制御回路１０はその動作
停止時に強制的にＴ2 を徐々に長くしてＴに近づけて平
滑コンデンサＣ１１の蓄積したエネルギを回収するよう
に構成されている。Reference numeral 10 denotes a constant voltage control circuit, which controls the FET transistor Q11 during the ON period of the FET transistor Q10.
Performs synchronous control to turn off, as compared with the output DC voltage reference voltage output DC voltage V O which is smoothed by the smoothing capacitor C11, a constant voltage output DC voltage V O in accordance with the difference FET transistor Q10
A switching signal for controlling the ratio of the on-off periods of the switching signals. In this embodiment, the ON period T 1 during the control cycle T,
That is, the pulse width of the switching signal of the FET transistor Q10 is controlled. The constant voltage control circuit 10 is configured to collect the accumulated energy of the forced close to the T gradually longer T 2 smoothing capacitor C11 during the operation stop.
【００１２】このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバー
タの動作を図２を参照して説明する。同図Ａは負荷が軽
い場合の各部の動作波形を示す。制御周期Ｔ中のオン期
間Ｔ1 中はＦＥＴトランジスタＱ１１はオフになり、オ
フ期間Ｔ2 はオンになる。オン期間Ｔ1 では、その直前
のオフ期間Ｔ2 にＦＥＴトランジスタＱ１１を通して平
滑コンデンサＣ１１に充電されている電圧により逆電流
が流れていることにより、コイルＬ１０にそのインダク
タンス及び入力直流電圧ＶI に応じた傾斜の−から次い
で＋になる電流がＦＥＴトランジスタＱ１０を通して流
れて励磁される。同時に、コンデンサＣ１０の基準電位
への接続によりその充電電圧で入力直流電圧ＶI に相当
する負電圧がコイルＬ１１に加わり、ＦＥＴトランジス
タＱ１０を通してそのインダクタンス及び印加電圧に応
じた傾斜の−から次いで＋になる電流が流れて励磁され
る。したがって、これらの和が入力電流ＩI となって、
所属のコイルＬ１０、Ｌ１１にエネルギが蓄積される。The operation of the DC-DC converter thus configured will be described with reference to FIG. FIG. 7A shows the operation waveforms of each part when the load is light. FET transistor Q11 is in the on-period T 1 of the in the control period T is turned off, the OFF period T 2 are turned on. In the on period T 1, by a reverse current flows through the voltage charged in the smoothing capacitor C11 through the FET transistor Q11 in the OFF period T 2 of the immediately preceding, according to the inductance and the input DC voltage V I to the coil L10 A current that changes from a negative slope to a positive slope flows through the FET transistor Q10 and is excited. At the same time, it applied to the negative voltage coil L11 corresponding to the input DC voltage V I at the charging voltage by connection to a reference potential of the capacitor C10, the inclination corresponding to the inductance and the voltage applied through FET transistor Q10 - from then at the + A certain current flows and is excited. Therefore, the sum of these becomes the input current I I ,
Energy is stored in the associated coils L10, L11.
【００１３】ＦＥＴトランジスタＱ１０がオフ期間Ｔ2
になるとＦＥＴトランジスタＱ１１はオンになり、コイ
ルＬ１０の他方の端子の逆電圧が入力電源電圧よりも高
くステップ状に上昇し、コンデンサＣ１０により蓄電池
Ｅ１０の直流電圧を分離した状態でＦＥＴトランジスタ
Ｑ１１を通して負荷への給電を行う。同時にコイルＬ１
１にもステップ状に逆電圧が生じ、双方の和の出力電流
ＩO がＦＥＴトランジスタＱ１１を通して負荷へ供給さ
れ、この間のリップル電圧は平滑コンデンサＣ１２で平
滑される。途中で給電が終了すると、同一時定数及び同
一逆電圧により、同一傾斜で平滑コンデンサＣ１０に蓄
積された電荷が、コイルＬ１０、Ｌ１１へ逆流し、次の
オン時には−電流から徐々に電流を増加する。コンデン
サＣ１０の容量値は、入出力電流ＩI 、ＩO のパルス成
分に対して十分低いインピーダンスを呈するように大き
く設定されることにより、高効率の電圧変換が確保でき
る。When the FET transistor Q10 is in the off period T 2
, The FET transistor Q11 turns on, the reverse voltage of the other terminal of the coil L10 rises stepwise higher than the input power supply voltage, and a load is applied through the FET transistor Q11 in a state where the DC voltage of the storage battery E10 is separated by the capacitor C10. To the power supply. At the same time coil L1
A reverse voltage is generated in the step 1 in a step-like manner, and the output current IO of the sum of the two is supplied to the load through the FET transistor Q11, and the ripple voltage during this period is smoothed by the smoothing capacitor C12. When the power supply is terminated halfway, the electric charge accumulated in the smoothing capacitor C10 with the same gradient flows back to the coils L10 and L11 by the same time constant and the same reverse voltage, and the current gradually increases from the -current at the next ON. . The capacitance value of the capacitor C10 is set to be large enough to exhibit a sufficiently low impedance with respect to the pulse components of the input / output currents I I and I O , thereby ensuring highly efficient voltage conversion.
【００１４】定電圧制御回路１０において、出力直流電
圧ＶO が入力直流電圧ＶI に等しく設定されている場
合、図２Ａに示すように、出力電流ＩO は入力電流ＩI
と同一振幅で逆方向の同一勾配でＴ1 ＝Ｔ2 に制御され
る。この状態で、負荷が無負荷から徐々に重くなると、
Ｔ1 ＝Ｔ2 の関係を保持して、オン及びオフ期間Ｔ1 、
Ｔ2 の逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 がＴ1 、Ｔ2 の１／２よりも
徐々に短くなる。In the constant voltage control circuit 10, when the output DC voltage V O is set equal to the input DC voltage V I , as shown in FIG. 2A, the output current I O becomes the input current I I
Are controlled so that T 1 = T 2 with the same amplitude and the same gradient in the opposite direction. In this state, if the load gradually increases from no load,
While maintaining the relationship of T 1 = T 2 , the on and off periods T 1 ,
T 2 of the return period T 3, T 4 becomes gradually shorter than 1/2 of T 1, T 2.
【００１５】ＶO ＝ＶI の状態で負荷がさらに大きくな
ると、逆流期間Ｔ3 、Ｔ4 が丁度零になる臨界的な状態
を経由して同図Ｂの状態に移行する。つまり、大きくな
る負荷に対応して入力電流ＩI を大きくするためにＴ1
を長くしようとすると、制御周期Ｔが一定を前提に逆に
給電期間Ｔ2 が短くなり、出力電流ＩO を増加させ得
ず、したがってＴ1 ＝Ｔ2 の状態でオフ期間Ｔ2 の終了
時点で依然流れている出力電流ＩO を続くオン時点でコ
イルＬ１０、Ｌ１１にその電流を保持し、入力電流ＩI
に相応のステップ電流が重畳した状態でスイッチングさ
れ、ステップ電流の重畳した出力電流ＩO が供給され
る。When the load further increases in the state of V O = V I , the state shifts to the state of FIG. 1B through a critical state in which the backflow periods T 3 and T 4 become just zero. That is, in order to increase the input current I I in response to an increasing load, T 1
If the control period T is fixed, the power supply period T 2 is shortened, and the output current I O cannot be increased. Therefore, at the end of the off period T 2 in the state of T 1 = T 2 in maintaining its current to the coil L10, L11 on-time followed by an output current I O flowing still, the input current I I
Are switched in a state in which a corresponding step current is superimposed, and an output current I O in which the step current is superimposed is supplied.
【００１６】さらに、入出力直流電圧が異る場合、ＶO
＝（Ｔ1 ／Ｔ2 ）ＶI に応じてＴ1が制御される。例え
ば、ＶO ＞ＶI の場合、Ｔ1 ＞Ｔ2 で出力電流ＩO が入
力電流ＩI と同一振幅で、勾配をＶO ＞ＶI に応じてよ
り急にして供給される。その際、コイルＬ１０、Ｌ１１
に生じるＴ2 中の逆のステップ電圧は、Ｔ1 ／Ｔ2 に応
じて図示の場合よりも高くなる。同様に負荷がさらに重
くなると、ＩI 、ＩOにその大きさに応じてステップ電
流が重畳する。ＶO ＜ＶI に設定されると、Ｔ1 ＜Ｔ2
になり、同一最大振幅で緩やかな勾配で出力電流ＩO が
供給され、ＶI×Ｔ1 ＝ＶO ×Ｔ2 の関係を保持して逆
のステップ電圧は低くなる。Further, when the input and output DC voltages are different, V O
= (T 1 / T 2) T 1 in response to V I is controlled. For example, when V O > V I , when T 1 > T 2 , the output current I O is supplied with the same amplitude as the input current I I, and with a steeper gradient according to V O > V I. At that time, the coils L10, L11
, The reverse step voltage during T 2 becomes higher than that shown in the figure depending on T 1 / T 2 . Similarly, when the load becomes heavier, a step current is superimposed on I I and I O according to the magnitude. When V O <V I is set, T 1 <T 2
To be supplied the output current I O at a gentle slope at the same maximum amplitude, the reverse step voltage maintains the relationship V I × T 1 = V O × T 2 is low.
【００１７】このような状態において、負荷を直流モー
タとする場合に、その速度調整のために、ＶO を低減さ
せようとすると、直流モータの慣性による端子電圧を定
電圧制御により、Ｔ1 を小さい方向へ制御して回生制動
を行い、蓄電池Ｅ１０に吸収させる。また、入力直流電
源が蓄電池でない場合には、その電源に付属の入力側平
滑コンデンサに回収させる。ＤＣ−ＤＣコンバータの動
作を停止させると、自動的にＴ1 が徐々に低減してＴ2
＝Ｔに近づき、平滑コンデンサＣ１２又は大きな容量性
の負荷のエネルギが蓄電池Ｅ１０に吸収された後に停止
する。図３Ａは負荷が小さい場合、図３Ｂは負荷が大き
い場合のこのような電流回収動作時の入出力電流の波形
図を示す。In such a state, when the load is a DC motor, if the V O is to be reduced for speed adjustment, the terminal voltage due to the inertia of the DC motor is set to T 1 by constant voltage control. The regenerative braking is performed by controlling in a smaller direction, and is absorbed by the storage battery E10. If the input DC power supply is not a storage battery, the input DC power supply is recovered by an input-side smoothing capacitor attached to the power supply. When the operation of the DC-DC converter is stopped, T 1 is automatically and gradually reduced to T 2
= T, and stops after the energy of the smoothing capacitor C12 or the large capacitive load is absorbed by the storage battery E10. FIG. 3A shows a waveform diagram of the input / output current during such a current recovery operation when the load is small, and FIG. 3B shows a waveform diagram when the load is large.
【００１８】尚、コイルＬ１０、Ｌ１１のインダクタン
ス値は同一でなくても良いが、いずれかのインダクタン
ス値が小さくなって電流波形が三角波でなく途中でステ
ップ状に飽和する場合には、電圧制御範囲を制限しない
ように、制御周期Ｔを短くすることが考えられる。双方
向性のスイッチング素子としては、ダイオードが並列接
続された通常のスイッチングトランジスタを用いること
もできる。電源電圧は、入力電源電圧を負電圧し、スイ
ッチング素子の極性も相応に設定することにより、−の
電源電圧を発生するように構成することもできる。Although the inductance values of the coils L10 and L11 do not have to be the same, if any one of the inductance values becomes small and the current waveform is not a triangular wave but saturates stepwise on the way, the voltage control range It is conceivable to shorten the control cycle T so as not to limit the control cycle T. As the bidirectional switching element, a normal switching transistor in which diodes are connected in parallel can be used. The power supply voltage can be configured to generate a negative power supply voltage by setting the input power supply voltage to a negative voltage and setting the polarity of the switching element accordingly.
【００１９】図４はコイルＬ１０、Ｌ１１として１次及
び２次側の巻線数が同一で変圧比が１：１の同相のパル
ストランスＴ１０を用いた別の実施例を示す。即ち、１
次側巻線１１がコイルＬ１０として、２次側巻線１２が
コイルＬ１１として機能する。この際、１次側巻線１１
及び２次側巻線１２の同相端子の内スイッチングされる
側の端子が大きな容量のコンデンサＣ１０で短絡される
ことにより、逆起電力がクランプされ、それぞれの巻線
が単にリアクトルとして作用し、したがって漏洩インダ
クタンスに起因するスパイク電圧も生じない。動作は、
図２及び図３に基づき前述の説明に従い動作する。FIG. 4 shows another embodiment using, as the coils L10 and L11, a pulse transformer T10 having the same number of turns on the primary and secondary sides and having a 1: 1 transformation ratio and having the same phase. That is, 1
The secondary winding 11 functions as the coil L10, and the secondary winding 12 functions as the coil L11. At this time, the primary winding 11
When the terminal of the secondary winding 12 on the switching side of the in-phase terminal is short-circuited by the large-capacity capacitor C10, the back electromotive force is clamped, and each winding simply acts as a reactor. There is no spike voltage due to leakage inductance. The operation is
It operates according to the above description based on FIG. 2 and FIG.
【００２０】[0020]
【発明の効果】本発明による整流素子に同期整流素子を
用いて出力側のエネルギを入力側に吸収するようにした
リアクトル式ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力直流
電源をカップリング用コンデンサ及びリアクトル用コイ
ルで構成されるＣＬ結合回路で分離することにより、そ
の電源電圧に対して高低いずれの直流出力でも出力可能
となり、ＣＬ結合回路のコイルがスイッチング用コイル
と共に、変換効率を損なうことなく、リアクトルとして
エネルギを蓄積して負荷への出力電流を供給する。例え
ば、商用電源により給電される共通の入力直流電源によ
り、蓄電池充電電圧をその一定の入力電源電圧に対して
高い電圧及び低い電圧に切換可能に充電する汎用の充電
装置として利用できる。また、蓄電池を電源とする場合
に、その電圧が出力すべき電圧よりも放電により降下し
た場合でも一定の直流電圧を出力することができる。さ
らに、直流モータの回生制動及び出力側の容量に蓄積さ
れたエネルギの回収が、定電圧制御範囲を制限されるこ
となく確実に行われる。According to the present invention, in a reactor type DC-DC converter in which a synchronous rectifier is used as a rectifier according to the present invention, energy on the output side is absorbed on the input side, an input DC power supply is coupled to a coupling capacitor and a reactor coil. The power supply voltage can be output at either high or low DC output, and the coil of the CL coupling circuit works together with the switching coil with the energy as a reactor without losing the conversion efficiency. To supply the output current to the load. For example, the present invention can be used as a general-purpose charging device that switches and charges a storage battery charging voltage to a high voltage and a low voltage with respect to a constant input power voltage by using a common input DC power supply supplied by a commercial power supply. In addition, when the storage battery is used as a power source, a constant DC voltage can be output even when the voltage drops due to discharge below the voltage to be output. Furthermore, the regenerative braking of the DC motor and the recovery of the energy stored in the output-side capacity are reliably performed without limiting the constant voltage control range.
【００２１】その際、スイッチング用及びＣＬ結合回路
用コイルにパルストランスの１次及び２次側の巻線を利
用することにより、部品数が低減されると共にコイルが
小形化され、場合により市販品を用いることもできる。At this time, by using the primary and secondary windings of the pulse transformer for the switching and CL coupling circuit coils, the number of parts is reduced and the coils are downsized, and in some cases, commercially available products Can also be used.
【図１】本発明の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter according to one embodiment of the present invention.
【図２】同コンバータの通常動作時の各部波形を示す図
である。FIG. 2 is a diagram showing waveforms at various points during normal operation of the converter.
【図３】同コンバータの電流回収動作時の入出力の電流
波形を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing input / output current waveforms during a current recovery operation of the converter.
【図４】別の一実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの回
路構成を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration of a DC-DC converter according to another embodiment.
【図５】従来のリアクトル式のコンバータの回路構成を
示すもので、同図Ａは昇圧型、同図Ｂは降圧型である。FIG. 5 shows a circuit configuration of a conventional reactor type converter. FIG. 5A shows a boost type, and FIG. 5B shows a step-down type.
Ｅ１０ 蓄電池 Ｌ１０、Ｌ１１ コイル Ｑ１０、Ｑ１１ ＦＥＴトランジスタ Ｔ１０ パルストランス E10 Storage battery L10, L11 Coil Q10, Q11 FET transistor T10 Pulse transformer
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−224559（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−76167（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-58-224559 (JP, A) JP-A-5-76167 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H02M 3/155
Claims (3)
トル用コイルと、このコイルの他方の端子を基準電位に
接続させる双方向性のスイッチング素子と、前記他方の
端子に接続し、かつカップリング用コンデンサ及びリア
クトル用コイルで構成されるＣＬ結合回路と、このＣＬ
結合回路の前記リアクトル用コイルの出力電圧を整流す
る双方向性の同期整流素子と、その整流出力を平滑する
平滑コンデンサと、前記同期整流素子を前記スイッチン
グ素子のオフ期間にオンになるように同期制御すると共
に、前記平滑コンデンサの出力電圧を入力として出力電
圧用基準電圧と比較し、その差に応じて前記スイッチン
グ素子のオンオフ期間の比を制御する定電圧制御回路と
を備えたことを特徴するＤＣ−ＤＣコンバータ。1. A reactor coil having one terminal connected to a DC power supply, a bidirectional switching element connecting the other terminal of the coil to a reference potential, and a coupling connected to the other terminal. Coupling circuit composed of a capacitor for use and a coil for a reactor, and the CL
A bidirectional synchronous rectifier for rectifying the output voltage of the reactor coil of the coupling circuit, a smoothing capacitor for smoothing the rectified output, and synchronizing the synchronous rectifier so that the synchronous rectifier is turned on during the off period of the switching element. A constant voltage control circuit for controlling the output voltage of the smoothing capacitor as an input, comparing the output voltage with an output voltage reference voltage, and controlling a ratio of an on / off period of the switching element according to the difference. DC-DC converter.
と、ＣＬ結合回路を構成するリアクトル用コイルとを１
次及び２次側の巻線数が同一で同相のパルストランスで
構成することを特徴とする請求項１のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。2. A reactor coil connected to a DC power supply and a reactor coil forming a CL coupling circuit are one in number.
2. The DC-DC converter according to claim 1, wherein the number of windings on the secondary side and the secondary side is the same and configured by a pulse transformer having the same phase.
と、このコイルの他方の端子を基準電位に接続させる双
方向性のスイッチング素子と、前記他方の端子に接続す
るＣＬ結合回路と、このＣＬ結合回路に接続する双方向
性の同期整流素子と、その整流出力を平滑する平滑コン
デンサと、前記同期整流素子を前記スイッチング素子の
オフ期間にオンになるように同期制御すると共に、前記
平滑コンデンサの出力電圧を入力として出力電圧用基準
電圧と比較し、その差に応じて前記スイッチング素子の
オンオフ期間の比を制御する定電圧制御回路とを備え、
前記直流電源に接続する前記コイルと、前記ＣＬ結合回
路を構成する前記コイルとを１次及び２次側の巻線数が
同一で同相のパルストランスで構成することを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ。3. A coil having one terminal connected to a DC power supply, a bidirectional switching element connecting the other terminal of the coil to a reference potential, and a CL coupling circuit connected to the other terminal. A bidirectional synchronous rectifier connected to a CL coupling circuit, a smoothing capacitor for smoothing the rectified output thereof, and a synchronous control for synchronously controlling the synchronous rectifier so that the synchronous rectifier is turned on during an off period of the switching element; A constant voltage control circuit that compares the output voltage of the switching element with an output voltage reference voltage as an input, and controls a ratio of an on / off period of the switching element according to the difference.
A DC-DC converter, wherein the coil connected to the DC power supply and the coil forming the CL coupling circuit are constituted by pulse transformers having the same number of turns on the primary and secondary sides and having the same phase. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06332973A JP3143848B2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | DC-DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06332973A JP3143848B2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | DC-DC converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08168240A JPH08168240A (en) | 1996-06-25 |
| JP3143848B2 true JP3143848B2 (en) | 2001-03-07 |
Family
ID=18260896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06332973A Expired - Fee Related JP3143848B2 (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | DC-DC converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3143848B2 (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3326681B2 (en) * | 1997-03-24 | 2002-09-24 | 三菱電機株式会社 | Motor drive |
| JP3418672B2 (en) * | 1998-02-10 | 2003-06-23 | シャープ株式会社 | Synchronous rectification circuit |
| KR100531773B1 (en) * | 1998-10-24 | 2006-01-27 | 엘지전자 주식회사 | Switching Noise Reduction Circuit of DC / DC Converter |
| TWI264172B (en) | 2001-08-29 | 2006-10-11 | Oqo Inc | Bi-directional DC power conversion system |
| JP5474488B2 (en) * | 2009-10-29 | 2014-04-16 | 国立大学法人 大分大学 | DC-DC converter |
-
1994
- 1994-12-14 JP JP06332973A patent/JP3143848B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08168240A (en) | 1996-06-25 |
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