JPH09298873A - Power supply for oa apparatus - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply having a higher power factor and reliability. SOLUTION: Reactors L/L1, L2 and a partial smoothing circuit 8 are provided between a rectifier D1 for full-wave rectifying of an AC input and a primary coil Np of the transformer T to charge a third capacitor C3 of the partial smoothing circuit 8 with an AC input and the power generated by a power feedback coil Nf when the switching element Q is off. This charging power is supplied to the primary coil Np even at the valley part of the impulse of the AC input via the switching element Q to stabilize the switching operation to set the power consumption to a high power factor. An exhaust noise is reduced to the AC input line by means of the reactors L/L1, L2. A capacitor C4 is added to further reduce the noise.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＡ機器用電源装
置に関し、特に全波整流回路の交流入力電流の流れる時
間を広げることにより、交流入力の力率を改善して、交
流電力使用上の高調波規制，電圧変動規制に対応できる
ようにし、安定したスイッチング動作を行い出力電圧の
安定化をはかるスイッチングレギュレータ回路に関する
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device for OA equipment, and more particularly, by extending the time during which the AC input current of a full-wave rectifier circuit flows, the power factor of the AC input is improved to improve the use of AC power. The present invention relates to a switching regulator circuit capable of complying with harmonic regulation and voltage fluctuation regulation and performing stable switching operation to stabilize output voltage.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来、ＯＡ機器用電源装置の場合、一般
的には商用入力電源にコンデンサインプット型整流平滑
回路を配置し、その後にＤＣ／ＤＣコンバータを接続し
たいわゆるスイッチングレギュレータ方式をとってい
た。しかしながら入力部にコンデンサインプット型整流
平滑回路を配置しているため、入力電流は該整流平滑回
路の、整流後の脈流を平滑化するコンデンサ（平滑コン
デンサ）への充電電流となり、交流入力電流のピーク
値，実効値ともに大きく、平滑コンデンサの、内部損失
による発熱，寿命の低下や、商用電源ラインでの高調波
障害等の危険性も指摘され始めた。2. Description of the Related Art Conventionally, in the case of a power supply device for office automation equipment, generally, a so-called switching regulator system has been adopted in which a capacitor input type rectifying / smoothing circuit is arranged in a commercial input power supply and a DC / DC converter is connected thereafter. . However, since the capacitor input type rectifying / smoothing circuit is arranged in the input section, the input current becomes a charging current to the capacitor (smoothing capacitor) that smoothes the rectified pulsating current of the rectifying / smoothing circuit, and the AC input current Both the peak value and the effective value are large, and the danger of heat generation due to internal loss of the smoothing capacitor, shortening of the life, and harmonic interference in the commercial power line has begun to be pointed out.

【０００３】これらを解決することを意図した１つの電
源回路が、特開平３−６５０５０号公報に提示されてい
る。この電源回路の概要を図８に、また、該回路の各部
の電圧および電流を図９に示す。この基本回路は１石フ
ォワード形スイッチングレギュレータである。交流電源
１からの交流電圧（図９の（ａ））は、第１整流手段Ｄ
１で全波整流後、小容量の第１コンデンサＣ１で平滑化
される。第１コンデンサＣ１に充電された直流電圧（略
脈流、図９の（ｂ））はトランスＴの一次巻線Ｎｐとス
イッチング素子Ｑとの直列回路に供給され、高周波（通
常２０〜２００ＫＨｚ）で駆動されているスイッチング
素子Ｑにより、オン／オフされる。図９の（ｃ）はこの
時のスイッチング素子Ｑの電圧波形（トランスＴの一次
巻線Ｎｐに印加される電圧波形）を示す。One power supply circuit intended to solve these problems is presented in Japanese Patent Laid-Open No. 3-65050. FIG. 8 shows an outline of this power supply circuit, and FIG. 9 shows the voltage and current of each part of the circuit. This basic circuit is a one-stone forward type switching regulator. The AC voltage from the AC power source 1 ((a) in FIG. 9) is the first rectifying means D.
After full-wave rectification at 1, it is smoothed by the small-capacity first capacitor C1. The DC voltage charged in the first capacitor C1 (substantially pulsating current, (b) in FIG. 9) is supplied to the series circuit of the primary winding Np of the transformer T and the switching element Q, and at high frequency (usually 20 to 200 KHz). It is turned on / off by the switching element Q being driven. FIG. 9C shows the voltage waveform of the switching element Q at this time (the voltage waveform applied to the primary winding Np of the transformer T).

【０００４】これにより、トランスＴの二次巻線Ｎｓに
交流起電力を生じ、この起電力をスイッチング素子Ｑが
オンの時のみ出力するように、ダイオード２，３，チョ
ーク４と大容量コンデンサ５からなる整流平滑手段６
が、二次巻線Ｎｓが発生する交流を整流および平滑化
し、直流電圧Ｖoutを出力する。スイッチングドライバ
を含む制御回路７は、出力電圧Ｖoutを出力基準電圧Ｖr
ef（図示せず）と比較し、その差信号を所定の周波数で
パルス幅変調（ＰＷＭ）し、駆動信号（ＰＷＭパルス）
をスイッチング素子Ｑのベース／エミッタ間に印加し
て、スイッチング素子Ｑを駆動する。この時のパルス幅
（オン時間）は、出力電圧Ｖoutと出力基準電圧Ｖrefと
の差信号に対応しており、出力電圧Ｖoutが出力基準電
圧Ｖrefより高ければ狭く、低い場合は広くなるように
変調される。As a result, an alternating electromotive force is generated in the secondary winding Ns of the transformer T, and this electromotive force is output only when the switching element Q is on. Rectifying / smoothing means 6
, Rectifies and smoothes the alternating current generated by the secondary winding Ns, and outputs a direct current voltage Vout. The control circuit 7 including the switching driver outputs the output voltage Vout to the output reference voltage Vr.
Compared with ef (not shown), the difference signal is pulse width modulated (PWM) at a predetermined frequency, and a drive signal (PWM pulse)
Is applied between the base and the emitter of the switching element Q to drive the switching element Q. The pulse width (ON time) at this time corresponds to the difference signal between the output voltage Vout and the output reference voltage Vref, and is modulated so that the output voltage Vout is narrower if it is higher than the output reference voltage Vref, and wide if it is lower. To be done.

【０００５】この一連のフィードバック制御により出力
電圧は常に一定となる。すなわち基準電圧（目標値）に
安定化する。トランスＴの一次側に配置された電力帰還
用巻線Ｎｆは、スイッチング素子Ｑがオフの時にトラン
スＴの電力帰還用巻線Ｎｆに発生するフライバックエネ
ルギーを、第２整流手段Ｄ２，トランスＴの電力帰還用
巻線Ｎｆおよび第２コンデンサＣ２からなる直列回路で
第２コンデンサＣ２に蓄え、整流手段Ｄを介してトラン
スＴの一次巻線Ｎｐに帰還させようとするものである。By this series of feedback control, the output voltage is always constant. That is, the voltage is stabilized to the reference voltage (target value). The power feedback winding Nf arranged on the primary side of the transformer T transfers flyback energy generated in the power feedback winding Nf of the transformer T when the switching element Q is off, to the second rectifying means D2 and the transformer T. A series circuit including a power feedback winding Nf and a second capacitor C2 stores the power in the second capacitor C2 and feeds it back to the primary winding Np of the transformer T via the rectifying means D.

【０００６】このようにすることにより、図９の（ｃ）
に示すスイッチング波形となり、又この時の第１整流手
段Ｄ１出力部の電流波形は図９の（ｄ）のようになり、
交流入力部（Ｄ１入力部）での電流波形では、図９の
（ｅ）のようになる。By doing so, (c) of FIG.
And the current waveform of the output part of the first rectifying means D1 at this time is as shown in (d) of FIG.
The current waveform at the AC input section (D1 input section) is as shown in (e) of FIG.

【０００７】スイッチング素子Ｑがオフのとき発生する
フライバックエネルギーは、トランスＴの電力帰還用巻
線Ｎｆから大容量の第２コンデンサＣ２に充電され、第
３整流手段Ｄを介してトランスＴの一次巻線Ｎｐに供給
され、この結果第１整流手段Ｄ１の直流出力端における
脈流電圧の谷の部分（交流入力の零レベル近傍）でもス
イッチング動作が行なわれ、交流入力の広い範囲で電流
が流れ、交流入力の力率が改善される。Flyback energy generated when the switching element Q is turned off is charged from the power feedback winding Nf of the transformer T into the large-capacity second capacitor C2, and the primary of the transformer T is passed through the third rectifying means D. The current is supplied to the winding Np, and as a result, the switching operation is performed even in the valley portion of the pulsating voltage (near the zero level of the AC input) at the DC output end of the first rectifying means D1, and the current flows in a wide range of the AC input. , The AC input power factor is improved.

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、トラン
スＴのリセット巻線Ｎｒの巻数はトランスＴの一次巻線
Ｎｐとほぼ同じとするのが一般的でありこの場合、フラ
イバックエネルギーはそのときの入力電圧の波高値に略
比例の傾向があり、第１整流手段Ｄ１の出力（略脈流）
の波高値の高いときはそれなりのフライバックエネルギ
ーとして取り出されるが、第１整流手段Ｄ１の出力の波
高値の低い谷間ではほとんど取り出せず、谷間の電圧を
持ち上げるまでは至らない。この傾向は入力電圧にも影
響を受け、入力電圧の高い時は大きいフライバックエネ
ルギーが取り出せるが、低入力ではほとんど取り出せな
くなる。従って第１整流手段２の出力の波高値の低い谷
間近傍や、低入力電圧時では安定したスイッチング動作
は行われず、通常のコンデンサインプット型の整流平滑
回路方式と比較すれば入力電流のピーク電流，実効電流
は低減されるものの、その効果は満足できるものではな
い。However, the number of turns of the reset winding Nr of the transformer T is generally set to be substantially the same as that of the primary winding Np of the transformer T. In this case, the flyback energy is the input at that time. There is a tendency of being substantially proportional to the peak value of the voltage, and the output of the first rectifying means D1 (substantial pulsating current)
When the crest value is high, the flyback energy is extracted as appropriate, but it is hardly extracted in the valley of the output of the first rectifying means D1 having a low crest value, and the voltage of the valley is not raised. This tendency is also affected by the input voltage, and large flyback energy can be extracted when the input voltage is high, but almost cannot be extracted when the input is low. Therefore, stable switching operation is not performed near the valley where the peak value of the output of the first rectifying means 2 is low, or when the input voltage is low, and the peak current of the input current is lower than that of the normal capacitor input type rectifying and smoothing circuit method. Although the effective current is reduced, the effect is not satisfactory.

【０００９】また、コンデンサインプット型整流平滑回
路を配置した一般的なスイッチングレギュレータと違っ
て、トランスＴの一次巻線Ｎｐに印加される電圧の変化
幅（ΔＶ）がＡＣ１００Ｖ入力の場合約１４０Ｖと極め
て大きく、トランスＴの一次二次巻数比を大きくとる必
要があり、トランスの大型化を招いていた。このような
回路構成では、入力が略脈流のため出力に大きなリプル
電圧を含み、入力瞬断に対しても弱いものであった。図
８の回路構成で１００Ｖ入力、１５０Ｗ出力、第１コン
デンサＣ１＝０．２２μＦ、第２コンデンサＣ２＝１０
０μＦで試作した結果では、力率０．８８，変換効率が
７５％、入力電流はピーク値４Ａ、実効値２．２８Ａと
のことであった。一般的なスイッチングレギュレータ方
式電源の場合の力率は、０．５から０．６程度であり、
これと比較すると力率は向上したものの不十分で、変換
効率の低下等不具合も多かった。Further, unlike a general switching regulator in which a capacitor input type rectifying / smoothing circuit is arranged, the change width (ΔV) of the voltage applied to the primary winding Np of the transformer T is about 140 V when the input voltage is 100 V AC. Since it is necessary to increase the ratio of the primary and secondary turns of the transformer T, the transformer is upsized. In such a circuit configuration, since the input has a substantially pulsating flow, a large ripple voltage is included in the output, and it is vulnerable to an input interruption. In the circuit configuration of FIG. 8, 100 V input, 150 W output, first capacitor C1 = 0.22 μF, second capacitor C2 = 10
As a result of trial manufacture at 0 μF, the power factor was 0.88, the conversion efficiency was 75%, the input current was a peak value of 4 A, and the effective value was 2.28 A. The power factor of a general switching regulator power supply is about 0.5 to 0.6,
Compared with this, although the power factor was improved, it was insufficient, and there were many problems such as reduction in conversion efficiency.

【００１０】本発明はこれらの欠点を解決して、高力率
で高信頼性の電源装置を提供することを目的とする。An object of the present invention is to solve these drawbacks and provide a power supply device with high power factor and high reliability.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明では、トランスＴの電力帰還用巻線Ｎｆから
スイッチング素子Ｑがオフのときのみではなく、オンの
時の起電力も積極的に取り出して、入力からみた脈流谷
間の部分のスイッチング動作をより安定化させて高力率
化かつ高効率化をはかる。To achieve this object, in the present invention, not only when the switching element Q is turned off from the power feedback winding Nf of the transformer T, but also when the switching element Q is turned on, the electromotive force is positively generated. By taking advantage of this, the switching operation of the portion between the pulsating valleys seen from the input is made more stable to achieve high power factor and high efficiency.

【００１２】（１） 本発明のＯＡ機器用電源装置は、
交流電源(1)を整流する第１整流手段(D1)と、その整流
出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ(C1)と、
第１コンデンサ(C1)のプラス側に一端が接続される一次
巻線(Np)及び電力帰還巻線(Nf)ならびに二次巻線(Ns)を
有するトランス(T)と、前記一次巻線(Np)の他端と第１
コンデンサ(C1)のマイナス側間に介挿されたスイッチン
グ素子(Q)と、第１コンデンサのプラス側，マイナス側
間に配置された大容量の第２コンデンサ(C2)，第３コン
デンサ(C3)，第３整流手段(D3)，第４整流手段(D4)，第
５整流手段(D5)とで構成される部分平滑回路(8)と、第
１コンデンサ(C1)のマイナス側から前記電力帰還巻線(N
f)の一端との間に順方向となるよう接続された第２整流
手段(D2)と、前記二次巻線(Ns)に接続された整流平滑手
段(6)と、該整流平滑手段(6)からの出力電圧を検出し
て、前記スイッチング素子(Q)をオン／オフするドライ
ブ手段(7)とで構成されるＯＡ機器用電源装置に於い
て、前記電力帰還巻線(Nf)の他端と第３コンデンサ(C3)
のプラス側とを接続し、第１コンデンサ(C1)のプラス側
と前記部分平滑回路(8)のプラス側との間にインダクタ
(L)を配置したことを特徴とする。なお、理解を容易に
するためにカッコ内には、図１に示し後述する第１実施
例の対応要素の符号を、参考までに付記した。(1) The power supply device for OA equipment of the present invention is
A first rectifying means (D1) for rectifying the AC power supply (1), and a small-capacity first capacitor (C1) connected between the rectified output terminals thereof,
A transformer (T) having a primary winding (Np), a power feedback winding (Nf), and a secondary winding (Ns), one end of which is connected to the positive side of the first capacitor (C1); Np) other end and first
A switching element (Q) inserted between the negative side of the capacitor (C1) and a large-capacity second capacitor (C2) and third capacitor (C3) arranged between the positive side and the negative side of the first capacitor. , A partial smoothing circuit (8) composed of a third rectifying means (D3), a fourth rectifying means (D4) and a fifth rectifying means (D5), and the power feedback from the negative side of the first capacitor (C1). Winding (N
f) a second rectifying means (D2) connected to one end in the forward direction, a rectifying and smoothing means (6) connected to the secondary winding (Ns), and the rectifying and smoothing means ( In the power supply device for OA equipment, which comprises the drive means (7) for detecting the output voltage from 6) and turning on / off the switching element (Q), the power feedback winding (Nf) The other end and the third capacitor (C3)
The positive side of the first capacitor (C1) and the positive side of the partial smoothing circuit (8).
It is characterized in that (L) is arranged. In order to facilitate understanding, the reference numerals of corresponding elements of the first embodiment shown in FIG. 1 and described later are added in parentheses for reference.

【００１３】これによれば、交流入力(1)は第１整流手
段(D1)で脈流電圧となった後、小容量の第１コンデンサ
(C1)とインダクタ(L)からなるフィルタ回路を経て、部
分平滑回路(8)のコンデンサ(C2,C3)に充電され、平滑化
される。部分平滑回路(8)は、第１コンデンサ(C1)，イ
ンダクタ(L)を経た脈流出力電圧の波高値が高い間該回
路(8)のコンデンサ(C2,C3)を充電し、脈流出力電圧が下
降すると、コンデンサ(C2,C3)の電力を、スイッチング
素子(Q)がオンのときに一次巻線Ｎｐに放電する。加え
て、部分平滑回路(8)の第３コンデンサ(C3)には、スイ
ッチング素子(Q)がオフ時、電力帰還用巻線(Nf)から取
り出した電力が蓄えられる。According to this, after the AC input (1) becomes a pulsating voltage by the first rectifying means (D1), the first capacitor having a small capacity
After passing through a filter circuit composed of (C1) and an inductor (L), the capacitors (C2, C3) of the partial smoothing circuit (8) are charged and smoothed. The partial smoothing circuit (8) charges the capacitors (C2, C3) of the circuit (8) while the peak value of the pulsating current output voltage passing through the first capacitor (C1) and the inductor (L) is high, and the pulsating current output When the voltage drops, the electric power of the capacitors (C2, C3) is discharged to the primary winding Np when the switching element (Q) is on. In addition, the third capacitor (C3) of the partial smoothing circuit (8) stores the electric power extracted from the power feedback winding (Nf) when the switching element (Q) is off.

【００１４】これらの結果、第１コンデンサ(C1)および
部分平滑回路(8)に蓄えられた電力がトランスＴの一次
巻線Ｎｐに供給される。この電圧は図２の（ｂ）に示す
ような波形となり、従来例の図９の（ｂ）と比較して、
交流入力電圧の０ボルト近辺（位相０,１８０度）の電
圧が大幅に高くなり、ほぼ直流電圧となるものである。
この結果、スイッチング素子(Q)のスイッチング波形を
数ミリ秒単位で観察すると、図２の（ｃ）に示すよう
に、交流入力電圧の０ボルト近辺でも安定したスイッチ
ング動作が確認できる。このときの第１整流手段(D1)の
出力部の電流は、図２の（ｄ）のように、交流入力部の
電流では図２の（ｅ）のように、いずれも交流入力電圧
の広い範囲で安定して電流が流れ、ピーク電流も少ない
ことがうかがわれる。As a result, the electric power stored in the first capacitor (C1) and the partial smoothing circuit (8) is supplied to the primary winding Np of the transformer T. This voltage has a waveform as shown in FIG. 2 (b), which is higher than that of the conventional example shown in FIG. 9 (b).
The voltage in the vicinity of 0 volt (phase 0,180 degrees) of the AC input voltage is significantly increased and becomes almost DC voltage.
As a result, when the switching waveform of the switching element (Q) is observed in units of several milliseconds, stable switching operation can be confirmed even in the vicinity of 0 V of the AC input voltage, as shown in (c) of FIG. At this time, the output current of the first rectifying means (D1) has a wide AC input voltage as shown in FIG. 2D and the AC input current has a wide AC input voltage. It can be seen that the current flows stably in the range and the peak current is also small.

【００１５】とくに、第１コンデンサ(C1)の後段にイン
ダクタ(L)を配置したフィルタ構成としたことにより、
入力電流波形に含まれる高周波成分が吸収されて、入力
電流波形が改善されて、高調波電流成分が減衰できて力
率が向上し、入力電源ラインから流出する雑音端子電圧
や、電界強度等のノイズも改善をはかれるようになる。
このように本発明によれば、前述の従来例に対して僅
かの部品追加で部分平滑回路(8)を構成でき、さらに小
容量のインダクタ(L)の追加により、部分平滑回路(8)お
よび入力部のインダクタ(L)との相乗効果で、電力帰還
型の高力率，高効率，高出力，高信頼性，低ノイズおよ
びコンパクトな電源装置が、低コストのまま提供でき
る。Particularly, by adopting a filter configuration in which the inductor (L) is arranged after the first capacitor (C1),
The high frequency component contained in the input current waveform is absorbed, the input current waveform is improved, the harmonic current component can be attenuated, the power factor is improved, and noise terminal voltage flowing out from the input power supply line, electric field strength, etc. Noise will also be improved.
As described above, according to the present invention, the partial smoothing circuit (8) can be configured by adding a few parts to the above-mentioned conventional example, and by adding the inductor (L) having a smaller capacity, the partial smoothing circuit (8) and Due to the synergistic effect with the inductor (L) in the input part, a power feedback type high power factor, high efficiency, high output, high reliability, low noise and compact power supply device can be provided at low cost.

【００１６】[0016]

【発明の実施の形態】BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

（２） 第１コンデンサ(C1)のプラス側と部分平滑回路
(8)のプラス側との間に介挿したインダクタ(L)を第１イ
ンダクタ(L1)とすると、さらに、第１コンデンサ(C1)の
マイナス側と部分平滑回路(8)のマイナス側との間に第
２インダクタ(L2)を介挿した(図3)。(2) Positive side of the first capacitor (C1) and partial smoothing circuit
When the inductor (L) inserted between the positive side of (8) is the first inductor (L1), the negative side of the first capacitor (C1) and the negative side of the partial smoothing circuit (8) A second inductor (L2) was inserted between them (Fig. 3).

【００１７】これによれば、上記（１）の作用効果に加
えて、ＡＣ入力のライン側およびニュートラル側から流
出する雑音端子電圧や電界強度等のノイズをも均等に低
減できるようになり、ノイズの少ない、より高出力の、
より信頼性の高い、しかも高力率，高効率の電源装置を
極めてコンパクト、低コストで提供できる。According to this, in addition to the effect of (1) above, noise such as noise terminal voltage and electric field strength flowing out from the line side and the neutral side of the AC input can be reduced evenly, and noise can be reduced. Less, higher output,
It is possible to provide a more reliable, high power factor and high efficiency power supply device at an extremely compact size and at low cost.

【００１８】（３） 第１および第２インダクタ(L1,L
2)は、コアを共通として同一磁気回路とした(図4)。こ
れによれば、上記（１）および（２）の作用効果に加え
て、同一磁気回路上に構成されたインダクタ(L1,L2)は
ノーマルモードのノイズ低減ばかりでなく、コモンモー
ドのノイズ低減効果も期待でき、高調波低減とノイズ低
減がはかれ、ＡＣ入力部に配置されるノイズフィルタ(C
1,L1,L2)の簡略化も可能となり、ノイズの少ない、より
高出力の、より信頼性の高い、しかも高力率、高効率の
電源装置を極めてコンパクト、低コストで提供できる。(3) First and second inductors (L1, L
In 2), the same magnetic circuit has a common core (Fig. 4). According to this, in addition to the effects of (1) and (2) above, the inductors (L1, L2) configured on the same magnetic circuit not only reduce noise in normal mode, but also reduce noise in common mode. The noise filter (C
(1, L1, L2) can be simplified, and a power supply with less noise, higher output, higher reliability, high power factor, and high efficiency can be provided in an extremely compact size and at low cost.

【００１９】（４） インダクタ(L)と部分平滑回路(8)
のプラス側との接続点と、第１コンデンサのマイナス側
と第５整流手段(D5)のアノ-ドとの接続点との間に、小
容量の第４コンデンサ(C4)を接続した(図5)。これによ
れば、上記（１）の作用効果に加えて、ノーマルモード
に対してのフィルタが強化され、上記（１）以上の力率
改善やノイズ低減が可能となり、より高出力の、より信
頼性の高い、しかも高力率、高効率の電源装置を極めて
コンパクト、低コストで提供できる。(4) Inductor (L) and partial smoothing circuit (8)
A small-capacity fourth capacitor (C4) was connected between the connection point with the positive side of and the connection point between the negative side of the first capacitor and the anode of the fifth rectifying means (D5) (Fig. Five). According to this, in addition to the effect of (1) above, the filter for the normal mode is strengthened, power factor improvement and noise reduction above (1) can be achieved, and higher output and more reliable It is possible to provide a highly efficient, high power factor, highly efficient power supply device at an extremely compact size and at low cost.

【００２０】（５） 第１インダクタ(L1)と第２コンデ
ンサのプラス側との接続的と、第２インダクタ(L2)と第
５整流手段のアノ−ドとの接続点との間に、小容量の第
４コンデンサ(C4)を接続した(図6,図7)。これによれ
ば、上記（２）の作用効果に加えて、ノーマルモードに
対してのフィルタが強化され、上記（２）以上の力率改
善やノイズ低減が可能となり、ノイズの少ない、より高
出力の、より信頼性の高い、しかも高力率、高効率の電
源装置を極めてコンパクト、低コストで提供できる。(5) Between the connection between the first inductor (L1) and the positive side of the second capacitor and the connection point between the second inductor (L2) and the anode of the fifth rectifying means, a small A fourth capacitor (C4) with a capacity was connected (Figs. 6 and 7). According to this, in addition to the action and effect of the above (2), the filter for the normal mode is strengthened, and it is possible to improve the power factor and reduce the noise of the above (2), less noise, and higher output. It is possible to provide a highly reliable, high power factor, high efficiency power supply device with extremely compact size and low cost.

【００２１】更に、第１および第２インダクタ(L1,L2)
を、コアを共通として同一磁気回路とした態様(図7)で
は、インダクタ(L1,L2)はノーマルモードのノイズ低減
ばかりでなく、コモンモードのノイズ低減効果も期待で
きる。上記（３）と比較しても、第４コンデンサ(C4)の
配置により、ノーマルモード成分のノイズ低減効果が大
きくなるものである。コモン、ノーマルモードのノイズ
に対してフィルタが強化され、ＡＣ入力部に配置される
ノイズフィルタ(C1,L1,L2)の簡略化も可能となるもので
ある。ノイズの少ない、より高出力の、より信頼性の高
い、しかも高力率、高効率の電源装置を極めてコンパク
ト、低コストで提供できる。Further, the first and second inductors (L1, L2)
In the mode (FIG. 7) in which the cores are common and the same magnetic circuit is used, the inductors (L1, L2) can be expected not only to reduce noise in the normal mode but also to reduce noise in the common mode. Compared to the above (3), the noise reduction effect of the normal mode component is increased by the arrangement of the fourth capacitor (C4). The filter is reinforced against common and normal mode noise, and the noise filters (C1, L1, L2) arranged in the AC input section can be simplified. It is possible to provide a power supply device with less noise, higher output, higher reliability, high power factor and high efficiency, which is extremely compact and low cost.

【００２２】本発明の他の目的および特徴は、図面を参
照した以下の実施例の説明より明らかになろう。Other objects and features of the present invention will become apparent from the following description of embodiments with reference to the drawings.

【００２３】[0023]

【実施例】【Example】

−第１実施例− 図１に本発明の第１実施例を示す。図１において、図８
に示した従来例と同一又は対応する要素には、同一符号
を付けた。第１実施例は、交流電源１が与える交流電力
を整流する第１整流手段Ｄ１と、その整流出力端間に接
続された小容量の第１コンデンサＣ１と、第１コンデン
サＣ１のプラス側に一端が接続されるインダクタＬと、
インダクタＬの他端側に一端が接続される一次巻線Ｎｐ
及び電力帰還巻線Ｎｆならびに二次巻線Ｎｓを有するト
ランスＴと、トランス一次巻線Ｎｐの他端と第１コンデ
ンサＣ１のマイナス側間に介挿されたスイッチング素子
Ｑと、一次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑとの直列回路
に並列に接続された部分平滑回路８と、第１コンデンサ
Ｃ１のマイナス側から、一端が部分平滑回路８の第３コ
ンデンサＣ３のプラス側に接続された電力帰還巻線Ｎｆ
の他端との間に順方向となるよう接続された第２整流手
段Ｄ２と、スイッチング素子Ｑをオン／オフするスイッ
チングドライバを含む制御回路７と、二次巻線Ｎｓに接
続された整流平滑回路６と、で構成される。-First Embodiment- FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. In FIG.
The same or corresponding elements as those in the conventional example shown in FIG. In the first embodiment, a first rectifying means D1 for rectifying the AC power supplied from the AC power source 1, a small-capacity first capacitor C1 connected between the rectified output terminals, and one end on the positive side of the first capacitor C1. An inductor L connected to
A primary winding Np whose one end is connected to the other end of the inductor L
A transformer T having a power feedback winding Nf and a secondary winding Ns, a switching element Q interposed between the other end of the transformer primary winding Np and the negative side of the first capacitor C1, and a primary winding Np. Partial smoothing circuit 8 connected in parallel to the series circuit with the switching element Q, and a power feedback winding whose one end is connected to the positive side of the third capacitor C3 of the partial smoothing circuit 8 from the negative side of the first capacitor C1. Nf
Second rectifying means D2 connected to the other end of the switching element in the forward direction, a control circuit 7 including a switching driver for turning on / off the switching element Q, and rectifying / smoothing connected to the secondary winding Ns. And a circuit 6.

【００２４】部分平滑回路８は、大容量の第２コンデン
サＣ２および第３コンデンサＣ３と、それらの間に介挿
された第４整流手段Ｄ４との直列回路（Ｃ２＋Ｄ４＋Ｃ
３）を含み、この直列回路（Ｃ２＋Ｄ４＋Ｃ３）が、一
次巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑとの直列回路（Ｎｐ＋
Ｑ）に並列に接続されている。部分平滑回路８には更
に、第２コンデンサＣ２のマイナス側をコンデンサＣ１
のマイナス側に接続する第５整流手段と、コンデンサＣ
３のプラス側を一次巻線Ｎｐのプラス側に接続する第３
整流手段Ｄ３があり、第５整流手段Ｄ５，第４整流手段
Ｄ４および第３整流手段Ｄ３は、この順を順方向として
直列接続されており、この直列回路（Ｄ５＋Ｄ４＋Ｄ
３）が、直列回路（Ｎｐ＋Ｑ）に並列に接続されている
ことになる。整流平滑回路６は、トランスＴの二次巻線
Ｎｓが発生する電圧を整流するダイオード２，３および
平滑用のインダクタ４，コンデンサ５を含む。The partial smoothing circuit 8 is a series circuit (C2 + D4 + C) of a large-capacity second capacitor C2 and a third capacitor C3 and a fourth rectifying means D4 interposed between them.
3), and this series circuit (C2 + D4 + C3) is a series circuit (Np +) of the primary winding Np and the switching element Q.
Q) is connected in parallel. In the partial smoothing circuit 8, the negative side of the second capacitor C2 is further connected to the capacitor C1.
Fifth rectifying means connected to the negative side of the capacitor C
3rd connecting the positive side of 3 to the positive side of the primary winding Np
There is a rectifying means D3, and the fifth rectifying means D5, the fourth rectifying means D4, and the third rectifying means D3 are connected in series in this order as the forward direction, and this series circuit (D5 + D4 + D
3) is connected in parallel to the series circuit (Np + Q). The rectifying / smoothing circuit 6 includes diodes 2 and 3 that rectify the voltage generated by the secondary winding Ns of the transformer T, an inductor 4 for smoothing, and a capacitor 5.

【００２５】第１整流手段Ｄ１，小容量の第１コンデン
サＣ１，第２整流手段Ｄ２，トランスＴ，スイッチング
素子Ｑ，整流平滑回路６および制御回路７の組合せは、
図８に示す従来例と同じである。第１実施例の、従来例
（図８）との違いは、第１コンデンサＣ１の後段にイン
ダクタＬ及び部分平滑回路８を接続して、電力帰還用巻
線Ｎｆからのエネルギーを部分平滑回路８の第３コンデ
ンサＣ３に帰還する点である。インダクタＬの磁性材
（コア）としては、商用周波数から高周波まで特性の優
れたものであれば申し分ないが、一般的のものでは、ダ
ストスコア，珪素鋼板，アモルファスコアやこれらの複
合材が適している。The combination of the first rectifying means D1, the small-capacity first capacitor C1, the second rectifying means D2, the transformer T, the switching element Q, the rectifying / smoothing circuit 6 and the control circuit 7 is:
This is the same as the conventional example shown in FIG. The difference between the first embodiment and the conventional example (FIG. 8) is that the inductor L and the partial smoothing circuit 8 are connected in the subsequent stage of the first capacitor C1 so that the energy from the power feedback winding Nf is partially smoothed. This is the point of returning to the third capacitor C3. The magnetic material (core) of the inductor L is satisfactory as long as it has excellent characteristics from commercial frequencies to high frequencies, but in general, dust core, silicon steel plate, amorphous core and composite materials thereof are suitable. There is.

【００２６】交流入力１は第１整流手段Ｄ１で脈流電圧
となった後、小容量の第１コンデンサＣ１とインダクタ
Ｌからなるフィルタ回路を経て、第２コンデンサＣ２お
よび第３コンデンサＣ３を充電する。After the AC input 1 becomes a pulsating voltage by the first rectifying means D1, the second capacitor C2 and the third capacitor C3 are charged through a filter circuit composed of a small-capacity first capacitor C1 and an inductor L. .

【００２７】スイッチング素子Ｑのオン時、交流入力１
が第１整流手段Ｄ１で脈流電圧となった後、小容量の第
１コンデンサＣ１とインダクタＬからなるフィルタ回路
を経てトランスＴの一次巻線Ｎｐに流れるが、第２およ
び第３コンデンサＣ２，Ｃ３の充電電力も一次巻線Ｎｐ
に流れる。トランスＴの二次巻線Ｎｓに発生した起電力
は、二次回路である平滑整流回路６を充電し、直流Ｖou
tとして出力される。AC input 1 when switching element Q is on
Becomes a pulsating voltage by the first rectifying means D1, and then flows to the primary winding Np of the transformer T through a filter circuit composed of a small-capacity first capacitor C1 and an inductor L, but the second and third capacitors C2, C2. The charging power of C3 is also the primary winding Np
Flows to The electromotive force generated in the secondary winding Ns of the transformer T charges the smoothing rectification circuit 6 which is a secondary circuit, and the direct current Vou
Output as t.

【００２８】次に、このスイッチング素子Ｑがオフする
と、電力帰還巻線Ｎｆに発生した起電力は、電力帰還巻
線Ｎｆ→第３コンデンサＣ３→第２整流手段Ｄ２→電力
帰還巻線Ｎｆからなる直列回路によって第３コンデンサ
Ｃ３に充電され、この充電された電力を次のスイッチン
グ動作に活用すべく、第２コンデンサＣ２の電力は、第
２コンデンサＣ２→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素子Ｑ
→第５整流手段Ｄ５→第２コンデンサＣ２のループで、
また、第３コンデンサＣ３の電力は、第３コンデンサＣ
３→第３整流手段Ｄ３→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素
子Ｑ→第３コンデンサＣ３のループで、一次巻線Ｎｐに
流れる。このように、部分平滑回路８のコンデンサＣ３
は、スイッチング素子Ｑがオフ時、電力帰還用巻線Ｎｆ
から取り出した電力を蓄えて、交流入力の脈流電圧の低
い期間にトランスＴに給電するので、電源装置の交流／
直流変換効率が高い。Next, when the switching element Q is turned off, the electromotive force generated in the power feedback winding Nf is composed of the power feedback winding Nf → the third capacitor C3 → the second rectifying means D2 → the power feedback winding Nf. The third capacitor C3 is charged by the series circuit, and the power of the second capacitor C2 is changed from the second capacitor C2 to the primary winding Np to the switching element Q in order to utilize the charged power for the next switching operation.
→ fifth rectifying means D5 → loop of the second capacitor C2,
Also, the power of the third capacitor C3 is
In the loop of 3 → third rectifying means D3 → primary winding Np → switching element Q → third capacitor C3, the current flows to the primary winding Np. Thus, the capacitor C3 of the partial smoothing circuit 8
Is the power feedback winding Nf when the switching element Q is off.
The electric power extracted from the power supply device is stored and is supplied to the transformer T while the pulsating voltage of the AC input is low.
High DC conversion efficiency.

【００２９】第１コンデンサＣ１およびインダクタＬを
経た脈流出力電圧の波高値が、部分平滑回路８の第２，
第３コンデンサＣ２，Ｃ３に充電されているそれぞれの
電圧より高い期間は、第２コンデンサ２→第４整流手段
Ｄ４→第３コンデンサＣ３の経路で二つのコンデンサが
充電され、脈流出力電圧が下降して第２，第３コンデン
サＣ２，Ｃ３それぞれの充電電圧を下回ると、第２コン
デンサＣ２→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素子Ｑ→第５
整流手段Ｄ５→第２コンデンサＣ２のループで、また、
第３コンデンサＣ３の電力は、第３コンデンサＣ３→第
３整流手段Ｄ３→一次巻線Ｎｐ→スイッチング素子Ｑ→
第３コンデンサＣ３のループで、コンデンサＣ２，Ｃ３
の電力がトランスＴの一次巻線Ｎｐに供給される。これ
らの結果、安定したスイッチング動作が行なわれ、交流
入力の力率が高くなる。The peak value of the pulsating current output voltage passing through the first capacitor C1 and the inductor L is the second peak of the partial smoothing circuit 8.
While the voltage is higher than the respective voltages charged in the third capacitors C2 and C3, the two capacitors are charged in the path of the second capacitor 2 → the fourth rectifying means D4 → the third capacitor C3, and the pulsating current output voltage decreases. Then, when the charging voltage of each of the second and third capacitors C2 and C3 falls below, the second capacitor C2 → the primary winding Np → the switching element Q → the fifth
In the loop of the rectifying means D5 → the second capacitor C2,
The power of the third capacitor C3 is as follows: third capacitor C3 → third rectifying means D3 → primary winding Np → switching element Q →
In the loop of the third capacitor C3, capacitors C2, C3
Is supplied to the primary winding Np of the transformer T. As a result, stable switching operation is performed, and the power factor of the AC input is increased.

【００３０】部分平滑回路８の電圧は図２の（ｂ）に示
すような波形となり、従来例の図９の（ｂ）と比較し
て、交流入力電圧の０ボルト近辺（位相０，１８０度）
の電圧が大幅に高くなり、ほぼ直流電圧となるものであ
る。この結果スイッチング素子Ｑのスイッチング波形を
数ミリ秒単位で観察すると、図２の（ｃ）に示すよう
に、交流入力電圧の０ボルト近辺でも安定したスイッチ
ング動作が確認できる。このときの第１整流手段Ｄ１の
出力部の電流は図２の（ｄ）のように、交流入力部の電
流では図２の（ｅ）のように、いずれも交流入力電圧の
広い範囲で安定して電流が流れ、ピーク電流も少ないこ
とがうかがわれる。The voltage of the partial smoothing circuit 8 has a waveform as shown in FIG. 2B. Compared with FIG. 9B of the conventional example, the voltage is in the vicinity of 0 volt of the AC input voltage (phase 0, 180 degrees). )
The voltage of becomes substantially higher and becomes almost DC voltage. As a result, when the switching waveform of the switching element Q is observed in units of several milliseconds, stable switching operation can be confirmed even in the vicinity of 0 V of the AC input voltage, as shown in (c) of FIG. At this time, the current of the output part of the first rectifying means D1 is stable in the wide range of the AC input voltage as shown in FIG. 2D and the current of the AC input part is shown in FIG. 2E. Then, it can be seen that the current flows and the peak current is also small.

【００３１】とくに、第１コンデンサＣ１の後段にイン
ダクタＬを配置したフィルタ構成としたことにより、入
力電流波形に含まれる高周波成分が吸収されて、入力電
流波形が改善されて、高調波電流成分が減衰できて力率
が向上し、入力電源ラインに流出する雑音端子電圧や、
電界強度等のノイズも改善する。In particular, since the inductor L is arranged after the first capacitor C1, the high frequency component contained in the input current waveform is absorbed, the input current waveform is improved, and the harmonic current component is generated. Noise terminal voltage that can be attenuated and power factor is improved and flows out to the input power line,
Noise such as electric field strength is also improved.

【００３２】第１コンデンサＣ１は１０μＦ以下、イン
ダクタＬは数１００μＨ以下、第２，第３コンデンサＣ
２，Ｃ３は、出力電力にもよるが数１００μＦで十分機
能を満たし、従来例に対してインダクタ一つ（Ｌ）、コ
ンデンサ一つ（Ｃ３）とダイオード二つ（Ｄ４，Ｄ５）
の４点の素子の追加で特性の改善がはかれるようになる
ものである。The first capacitor C1 is 10 μF or less, the inductor L is several 100 μH or less, and the second and third capacitors C are
2 and C3 have a sufficient function at several 100 μF depending on the output power, and have one inductor (L), one capacitor (C3) and two diodes (D4, D5) as compared with the conventional example.
With the addition of these four elements, the characteristics can be improved.

【００３３】さらに、従来例と比較すると、トランスＴ
の一次巻線Ｎｐに印加される電圧の変化幅ΔＶが小さく
なり、このことは言い換えるとコンデンサインプット型
整流平滑回路を配置した一般的なスイッチングレギュレ
ータに使用されるトランスの一次二次巻き数比と同程度
まで小さくできるようになるので、トランスＴのコンパ
クト化がはかれ、部品の実装上も従来と同程度に抑える
ことが可能である。図１に示す第１実施例で１００Ｖ入
力、２４０Ｗ出力（２４Ｖ，１０Ａ）のスイッチングレ
ギュレータを構成し、入力電流実効値３．３０Ａ、ピー
ク値６．５Ａ、変換効率８０％、力率０．９１と、従来
例と比較して高出力化を行ってなおかつ、力率及び変換
効率の改善がはかれた。ちなみにこの電源で１００Ｖ入
力、１２０Ｗ出力（２４Ｖ，５Ａ）時のデータでは、入
力電流実効値１．５４Ａ、ピーク値３．５Ａ、変換効率
８４％、力率０．９３と、きわめて良好な結果を確認で
きた。Further, in comparison with the conventional example, the transformer T
The change width ΔV of the voltage applied to the primary winding Np of the transformer becomes small, which means that the ratio of the primary and secondary turns of a transformer used in a general switching regulator in which a capacitor input type rectifying and smoothing circuit is arranged is reduced. Since the size of the transformer T can be reduced to the same level, the transformer T can be made compact, and the mounting of components can be suppressed to the same level as the conventional one. In the first embodiment shown in FIG. 1, a 100V input, 240W output (24V, 10A) switching regulator is configured, and the input current effective value is 3.30A, the peak value is 6.5A, the conversion efficiency is 80%, and the power factor is 0.91. As compared with the conventional example, the output was increased and the power factor and the conversion efficiency were improved. By the way, in the data when 100V input and 120W output (24V, 5A) with this power supply, the input current effective value 1.54A, peak value 3.5A, conversion efficiency 84%, power factor 0.93, very good results. It could be confirmed.

【００３４】このように第１実施例は、従来例に対し
て、僅かの部品追加で部分平滑回路を構成でき、さらに
小容量のインダクタの追加により、電力帰還型の高力率
電源回路が、部分平滑回路と、入力部のインダクタとの
相乗効果で、コンパクト、低コストのまましかもわずか
な部品追加で、ノイズの少ない、信頼性の高い、高力
率、高効率の電源装置である。As described above, in the first embodiment, a partial smoothing circuit can be constructed by adding a few parts to the conventional example, and a power feedback type high power factor power supply circuit can be obtained by adding a small capacity inductor. Due to the synergistic effect of the partial smoothing circuit and the inductor of the input part, it is a compact, low-cost and highly reliable power supply device with low noise, high reliability, high power factor, and high efficiency.

【００３５】−第２実施例− 図３に、本発明の第２実施例を示す。この第２実施例
は、第１実施例と比較して、第１コンデンサＣ１のプラ
ス側のみならず、マイナス側に対して、第２のインダク
タＬ２を配置して、特に電源ラインからの流出ノイズの
低減効果を第１実施例よりも大きく改善しようとするも
のである。スイッチングレギュレータとしての基本的回
路動作については第１実施例と同じてあり説明は省略す
る。第１コンデンサＣ１のプラス側に第１のインダクタ
Ｌ１を、マイナス側に第２のインダクタＬ２を接続して
いるので、第１の実施例と比較すると、それぞれのイン
ダクタのインダクタンスは半分かそれ以下で第１実施例
と同等の力率改善等の効果が得られる。-Second Embodiment- FIG. 3 shows a second embodiment of the present invention. Compared to the first embodiment, the second embodiment has the second inductor L2 arranged not only on the plus side of the first capacitor C1 but also on the minus side, and particularly noise flowing out from the power supply line. The present invention aims to improve the effect of reducing the above-mentioned effect to a greater extent than in the first embodiment. The basic circuit operation of the switching regulator is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted. Since the first inductor L1 is connected to the plus side of the first capacitor C1 and the second inductor L2 is connected to the minus side, the inductance of each inductor is half or less as compared with the first embodiment. The same effect of improving the power factor as in the first embodiment can be obtained.

【００３６】さらに、二つの独立したインダクタで構成
することにより、ＡＣ入力のライン側、ニュートラル側
から流出する雑音端子電圧や電界強度等のノイズを均等
に低減できる。Further, by using two independent inductors, noise such as noise terminal voltage and electric field strength flowing out from the AC input line side and neutral side can be reduced uniformly.

【００３７】−第３実施例− 図４に、本発明の第３実施例を示す。第３実施例は、第
２実施例と対比して、第１インダクタＬ１および第２イ
ンダクタＬ２を、同一磁気回路上とし一つのインダクタ
コアの複数巻線で構成して、第２実施例と同等以上のノ
イズ低減効果を得るものである。スイッチングレギュレ
ータとしての基本的回路動作については第１実施例と同
じであり説明は省略する。１つのインダクタコアの第１
巻線である第１インダクタＬ１と、第２巻線である第２
インダクタＬ２と、二つのインダクタＬ１，Ｌ２をコン
デンサＣ１のプラス，マイナス両側に接続したので、第
２実施例と同等の効果が得られるばかりでなく、同一磁
気回路上に構成されたインダクタＬ１，Ｌ２は、ノーマ
ルモードのノイズ低減ばかりでなく、コモンモードのノ
イズ低減効果も期待でき、ＡＣ入力部（Ｄ１と１の間）
に配置されるノイズフィルタ（図示せず）の簡略化も可
能となる。Third Embodiment FIG. 4 shows a third embodiment of the present invention. In comparison with the second embodiment, the third embodiment is equivalent to the second embodiment in that the first inductor L1 and the second inductor L2 are arranged on the same magnetic circuit and are composed of a plurality of windings of one inductor core. The above noise reduction effect is obtained. The basic circuit operation of the switching regulator is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted. First of one inductor core
A first inductor L1 which is a winding and a second inductor which is a second winding
Since the inductor L2 and the two inductors L1 and L2 are connected to the plus and minus sides of the capacitor C1, not only the same effect as the second embodiment can be obtained, but also the inductors L1 and L2 formed on the same magnetic circuit. Can expect not only normal mode noise reduction but also common mode noise reduction, and AC input section (between D1 and 1)
It is also possible to simplify the noise filter (not shown) arranged in the.

【００３８】−第４実施例− 図５に、本発明の第４実施例を示す。第４実施例では、
第１実施例と対比して、インダクタＬと第２コンデンサ
Ｃ２のプラス側接続点と、第１コンデンサＣ１のマイナ
ス側と第５整流手段Ｄ５のアノードとの接続点との間
に、小容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第１実施
例と同等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイ
ッチングレギュレータとしての基本的回路動作について
は第１実施例と同じであり説明は省略する。このような
構成とすることで、第４実施例は、ノーマルモードに対
してのフィルタが強化され、第１実施例以上の力率改善
やノイズ低減が可能である。Fourth Embodiment FIG. 5 shows a fourth embodiment of the present invention. In the fourth embodiment,
In comparison with the first embodiment, a small capacity is provided between the positive side connection point of the inductor L and the second capacitor C2 and the connection point between the negative side of the first capacitor C1 and the anode of the fifth rectifying means D5. The fourth capacitor C4 is connected to obtain a noise reduction effect equal to or higher than that of the first embodiment. The basic circuit operation of the switching regulator is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted. With such a configuration, the filter of the fourth embodiment is strengthened in the normal mode, and it is possible to improve the power factor and reduce the noise more than those of the first embodiment.

【００３９】−第５実施例− 図６に、本発明の第５実施例を示す。この第５実施例
は、第２実施例と対比して、第１のインダクタＬ１と第
２コンデンサＣ２プラス側接続点と、第２のインダクタ
Ｌ２と第５整流手段Ｄ５のアノードの接続点との間に、
小容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第２実施例と
同等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイッチ
ングレギュレータとしての基本的回路動作については第
２実施例と同じであり説明は省略する。このような構成
とすることで第５実施例では、ノーマルモードに対して
のフィルタが強化され、第２実施例以上の力率改善やノ
イズ低減が可能である。-Fifth Embodiment- FIG. 6 shows a fifth embodiment of the present invention. In comparison with the second embodiment, the fifth embodiment includes a connection point between the first inductor L1 and the second capacitor C2 plus side, and a connection point between the second inductor L2 and the anode of the fifth rectifying means D5. Between,
The fourth capacitor C4 having a small capacity is connected to obtain a noise reduction effect equal to or higher than that of the second embodiment. The basic circuit operation of the switching regulator is the same as that of the second embodiment, and the description is omitted. With such a configuration, in the fifth embodiment, the filter for the normal mode is strengthened, and it is possible to improve the power factor and reduce the noise more than in the second embodiment.

【００４０】−第６実施例− 図７に、本発明の第６実施例を示す。この第６実施例
は、第３実施例と対比して、第１インダクタＬ１と第２
コンデンサＣ２のプラス側接続点と、第２インダクタＬ
２と第５整流手段Ｄ５のアノードの接続点との間に、小
容量の第４コンデンサＣ４を接続して、第３実施例と同
等以上のノイズ低減効果を得るものである。スイッチン
グレギュレータとしての基本的回路動作については第３
実施例と同じであり説明は省略する。このような構成と
することで第６実施例は、第３実施例と同等の効果が得
られるばかりでなく、第４コンデンサＣ４の配置により
ノーマルモード成分のノイズ低減効果が大きくなる。コ
モン，ノーマルモードのノイズに対してフィルタが強化
され、ＡＣ入力部（Ｄ１と１との間）に配置されるノイ
ズフィルタ（図示せず）の簡略化も可能である。-Sixth Embodiment- FIG. 7 shows a sixth embodiment of the present invention. The sixth embodiment is different from the third embodiment in that the first inductor L1 and the second inductor L1
The positive side connection point of the capacitor C2 and the second inductor L
A fourth capacitor C4 having a small capacity is connected between the second node and the connection point of the anode of the fifth rectifying means D5 to obtain a noise reduction effect equal to or higher than that of the third embodiment. Regarding the basic circuit operation as a switching regulator,
The description is omitted because it is the same as the embodiment. With such a configuration, the sixth embodiment can obtain not only the same effect as that of the third embodiment, but also the noise reduction effect of the normal mode component becomes large due to the arrangement of the fourth capacitor C4. The filter is strengthened against common and normal mode noise, and the noise filter (not shown) arranged in the AC input section (between D1 and 1) can be simplified.

【００４１】以上の説明のように、本発明によれば、従
来例に対して入力整流手段Ｄ１への、インダクタＬ／Ｌ
１，Ｌ２および部分平滑回路８、ならびに必要に応じた
小容量のコンデンサＣ４、の追加で、スイッチング素子
がオフ時の電力帰還巻線の起電力の部分平滑回路８への
帰還ならびに通常の入力電力による部分平滑回路８の充
電が実現し、この両機能の相乗効果により、高信頼性，
高力率，高効率，低ノイズ，コンパクトおよび低コスト
の電源装置が実現する。As described above, according to the present invention, the inductor L / L to the input rectifying means D1 is different from the conventional example.
1, L2 and the partial smoothing circuit 8 and, if necessary, a small-capacity capacitor C4, the feedback of the electromotive force of the power feedback winding to the partial smoothing circuit 8 when the switching element is off and the normal input power. Charging of the partial smoothing circuit 8 is realized, and due to the synergistic effect of these two functions, high reliability,
A power supply with high power factor, high efficiency, low noise, compact size and low cost is realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 本発明の第１実施例の構成を示す電気回路図
である。FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention.

【図２】 （ａ）は図１に示す第１整流手段Ｄ１に印加
される交流入力電圧を示すタイムチャ−ト、（ｂ）は図
１に示す第３整流手段Ｄ３の出力電圧を示すタイムチャ
−ト、（ｃ）は図１に示すトランスＴの一次巻線Ｎｐに
印加される電圧を示すタイムチャ−ト、（ｄ）は図１に
示す第１整流手段Ｄ１の出力電流を示すタイムチャ−
ト、（ｅ）は図１に示す交流入力１の電流を示すタイム
チャ−トである。2A is a time chart showing an AC input voltage applied to the first rectifying means D1 shown in FIG. 1, and FIG. 2B is a time chart showing an output voltage of the third rectifying means D3 shown in FIG. 1, (c) is a time chart showing the voltage applied to the primary winding Np of the transformer T shown in FIG. 1, and (d) is a time chart showing the output current of the first rectifying means D1 shown in FIG.
2E is a time chart showing the current of the AC input 1 shown in FIG.

【図３】 本発明の第２の実施例の構成を示す電気回路
図である。FIG. 3 is an electric circuit diagram showing a configuration of a second exemplary embodiment of the present invention.

【図４】 本発明の第３の実施例の構成を示す電気回路
図である。FIG. 4 is an electric circuit diagram showing a configuration of a third exemplary embodiment of the present invention.

【図５】 本発明の第４の実施例の構成を示す電気回路
図である。FIG. 5 is an electric circuit diagram showing a configuration of a fourth exemplary embodiment of the present invention.

【図６】 本発明の第５の実施例の構成を示す電気回路
図である。FIG. 6 is an electric circuit diagram showing a configuration of a fifth exemplary embodiment of the present invention.

【図７】 本発明の第６の実施例の構成を示す電気回路
図である。FIG. 7 is an electric circuit diagram showing a configuration of a sixth embodiment of the present invention.

【図８】 従来の１つの電源装置の構成を示す電気回路
図である。FIG. 8 is an electric circuit diagram showing a configuration of one conventional power supply device.

【図９】 （ａ）は図８に示す第１整流手段Ｄ１に印加
される交流入力電圧を示すタイムチャ−ト、（ｂ）は図
８に示す第１整流手段Ｄ１の出力電圧を示すタイムチャ
−ト、（ｃ）は図８に示すトランスＴの一次巻線Ｎｐに
印加される電圧を示すタイムチャ−ト、（ｄ）は図８に
示す第１整流手段Ｄ１の出力電流を示すタイムチャ−
ト、（ｅ）は図８に示す交流入力１の電流を示すタイム
チャ−トである。9A is a time chart showing an AC input voltage applied to the first rectifying means D1 shown in FIG. 8, and FIG. 9B is a time chart showing an output voltage of the first rectifying means D1 shown in FIG. 8, (c) is a time chart showing the voltage applied to the primary winding Np of the transformer T shown in FIG. 8, and (d) is a time chart showing the output current of the first rectifying means D1 shown in FIG.
8E is a time chart showing the current of the AC input 1 shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１：交流入力 ２，３：ダイオ−ド ４：インダクタ ５：コンデンサ ６：整流平滑回路 ７：スイッチングドライバ
内蔵の制御回路 ８：部分平滑回路 Ｔ：トランス Ｎｐ：一次巻線 Ｎｓ：二次巻線 Ｎｆ：電力帰還巻線1: AC input 2, 3: Diode 4: Inductor 5: Capacitor 6: Rectification smoothing circuit 7: Control circuit with switching driver built-in 8: Partial smoothing circuit T: Transformer Np: Primary winding Ns: Secondary winding Nf : Power feedback winding

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】交流電源を整流する第１整流手段と、 その整流出力端間に接続された小容量の第１コンデンサ
と、 第１コンデンサのプラス側に一端が接続される一次巻線
及び電力帰還巻線ならびに二次巻線を有するトランス
と、 前記一次巻線の他端と第１コンデンサのマイナス側間に
配置されたスイッチング素子と、 第１コンデンサのプラス側，マイナス側間に配置された
大容量の第２コンデンサ，第３コンデンサ，第３整流手
段，第４整流手段，第５整流手段とで構成される部分平
滑回路と、 第１コンデンサのマイナス側から前記電力帰還巻線の一
端との間に順方向となるよう接続された第２整流手段
と、 前記二次巻線に接続された整流平滑手段と、 該整流平滑手段からの出力電圧を検出して、前記スイッ
チング素子をオン／オフするドライブ手段とで構成され
るＯＡ機器用電源装置に於いて、 前記電力帰還巻線の他端と第３コンデンサのプラス側と
を接続し、第１コンデンサのプラス側と前記部分平滑回
路のプラス側との間にインダクタを配置したことを特徴
とするＯＡ機器用電源装置。1. A first rectifying means for rectifying an AC power source, a small-capacity first capacitor connected between rectified output terminals thereof, a primary winding having one end connected to the positive side of the first capacitor, and power. A transformer having a feedback winding and a secondary winding, a switching element arranged between the other end of the primary winding and the negative side of the first capacitor, and a switching element arranged between the positive side and the negative side of the first capacitor. A partial smoothing circuit composed of a large-capacity second capacitor, a third capacitor, a third rectifying means, a fourth rectifying means, and a fifth rectifying means, and a minus side of the first capacitor to one end of the power feedback winding. A second rectifying means connected in a forward direction between the two, a rectifying / smoothing means connected to the secondary winding, and an output voltage from the rectifying / smoothing means is detected to turn on / off the switching element. Turn off In an OA equipment power supply device comprising live means, the other end of the power feedback winding is connected to the positive side of a third capacitor, and the positive side of the first capacitor and the positive side of the partial smoothing circuit. A power supply device for OA equipment, characterized in that an inductor is disposed between the power supply device and the inductor. 【請求項２】 第１コンデンサのプラス側と部分平滑回
路のプラス側との間に介挿したインダクタを第１インダ
クタとすると、さらに、第１コンデンサのマイナス側と
部分平滑回路のマイナス側との間に第２インダクタを介
挿した、請求項１記載のＯＡ機器用電源装置。2. When the inductor interposed between the positive side of the first capacitor and the positive side of the partial smoothing circuit is the first inductor, the negative side of the first capacitor and the negative side of the partial smoothing circuit are further defined. The power supply device for OA equipment according to claim 1, wherein a second inductor is interposed therebetween. 【請求項３】 第１および第２インダクタは、コアを共
通として同一磁気回路とした請求項２記載のＯＡ機器用
電源装置。3. The power supply device for OA equipment according to claim 2, wherein the first and second inductors have the same magnetic circuit with a common core. 【請求項４】 インダクタと第２コンデンサのプラス側
との接続点と、第１コンデンサのマイナス側と第５整流
手段のアノードとの接続点との間に、小容量の第４コン
デンサを配置した請求項１記載のＯＡ機器用電源装置。4. A small-capacity fourth capacitor is arranged between a connection point between the inductor and the positive side of the second capacitor, and a connection point between the negative side of the first capacitor and the anode of the fifth rectifying means. The power supply device for OA equipment according to claim 1. 【請求項５】 第１インダクタと第２コンデンサのプラ
ス側との接続点と、第２インダクタと第５整流手段のア
ノードとの接続点との間に、小容量の第４コンデンサを
配置した請求項２又は請求項３記載のＯＡ機器用電源装
置。5. A small-capacity fourth capacitor is arranged between a connection point between the first inductor and the positive side of the second capacitor and a connection point between the second inductor and the anode of the fifth rectifying means. The power supply device for OA equipment according to claim 2 or 3.