JP3101463B2 - テレビ信号判別回路 - Google Patents
テレビ信号判別回路Info
- Publication number
- JP3101463B2 JP3101463B2 JP05043651A JP4365193A JP3101463B2 JP 3101463 B2 JP3101463 B2 JP 3101463B2 JP 05043651 A JP05043651 A JP 05043651A JP 4365193 A JP4365193 A JP 4365193A JP 3101463 B2 JP3101463 B2 JP 3101463B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- phase
- holding
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Color Television Systems (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明はテレビ信号判別回路に
関する。より特定的には、この発明は、SECAM方
式,PAL方式およびNTSC方式などのように放送方
式が異なるカラーテレビジョン信号を選択的に受信でき
るテレビジョン受像機またはテレビジョン信号記録再生
装置においてカラーテレビジョン信号方式を判別する、
テレビ信号判別回路に関する。
関する。より特定的には、この発明は、SECAM方
式,PAL方式およびNTSC方式などのように放送方
式が異なるカラーテレビジョン信号を選択的に受信でき
るテレビジョン受像機またはテレビジョン信号記録再生
装置においてカラーテレビジョン信号方式を判別する、
テレビ信号判別回路に関する。
【0002】
【従来の技術】この種の従来技術の一例が、昭和57年
12月20日付で出願公開された特開昭57−2074
94号公報において開示されている。この従来技術で
は、入力カラー信号を高いQのバンドパスフィルタを通
すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号を
得、この電圧信号を水平周波数(fH )の1/2の周波
数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプの出
力が正弦波なら、1ライン毎にサブキャリア周波数が変
化するSECAM方式であることが判別できる。
12月20日付で出願公開された特開昭57−2074
94号公報において開示されている。この従来技術で
は、入力カラー信号を高いQのバンドパスフィルタを通
すことによってサブキャリア周波数に応じた電圧信号を
得、この電圧信号を水平周波数(fH )の1/2の周波
数を同調点とする共振アンプに与える。共振アンプの出
力が正弦波なら、1ライン毎にサブキャリア周波数が変
化するSECAM方式であることが判別できる。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】この従来技術では、セ
ラミックフィルタや1/2f H 共振アンプを用いる必要
があり、信号判別回路を集積回路で構成するのが困難で
あるという問題点があった。それゆえに、この発明の主
たる目的は、容易に集積回路に組み込める、テレビ信号
判別回路を提供することである。
ラミックフィルタや1/2f H 共振アンプを用いる必要
があり、信号判別回路を集積回路で構成するのが困難で
あるという問題点があった。それゆえに、この発明の主
たる目的は、容易に集積回路に組み込める、テレビ信号
判別回路を提供することである。
【0004】
【課題を解決するための手段】この発明は、入力カラー
信号のサブキャリア周波数を位相を表す信号として出力
する第1手段、位相を表す信号を電圧信号に変換する第
2手段、電圧信号を1ライン期間保持して保持信号を得
る信号保持手段、保持信号を1ライン分遅延させる遅延
手段、および保持信号と遅延手段からの信号とに基づい
て判別信号を出力する判別信号出力手段を備える、テレ
ビ信号判別回路である。
信号のサブキャリア周波数を位相を表す信号として出力
する第1手段、位相を表す信号を電圧信号に変換する第
2手段、電圧信号を1ライン期間保持して保持信号を得
る信号保持手段、保持信号を1ライン分遅延させる遅延
手段、および保持信号と遅延手段からの信号とに基づい
て判別信号を出力する判別信号出力手段を備える、テレ
ビ信号判別回路である。
【0005】
【作用】電圧信号出力手段は、たとえばオールパスフィ
ルタや位相比較器を含む。第1手段では、入力カラー信
号のサブキャリア周波数を位相を表す信号として第2手
段に与える。たとえばローパスフィルタを含む第2手段
ではその信号を電圧信号に変換する。この電圧信号がた
とえばサンプルホールド回路によって1ライン期間保持
される。SECAM方式では、サンプルホールド回路で
保持された信号は、1ライン毎に電圧が「ハイレベ
ル」,「ローレベル」と切り換わり、概略、矩形波状の
波形(後述する図8(D)参照)となるので、以降、保
持信号を矩形波信号と記す。矩形波信号は、遅延手段お
よび判別信号出力手段に与えられる。遅延手段では、矩
形波信号を第1および第2サンプルホールド手段によっ
て1ライン毎に交互にサンプルホールドして第1および
第2矩形波信号を得る。この第1および第2矩形波信号
が、第2切換手段によって1ライン毎に交互に出力さ
れ、結果的に1ラインだけ遅延された矩形波信号が生成
される。判別信号出力手段では、2つの矩形波信号を比
較して、比較結果に応じて判別信号を得る。
ルタや位相比較器を含む。第1手段では、入力カラー信
号のサブキャリア周波数を位相を表す信号として第2手
段に与える。たとえばローパスフィルタを含む第2手段
ではその信号を電圧信号に変換する。この電圧信号がた
とえばサンプルホールド回路によって1ライン期間保持
される。SECAM方式では、サンプルホールド回路で
保持された信号は、1ライン毎に電圧が「ハイレベ
ル」,「ローレベル」と切り換わり、概略、矩形波状の
波形(後述する図8(D)参照)となるので、以降、保
持信号を矩形波信号と記す。矩形波信号は、遅延手段お
よび判別信号出力手段に与えられる。遅延手段では、矩
形波信号を第1および第2サンプルホールド手段によっ
て1ライン毎に交互にサンプルホールドして第1および
第2矩形波信号を得る。この第1および第2矩形波信号
が、第2切換手段によって1ライン毎に交互に出力さ
れ、結果的に1ラインだけ遅延された矩形波信号が生成
される。判別信号出力手段では、2つの矩形波信号を比
較して、比較結果に応じて判別信号を得る。
【0006】SECAM方式では、サブキャリア周波数
が1ライン毎に交互に4.25MHzまたは4.41M
Hzに変化されるので、全てのラインが同じサブキャリ
ア周波数であるPAL方式やNTSC方式とは異なる判
別信号が得られる。
が1ライン毎に交互に4.25MHzまたは4.41M
Hzに変化されるので、全てのラインが同じサブキャリ
ア周波数であるPAL方式やNTSC方式とは異なる判
別信号が得られる。
【0007】
【発明の効果】この発明によれば、セラミックフィルタ
や共振アンプなどを用いる必要がないので、全ての回路
要素を集積回路に容易に組み込むことができる。この発
明の上述の目的,その他の目的,特徴および利点は、図
面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明
らかとなろう。
や共振アンプなどを用いる必要がないので、全ての回路
要素を集積回路に容易に組み込むことができる。この発
明の上述の目的,その他の目的,特徴および利点は、図
面を参照して行う以下の実施例の詳細な説明から一層明
らかとなろう。
【0008】
【実施例】図1を参照して、この実施例のテレビ信号判
別回路10はマルチプレクサ12を含む。マルチプレク
サ12には、カラー信号および周波数信号fscが入力さ
れる。周波数信号fscは、たとえばPAL方式のサブキ
ャリア周波数(4.43MHz)またはSECAM方式
のサブキャリア周波数(4.40MHzまたは4.25
MHz)のいずれかに等しいかまたはその近傍の所定値
に設定される。この実施例では、周波数信号fscの周波
数は、PAL方式のサブキャリア周波数と等しい4.4
3MHzに設定される。したがって、この実施例によれ
ば、PAL方式の周波数信号をそのまま用いることがで
きるので、特別な信号発生器を別途設ける必要がないと
いう利点がある。ただし、その周波数は4.43MHz
に限定されないことはいうまでもない。
別回路10はマルチプレクサ12を含む。マルチプレク
サ12には、カラー信号および周波数信号fscが入力さ
れる。周波数信号fscは、たとえばPAL方式のサブキ
ャリア周波数(4.43MHz)またはSECAM方式
のサブキャリア周波数(4.40MHzまたは4.25
MHz)のいずれかに等しいかまたはその近傍の所定値
に設定される。この実施例では、周波数信号fscの周波
数は、PAL方式のサブキャリア周波数と等しい4.4
3MHzに設定される。したがって、この実施例によれ
ば、PAL方式の周波数信号をそのまま用いることがで
きるので、特別な信号発生器を別途設ける必要がないと
いう利点がある。ただし、その周波数は4.43MHz
に限定されないことはいうまでもない。
【0009】そして、マルチプレクサ12には、バース
トゲートパルス(BGP)が与えられ、バーストゲート
パルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレ
クサ12からはカラー信号が出力され、バースト期間以
外の期間には周波数信号fscが出力される。マルチプレ
クサ12の出力は、90°移相器28(後述)を介し
て、比較的低いQ(たとえばQ=12)のオールパスフ
ィルタ(以下、単に「APF」という)14に与えられ
る。
トゲートパルス(BGP)が与えられ、バーストゲート
パルスが与えられているバースト期間中にはマルチプレ
クサ12からはカラー信号が出力され、バースト期間以
外の期間には周波数信号fscが出力される。マルチプレ
クサ12の出力は、90°移相器28(後述)を介し
て、比較的低いQ(たとえばQ=12)のオールパスフ
ィルタ(以下、単に「APF」という)14に与えられ
る。
【0010】APF14は図2に示すように差動増幅器
16を含む。差動増幅器16の(+)入力には抵抗R1
を介してマルチプレクサ12からの出力が与えられる。
差動増幅器16の(+)入力と抵抗R1との間には抵抗
R2の一方端が接続され、抵抗R2の他方端は接地され
る。また、差動増幅器16の(−)入力には、抵抗R
3,バッファ18および抵抗R4の直列回路を介して、
マルチプレクサ12の出力が与えられる。また、バッフ
ァ18と抵抗R4との間には、可変インダクタであるジ
ャイレータLとコンデンサC1との並列回路が接続さ
れ、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗R
4,ジャイレータLおよびコンデンサC1によってバン
ドパスフィルタが構成され、差動増幅器16の(−)入
力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。
また、差動増幅器16の(−)入力には、差動増幅器1
6の出力が抵抗R5を介してフィードバックされる。し
たがって、図2に示す回路は全体としてAPF14を構
成する。
16を含む。差動増幅器16の(+)入力には抵抗R1
を介してマルチプレクサ12からの出力が与えられる。
差動増幅器16の(+)入力と抵抗R1との間には抵抗
R2の一方端が接続され、抵抗R2の他方端は接地され
る。また、差動増幅器16の(−)入力には、抵抗R
3,バッファ18および抵抗R4の直列回路を介して、
マルチプレクサ12の出力が与えられる。また、バッフ
ァ18と抵抗R4との間には、可変インダクタであるジ
ャイレータLとコンデンサC1との並列回路が接続さ
れ、並列回路の一方端は接地される。すなわち、抵抗R
4,ジャイレータLおよびコンデンサC1によってバン
ドパスフィルタが構成され、差動増幅器16の(−)入
力には、バンドパスフィルタを経た出力が与えられる。
また、差動増幅器16の(−)入力には、差動増幅器1
6の出力が抵抗R5を介してフィードバックされる。し
たがって、図2に示す回路は全体としてAPF14を構
成する。
【0011】ここで、APF14の入力電圧をVin,
バッファ18の入力電圧をVaおよびAPF14の出力
電圧をVoutとすると、入力電圧Vaは数1によって
表される。
バッファ18の入力電圧をVaおよびAPF14の出力
電圧をVoutとすると、入力電圧Vaは数1によって
表される。
【0012】
【数1】
【0013】また、出力電圧Voutは数2によって表
される。
される。
【0014】
【数2】
【0015】ここで、R1=2・R2,R5=2・R3
とすると、出力信号Voutは数3によって表される。
とすると、出力信号Voutは数3によって表される。
【0016】
【数3】
【0017】数3は、APF14の伝達特性を示す。ま
た、図2に示すAPF14に用いられるジャイレータL
としては、たとえば図3に示すものが用いられる。図3
に示すジャイレータLは、差動増幅回路20を含む。差
動増幅回路20の(+)入力には、抵抗R6およびバッ
ファ22の直列回路が接続される。また、差動増幅器2
0の(+)入力と抵抗R6との間には抵抗R7の一方端
が接続され、抵抗R7の他方端は接地される。差動増幅
器20の(−)入力には、他方端が接地された抵抗R8
の一方端が接続され、また差動増幅器20の出力がコン
デンサC2を介して(−)入力にフィードバックされ
る。また、差動増幅器20の出力は抵抗R9を介して増
幅器26の一方入力に与えられ、また、差動増幅器20
の(+)入力と抵抗R7との接続点はバッファ24およ
び抵抗R10の直列回路を介して増幅器26の他方入力
に接続される。また、増幅器26の一方入力と他方入力
との間には抵抗R11が接続される。増幅器26の出力
はバッファ22の入力に接続され、電流帰還される。こ
こで、バッファ22に与えられる入力信号をV1,差動
増幅器20の出力信号をV2,増幅器26の両入力間の
電圧を示す信号をV3,増幅器26からの電流帰還経路
に流れる電流をiおよび増幅器26の増幅率をgmとす
ると、数4および数5が得られる。
た、図2に示すAPF14に用いられるジャイレータL
としては、たとえば図3に示すものが用いられる。図3
に示すジャイレータLは、差動増幅回路20を含む。差
動増幅回路20の(+)入力には、抵抗R6およびバッ
ファ22の直列回路が接続される。また、差動増幅器2
0の(+)入力と抵抗R6との間には抵抗R7の一方端
が接続され、抵抗R7の他方端は接地される。差動増幅
器20の(−)入力には、他方端が接地された抵抗R8
の一方端が接続され、また差動増幅器20の出力がコン
デンサC2を介して(−)入力にフィードバックされ
る。また、差動増幅器20の出力は抵抗R9を介して増
幅器26の一方入力に与えられ、また、差動増幅器20
の(+)入力と抵抗R7との接続点はバッファ24およ
び抵抗R10の直列回路を介して増幅器26の他方入力
に接続される。また、増幅器26の一方入力と他方入力
との間には抵抗R11が接続される。増幅器26の出力
はバッファ22の入力に接続され、電流帰還される。こ
こで、バッファ22に与えられる入力信号をV1,差動
増幅器20の出力信号をV2,増幅器26の両入力間の
電圧を示す信号をV3,増幅器26からの電流帰還経路
に流れる電流をiおよび増幅器26の増幅率をgmとす
ると、数4および数5が得られる。
【0018】
【数4】
【0019】
【数5】
【0020】したがって、信号V3は入力信号V1に比
べて、位相が90°遅れた信号となり、これをバッファ
22の入力に電流帰還させることにより、数6に示すよ
うに、電流iは入力信号V1に比べて90°遅れ位相と
なって、数7に示すように、ジャイレータLは等価的イ
ンダクタンスを形成する。
べて、位相が90°遅れた信号となり、これをバッファ
22の入力に電流帰還させることにより、数6に示すよ
うに、電流iは入力信号V1に比べて90°遅れ位相と
なって、数7に示すように、ジャイレータLは等価的イ
ンダクタンスを形成する。
【0021】
【数6】
【0022】
【数7】
【0023】このAPF14は、いわゆる周波数−位相
変換を行う。この実施例では、図4に示すように、4.
43MHzのサブキャリア周波数を基準とし、4.43
MHzのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られると、そのカラー信号を180°移相する。したが
って、APF14に与えられるカラー信号のサブキャリ
ア周波数が4.43MHzでなければ、その周波数と
4.43MHzとの差に応じて移相量が180°からず
れる。
変換を行う。この実施例では、図4に示すように、4.
43MHzのサブキャリア周波数を基準とし、4.43
MHzのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られると、そのカラー信号を180°移相する。したが
って、APF14に与えられるカラー信号のサブキャリ
ア周波数が4.43MHzでなければ、その周波数と
4.43MHzとの差に応じて移相量が180°からず
れる。
【0024】図1に戻って、90°移相器28は、たと
えば図5に示すように構成される。図5に示す90°移
相器28では、入力端30aは抵抗R12を介して、差
動接続されたトランジスタQ1およびQ2のトランジス
タQ2のベースに接続される。入力端30bは負極を接
地している定電圧源32の正極と接続され、また抵抗R
13を介して、差動接続されたトランジスタQ3および
Q4のトランジスタQ4のベースに接続され、さらに抵
抗R14を介してトランジスタQ1のベースに接続され
る。トランジスタQ1およびQ2のエミッタは共通的
に、トランジスタQ8および抵抗R15の直列回路を介
して、接地される。トランジスタQ1のコレクタは直接
に電源Vccに接続され、トランジスタQ2のコレクタ
はトランジスタQ6と抵抗R16との直列回路を介して
電源Vccに接続される。トランジスタQ2のコレクタ
とトランジスタQ6のコレクタとの接続点はトランジス
タQ5のベースおよびトランジスタQ3のコレクタに接
続される。
えば図5に示すように構成される。図5に示す90°移
相器28では、入力端30aは抵抗R12を介して、差
動接続されたトランジスタQ1およびQ2のトランジス
タQ2のベースに接続される。入力端30bは負極を接
地している定電圧源32の正極と接続され、また抵抗R
13を介して、差動接続されたトランジスタQ3および
Q4のトランジスタQ4のベースに接続され、さらに抵
抗R14を介してトランジスタQ1のベースに接続され
る。トランジスタQ1およびQ2のエミッタは共通的
に、トランジスタQ8および抵抗R15の直列回路を介
して、接地される。トランジスタQ1のコレクタは直接
に電源Vccに接続され、トランジスタQ2のコレクタ
はトランジスタQ6と抵抗R16との直列回路を介して
電源Vccに接続される。トランジスタQ2のコレクタ
とトランジスタQ6のコレクタとの接続点はトランジス
タQ5のベースおよびトランジスタQ3のコレクタに接
続される。
【0025】トランジスタQ6のベースはトランジスタ
Q7のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタ
Q7のエミッタは抵抗R17を介して電源Vccに接続
される。これらのトランジスタQ6およびQ7が電流ミ
ラー回路を構成する。トランジスタQ7のコレクタはト
ランジスタQ10および抵抗R18の直列回路を介して
接地される。トランジスタQ5のコレクタは直接に電源
Vccに接続され、そのエミッタはトランジスタQ9お
よび抵抗R19の直列回路を介して接地される。
Q7のベースおよびコレクタに接続され、トランジスタ
Q7のエミッタは抵抗R17を介して電源Vccに接続
される。これらのトランジスタQ6およびQ7が電流ミ
ラー回路を構成する。トランジスタQ7のコレクタはト
ランジスタQ10および抵抗R18の直列回路を介して
接地される。トランジスタQ5のコレクタは直接に電源
Vccに接続され、そのエミッタはトランジスタQ9お
よび抵抗R19の直列回路を介して接地される。
【0026】トランジスタQ2のベースはコンデンサC
3および抵抗R20の直列回路を介してトランジスタQ
3のベースに接続される。コンデンサC3と抵抗R20
との接続点は出力端30cに接続される。出力端30d
は接地される。トランジスタQ3のベースとトランジス
タQ4のベースとの間にはコンデンサC4が介挿され、
それらのエミッタは共通に、トランジスタQ11および
抵抗R21の直列回路を介して、接地される。トランジ
スタQ8,Q9,Q10およびQ11のベースは共通
に、負極を接地している定電圧源34の正極に接続され
る。すなわち、この90°移相器28は、トランジスタ
Q1,Q2,Q5,Q6,Q7,Q8,Q9およびQ1
0と、ハイパスフィルタを構成する抵抗R12、コンデ
ンサC3等からなり、かつ図5において1点鎖線で取り
囲んでいる交流的な負帰還増幅回路36を備え、さらに
ローパスフィルタを構成する抵抗R20およびR13な
らびにコンデンサC4と、トランジスタQ3およびQ4
等からなり、かつ図5において2点鎖線で囲んだ、直流
電圧を負帰還増幅回路36へ帰還させる、直流的な負帰
還回路38を備える構成となっている。
3および抵抗R20の直列回路を介してトランジスタQ
3のベースに接続される。コンデンサC3と抵抗R20
との接続点は出力端30cに接続される。出力端30d
は接地される。トランジスタQ3のベースとトランジス
タQ4のベースとの間にはコンデンサC4が介挿され、
それらのエミッタは共通に、トランジスタQ11および
抵抗R21の直列回路を介して、接地される。トランジ
スタQ8,Q9,Q10およびQ11のベースは共通
に、負極を接地している定電圧源34の正極に接続され
る。すなわち、この90°移相器28は、トランジスタ
Q1,Q2,Q5,Q6,Q7,Q8,Q9およびQ1
0と、ハイパスフィルタを構成する抵抗R12、コンデ
ンサC3等からなり、かつ図5において1点鎖線で取り
囲んでいる交流的な負帰還増幅回路36を備え、さらに
ローパスフィルタを構成する抵抗R20およびR13な
らびにコンデンサC4と、トランジスタQ3およびQ4
等からなり、かつ図5において2点鎖線で囲んだ、直流
電圧を負帰還増幅回路36へ帰還させる、直流的な負帰
還回路38を備える構成となっている。
【0027】なお、トランジスタQ8,Q9,Q10お
よびQ11は定電流源を構成し、抵抗R15,R18お
よびR21は同抵抗値に設定される。そのため、トラン
ジスタQ8,Q10およびQ11のコレクタ電流が等し
く、それぞれの電流値を2Ioとすると、トランジスタ
Q6およびQ7が電流ミラー回路を構成しているため、
抵抗R16およびR17の抵抗値が同抵抗値であれば、
トランジスタQ6のコレクタ電流は2Ioとなる。
よびQ11は定電流源を構成し、抵抗R15,R18お
よびR21は同抵抗値に設定される。そのため、トラン
ジスタQ8,Q10およびQ11のコレクタ電流が等し
く、それぞれの電流値を2Ioとすると、トランジスタ
Q6およびQ7が電流ミラー回路を構成しているため、
抵抗R16およびR17の抵抗値が同抵抗値であれば、
トランジスタQ6のコレクタ電流は2Ioとなる。
【0028】次に、90°移相器28の交流的動作を説
明する。トランジスタQ1のベースは交流的に接地され
ている。トランジスタQ6が、差動接続のトランジスタ
Q1およびQ2からの出力を電流で取り出すための負荷
となっており、交流負荷が非常に大きな値となるため、
開ループゲインAは十分大きい。トランジスタQ2のコ
レクタ電流が変化するとトランジスタQ5のベース電流
が変化し、トランジスタQ5のエミッタフォロワで出力
を電圧として導出する。トランジスタQ5のエミッタフ
ォロワから出力された出力電圧eo は、コンデンサC3
および抵抗R12のハイパスフィルタに供給される。し
たがって、トランジスタQ2のベース電位は数8で与え
られる。
明する。トランジスタQ1のベースは交流的に接地され
ている。トランジスタQ6が、差動接続のトランジスタ
Q1およびQ2からの出力を電流で取り出すための負荷
となっており、交流負荷が非常に大きな値となるため、
開ループゲインAは十分大きい。トランジスタQ2のコ
レクタ電流が変化するとトランジスタQ5のベース電流
が変化し、トランジスタQ5のエミッタフォロワで出力
を電圧として導出する。トランジスタQ5のエミッタフ
ォロワから出力された出力電圧eo は、コンデンサC3
および抵抗R12のハイパスフィルタに供給される。し
たがって、トランジスタQ2のベース電位は数8で与え
られる。
【0029】
【数8】
【0030】そして、トランジスタQ1のベース電位
は、交流的に接地されているため、入力電圧ei と出力
電圧eo との関係は、数9で与えられる。
は、交流的に接地されているため、入力電圧ei と出力
電圧eo との関係は、数9で与えられる。
【0031】
【数9】
【0032】ここで、開ループゲインAが十分大きいこ
とを考慮すると、数9は、次式の数10に変形され、移
相量が90°になることが理解されよう。
とを考慮すると、数9は、次式の数10に変形され、移
相量が90°になることが理解されよう。
【0033】
【数10】
【0034】次に直流的な動作を説明する。負帰還増幅
回路36では交流的に負帰還されるが、コンデンサC3
により直流的には負帰還されていない。そのためトラン
ジスタQ5のエミッタ電圧は、不定となり、このままで
は負帰還増幅回路36は動作しない。しかし、トランジ
スタQ5のエミッタフォロワから出力される電圧の直流
成分のみが、抵抗R20およびR13ならびにコンデン
サC4のローパスフィルタへ供給され、差動接続された
トランジスタQ3およびQ4のトランジスタQ3のベー
スに供給される。トランジスタQ4のベースには定電圧
源32から一定電圧が供給されており、トランジスタQ
3およびQ4のベース電流と抵抗R20およびR13に
よる電圧降下とを無視すると、両ベース電圧の差によっ
て、トランジスタQ11のコレクタ電流2Ioの分流比
が変わり、トランジスタQ3のコレクタ電流が変化す
る。
回路36では交流的に負帰還されるが、コンデンサC3
により直流的には負帰還されていない。そのためトラン
ジスタQ5のエミッタ電圧は、不定となり、このままで
は負帰還増幅回路36は動作しない。しかし、トランジ
スタQ5のエミッタフォロワから出力される電圧の直流
成分のみが、抵抗R20およびR13ならびにコンデン
サC4のローパスフィルタへ供給され、差動接続された
トランジスタQ3およびQ4のトランジスタQ3のベー
スに供給される。トランジスタQ4のベースには定電圧
源32から一定電圧が供給されており、トランジスタQ
3およびQ4のベース電流と抵抗R20およびR13に
よる電圧降下とを無視すると、両ベース電圧の差によっ
て、トランジスタQ11のコレクタ電流2Ioの分流比
が変わり、トランジスタQ3のコレクタ電流が変化す
る。
【0035】トランジスタQ1およびQ2のベースの直
流電圧は定電圧源32の電圧に保持されるため、トラン
ジスタQ1およびQ2のベース電流と抵抗R12および
R14による電圧降下とを無視すると、トランジスタQ
1およびQ2にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジ
スタQ8のコレクタ電流2Ioを等分したIoとなる。
流電圧は定電圧源32の電圧に保持されるため、トラン
ジスタQ1およびQ2のベース電流と抵抗R12および
R14による電圧降下とを無視すると、トランジスタQ
1およびQ2にそれぞれ流れるコレクタ電流はトランジ
スタQ8のコレクタ電流2Ioを等分したIoとなる。
【0036】また、トランジスタQ6のコレクタ電流は
2Ioとなっているため、トランジスタQ5のベース電
流が小さく無視できるとすれば、トランジスタQ3のコ
レクタ電流はトランジスタQ6のコレクタ電流からトラ
ンジスタQ2のコレクタ電流を差し引いたIoとなる。
そして、差動接続されたトランジスタQ3およびQ4の
トランジスタQ3のコレクタ電流がIoになるために
は、トランジスタQ11のコレクタ電流が2Ioである
から、トランジスタQ3およびQ4のベース電圧が等し
くならなければならず、トランジスタQ5のエミッタの
直流電圧は定電圧源32の電圧に固定されるので、この
電圧を動作点として負帰還増幅回路36が正常に動作す
る。
2Ioとなっているため、トランジスタQ5のベース電
流が小さく無視できるとすれば、トランジスタQ3のコ
レクタ電流はトランジスタQ6のコレクタ電流からトラ
ンジスタQ2のコレクタ電流を差し引いたIoとなる。
そして、差動接続されたトランジスタQ3およびQ4の
トランジスタQ3のコレクタ電流がIoになるために
は、トランジスタQ11のコレクタ電流が2Ioである
から、トランジスタQ3およびQ4のベース電圧が等し
くならなければならず、トランジスタQ5のエミッタの
直流電圧は定電圧源32の電圧に固定されるので、この
電圧を動作点として負帰還増幅回路36が正常に動作す
る。
【0037】図1に戻って、90°移相器28およびA
PF14によって位相を遅らせた信号と、マルチプレク
サ12から経路39を介した信号とが、位相比較器40
に与えられる。位相比較器40はたとえば図6に示すよ
うに構成され、図7に示すように動作する。すなわち、
図6に示す入力端42および44には、図7(A)に示
すような信号が入力され、入力端46および48には、
図7(B)に示すような信号が入力される。
PF14によって位相を遅らせた信号と、マルチプレク
サ12から経路39を介した信号とが、位相比較器40
に与えられる。位相比較器40はたとえば図6に示すよ
うに構成され、図7に示すように動作する。すなわち、
図6に示す入力端42および44には、図7(A)に示
すような信号が入力され、入力端46および48には、
図7(B)に示すような信号が入力される。
【0038】両信号が同相の場合、正の周期ではトラン
ジスタQ21およびQ25がオンしかつ負の周期ではト
ランジスタQ23およびQ26がオンする。したがっ
て、出力端Aにおける電圧は図7(C)に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力端Bにおける電圧は図7
(D)に示すように定電圧となる。そのため、出力端A
およびBから取り出されるこの位相比較器40の出力
は、図7(C)と図7(D)との差となり、図7(E)
に示すようになる。したがって、この位相比較器40の
出力を受けるローパスフィルタ(以下、単に「LPF」
という)42からは、図7(F)に示すように、両信号
が同相のときには負の電圧信号を出力する。
ジスタQ21およびQ25がオンしかつ負の周期ではト
ランジスタQ23およびQ26がオンする。したがっ
て、出力端Aにおける電圧は図7(C)に示すように負
方向に半周期毎に脈動し、出力端Bにおける電圧は図7
(D)に示すように定電圧となる。そのため、出力端A
およびBから取り出されるこの位相比較器40の出力
は、図7(C)と図7(D)との差となり、図7(E)
に示すようになる。したがって、この位相比較器40の
出力を受けるローパスフィルタ(以下、単に「LPF」
という)42からは、図7(F)に示すように、両信号
が同相のときには負の電圧信号を出力する。
【0039】両信号が逆相の場合、入力端42および4
4からの信号が正の周期ではトランジスタQ24および
Q26がオンしかつその信号が負の周期ではトランジス
タQ22およびQ25がオンする。したがって、出力端
Aにおける電圧は図7(C)に示すように一定となり、
出力端Bにおける電圧は図7(D)に示すように負方向
に半周期毎に脈動する。そのため、出力端AおよびBか
ら取り出されるこの位相比較器40の出力は、図7
(C)と図7(D)との差となり、図7(E)に示すよ
うになる。したがって、LPF42は、図7(F)に示
すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力
する。
4からの信号が正の周期ではトランジスタQ24および
Q26がオンしかつその信号が負の周期ではトランジス
タQ22およびQ25がオンする。したがって、出力端
Aにおける電圧は図7(C)に示すように一定となり、
出力端Bにおける電圧は図7(D)に示すように負方向
に半周期毎に脈動する。そのため、出力端AおよびBか
ら取り出されるこの位相比較器40の出力は、図7
(C)と図7(D)との差となり、図7(E)に示すよ
うになる。したがって、LPF42は、図7(F)に示
すように、両信号が逆相のときには正の電圧信号を出力
する。
【0040】両信号が90°の位相差を有する場合に
は、図7(A)に示す入力端42および44からの信号
の前半周期の前半ではトランジスタQ21およびQ25
がオンし、後半ではトランジスタQ24およびQ26が
オンする。また、入力端42および44からの信号の後
半周期の前半ではトランジスタQ23およびQ26がオ
ンし、後半ではトランジスタQ22およびQ25がオン
する。したがって、出力端Aにおける電圧は図7(C)
に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧となり、
出力端Bにおける電圧は図7(D)に示すように各半周
期の後半にのみ負方向電圧として出現する。したがっ
て、出力端AおよびBから取り出されるこの位相比較器
40の出力は、図7(E)に示すようになり、LPF4
2は、図7(F)に示すように、両信号が90°位相差
を有するときにはほぼゼロの電圧信号を出力する。
は、図7(A)に示す入力端42および44からの信号
の前半周期の前半ではトランジスタQ21およびQ25
がオンし、後半ではトランジスタQ24およびQ26が
オンする。また、入力端42および44からの信号の後
半周期の前半ではトランジスタQ23およびQ26がオ
ンし、後半ではトランジスタQ22およびQ25がオン
する。したがって、出力端Aにおける電圧は図7(C)
に示すように各半周期の前半にのみ負方向電圧となり、
出力端Bにおける電圧は図7(D)に示すように各半周
期の後半にのみ負方向電圧として出現する。したがっ
て、出力端AおよびBから取り出されるこの位相比較器
40の出力は、図7(E)に示すようになり、LPF4
2は、図7(F)に示すように、両信号が90°位相差
を有するときにはほぼゼロの電圧信号を出力する。
【0041】このようにして、位相比較器40に入力さ
れる2つの信号の位相差が90°のときは、LPF42
からはほぼゼロの電圧信号が出力される。2つの信号の
位相差が90°からずれている場合には、そのずれ量に
応じた正または負の電圧信号がLPF42から出力され
る。すなわち、位相比較器40およびLPF42では、
APF14の入出力を位相比較して、位相−電圧(Phase
-Volt.) 変換する。
れる2つの信号の位相差が90°のときは、LPF42
からはほぼゼロの電圧信号が出力される。2つの信号の
位相差が90°からずれている場合には、そのずれ量に
応じた正または負の電圧信号がLPF42から出力され
る。すなわち、位相比較器40およびLPF42では、
APF14の入出力を位相比較して、位相−電圧(Phase
-Volt.) 変換する。
【0042】また、位相比較器40からの図7(F)に
示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けら
れたLPF44を介してAPF14にフィードバックさ
れる。ただし、LPF44は、バースト期間中には電圧
信号を出力することなく保持する。このように位相比較
器40からの出力をLPF44を介してAPF14にフ
ィードバックすることによって、APF14の位相遅延
動作を安定化できる。すなわち、バースト期間以外の期
間に4.43MHzの周波数信号をAPF4に与えるこ
とによって、APF14の中心周波数が4.43MHz
と一致するように自動調整され、APF14に4.43
MHzのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られたとき、入出力位相差が常に−180°となるよう
に位相管理して、中心周波数調整が行われる。
示すような制御信号は、キャリブレーション用に設けら
れたLPF44を介してAPF14にフィードバックさ
れる。ただし、LPF44は、バースト期間中には電圧
信号を出力することなく保持する。このように位相比較
器40からの出力をLPF44を介してAPF14にフ
ィードバックすることによって、APF14の位相遅延
動作を安定化できる。すなわち、バースト期間以外の期
間に4.43MHzの周波数信号をAPF4に与えるこ
とによって、APF14の中心周波数が4.43MHz
と一致するように自動調整され、APF14に4.43
MHzのサブキャリア周波数を有するカラー信号が与え
られたとき、入出力位相差が常に−180°となるよう
に位相管理して、中心周波数調整が行われる。
【0043】すなわち、位相比較器40は、バースト期
間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以
外の期間ではAPF14の中心周波数の自動調整用とし
て動作する。そして、LPF42からの電圧信号は、サ
ンプルホールド回路46に与えられる。サンプルホール
ド回路46は、バーストゲートパルスを用いて、バース
ト期間のLPF44からの電圧信号を1H期間ホールド
する。すなわち、サンプルホールド回路46には、バー
ストゲートパルスが与えられ、たとえばバーストゲート
パルスの立ち下がり時点でLPF42から与えられる電
圧信号をサンプルホールドして矩形波信号を生成し、そ
の矩形波信号を1H遅延回路48および位相比較器50
に与える。1H遅延回路48では、矩形波信号を1ライ
ン分遅延させた後、位相比較器50に与える。位相比較
器50は位相比較器40と同様に構成される。したがっ
て、位相比較器50では、2つの矩形波信号の位相差が
180°であればハイレベルの信号を出力し、2つの矩
形波信号が同相であればローレベルの信号を出力する。
間ではテレビ信号判別用として動作し、バースト期間以
外の期間ではAPF14の中心周波数の自動調整用とし
て動作する。そして、LPF42からの電圧信号は、サ
ンプルホールド回路46に与えられる。サンプルホール
ド回路46は、バーストゲートパルスを用いて、バース
ト期間のLPF44からの電圧信号を1H期間ホールド
する。すなわち、サンプルホールド回路46には、バー
ストゲートパルスが与えられ、たとえばバーストゲート
パルスの立ち下がり時点でLPF42から与えられる電
圧信号をサンプルホールドして矩形波信号を生成し、そ
の矩形波信号を1H遅延回路48および位相比較器50
に与える。1H遅延回路48では、矩形波信号を1ライ
ン分遅延させた後、位相比較器50に与える。位相比較
器50は位相比較器40と同様に構成される。したがっ
て、位相比較器50では、2つの矩形波信号の位相差が
180°であればハイレベルの信号を出力し、2つの矩
形波信号が同相であればローレベルの信号を出力する。
【0044】位相比較器50には、たとえばSECAM
方式では、180°の位相差の2つの矩形波信号が入力
され、PAL方式およびNTSC方式では、同相の2つ
の矩形波信号が入力され、白黒ノイズでは、ランダムな
位相差で2つの矩形波信号が入力されるので、位相比較
器50は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。
そして、この信号はLPF52によってその信号のレベ
ルに応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この
電圧信号がヒステリシス特性を有するコンパレータ54
に与えられ、基準電圧Vrefと比較される。LPF5
2からの電圧信号が基準電圧Vrefより大きければ
「ハイレベル」,小さければ「ローレベル」の2値のい
ずれかの判別信号がコンパレータ54からたとえばTT
Lレベルで出力される。この判別信号によって、テレビ
ジョン方式がSECAM方式であるかその他のPAL方
式またはNTSC方式等のいずれであるかを判別でき
る。なお、コンパレータ54では、判別が困難な信号が
入力されてきた場合に、出力される判別信号がチャタリ
ングを起こさないように、ヒステリシス特性を持たせて
いる。
方式では、180°の位相差の2つの矩形波信号が入力
され、PAL方式およびNTSC方式では、同相の2つ
の矩形波信号が入力され、白黒ノイズでは、ランダムな
位相差で2つの矩形波信号が入力されるので、位相比較
器50は、それぞれ異なったレベルの信号を出力する。
そして、この信号はLPF52によってその信号のレベ
ルに応じたレベルを有する電圧信号に変換される。この
電圧信号がヒステリシス特性を有するコンパレータ54
に与えられ、基準電圧Vrefと比較される。LPF5
2からの電圧信号が基準電圧Vrefより大きければ
「ハイレベル」,小さければ「ローレベル」の2値のい
ずれかの判別信号がコンパレータ54からたとえばTT
Lレベルで出力される。この判別信号によって、テレビ
ジョン方式がSECAM方式であるかその他のPAL方
式またはNTSC方式等のいずれであるかを判別でき
る。なお、コンパレータ54では、判別が困難な信号が
入力されてきた場合に、出力される判別信号がチャタリ
ングを起こさないように、ヒステリシス特性を持たせて
いる。
【0045】ここで、このようなテレビ信号判別回路1
0のSECAM方式とPAL方式との判別動作を、図8
および図9を参照して説明する。まず、SECAM方式
の場合には各部の動作波形は図8に示すようになる。ま
ず、マルチプレクサ12からは図8(A)に示すような
信号が出力される。マルチプレクサ12は、バースト期
間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽出するため
カラーバースト信号を出力する。このカラーバースト信
号を出力することによって、1ライン毎に4.25MH
zと4.41MHzとのサブキャリア周波数が交互に抽
出される。そしてマルチプレクサ12は、バースト期間
以外の期間には周波数信号fscを出力する。この実施例
では、周波数信号fscは、4.43MHzに設定されて
いる。なお、バーストゲートパルス(BGP)は図8
(B)に示される。そして、LPF42からは、図8
(C)に示すような電圧信号が出力される。この電圧信
号は、基準となる4.43MHzの周波数と、サブキャ
リア周波数との差が大きくなるほど大きな振幅として表
され、カラー信号のサブキャリア周波数が4.25MH
zの場合には大きく、4.41MHzの場合には小さく
なり、1ライン毎に2種類の大きさの電圧信号が繰り返
し出力される。この電圧信号が入力されるサンプルホー
ルド回路46からは、図8(D)に示すような矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は、バーストゲートパ
ルスの立ち下がり時点でのLPF42の出力を保持して
生成される。図8(D)に示す矩形波信号は1ライン毎
に「ハイレベル」と「ローレベル」とを繰り返す。これ
は、SECAM方式に限り、2種類のサブキャリア周波
数が1ライン毎に交互に出力されることに起因するもの
である。ちなみに、各ラインとも同じサブキャリア周波
数を出力するPAL方式では、その矩形波信号(後述す
る図9(D)参照)も各ライン同様の波形となるので、
SECAM方式とPAL方式とは後述するように判別さ
れ得る。そして、位相比較器50からは図8(E)に示
すようなハイレベルの電圧信号が出力される。
0のSECAM方式とPAL方式との判別動作を、図8
および図9を参照して説明する。まず、SECAM方式
の場合には各部の動作波形は図8に示すようになる。ま
ず、マルチプレクサ12からは図8(A)に示すような
信号が出力される。マルチプレクサ12は、バースト期
間にはカラー信号のサブキャリア周波数を抽出するため
カラーバースト信号を出力する。このカラーバースト信
号を出力することによって、1ライン毎に4.25MH
zと4.41MHzとのサブキャリア周波数が交互に抽
出される。そしてマルチプレクサ12は、バースト期間
以外の期間には周波数信号fscを出力する。この実施例
では、周波数信号fscは、4.43MHzに設定されて
いる。なお、バーストゲートパルス(BGP)は図8
(B)に示される。そして、LPF42からは、図8
(C)に示すような電圧信号が出力される。この電圧信
号は、基準となる4.43MHzの周波数と、サブキャ
リア周波数との差が大きくなるほど大きな振幅として表
され、カラー信号のサブキャリア周波数が4.25MH
zの場合には大きく、4.41MHzの場合には小さく
なり、1ライン毎に2種類の大きさの電圧信号が繰り返
し出力される。この電圧信号が入力されるサンプルホー
ルド回路46からは、図8(D)に示すような矩形波信
号が出力される。この矩形波信号は、バーストゲートパ
ルスの立ち下がり時点でのLPF42の出力を保持して
生成される。図8(D)に示す矩形波信号は1ライン毎
に「ハイレベル」と「ローレベル」とを繰り返す。これ
は、SECAM方式に限り、2種類のサブキャリア周波
数が1ライン毎に交互に出力されることに起因するもの
である。ちなみに、各ラインとも同じサブキャリア周波
数を出力するPAL方式では、その矩形波信号(後述す
る図9(D)参照)も各ライン同様の波形となるので、
SECAM方式とPAL方式とは後述するように判別さ
れ得る。そして、位相比較器50からは図8(E)に示
すようなハイレベルの電圧信号が出力される。
【0046】一方、PAL方式の場合には各部の動作波
形は図9に示すようになる。まず、マルチプレクサ12
からは図9(A)に示すような信号が出力される。マル
チプレクサ12には、図9(B)に示すようなバースト
ゲートパルスが与えられ、バースト期間にはカラー信号
のうち4.43MHzのカラーバースト信号が1ライン
毎に出力される。マルチプレクサ12は、バースト期間
以外の期間には周波数信号fscを出力する。すると、L
PF42からは、図9(C)に示すような電圧信号が出
力され、この電圧信号が入力されるサンプルホールド回
路46からは図9(D)に示すような矩形波信号が出力
される。その結果、位相比較器50からは図9(E)に
示すようなローレベルの電圧信号が出力される。なお、
図9(C)に示す電圧信号には1H毎にノイズaが含ま
れているが、このノイズaは、図9(B)に示すバース
トゲートパルスが発生するバースト期間が図9(A)に
示すカラーバースト信号の発生期間よりも長いために発
生するものである。
形は図9に示すようになる。まず、マルチプレクサ12
からは図9(A)に示すような信号が出力される。マル
チプレクサ12には、図9(B)に示すようなバースト
ゲートパルスが与えられ、バースト期間にはカラー信号
のうち4.43MHzのカラーバースト信号が1ライン
毎に出力される。マルチプレクサ12は、バースト期間
以外の期間には周波数信号fscを出力する。すると、L
PF42からは、図9(C)に示すような電圧信号が出
力され、この電圧信号が入力されるサンプルホールド回
路46からは図9(D)に示すような矩形波信号が出力
される。その結果、位相比較器50からは図9(E)に
示すようなローレベルの電圧信号が出力される。なお、
図9(C)に示す電圧信号には1H毎にノイズaが含ま
れているが、このノイズaは、図9(B)に示すバース
トゲートパルスが発生するバースト期間が図9(A)に
示すカラーバースト信号の発生期間よりも長いために発
生するものである。
【0047】図8(E)および図9(E)にそれぞれ示
す電圧信号からわかるように、SECAM方式およびP
AL方式のそれぞれの電圧信号のレベルは異なり、した
がってコンパレータ54からの判別信号は、たとえばS
ECAM方式ではハイレベル,PAL方式ではローレベ
ルとそれぞれ異なった信号として出力され、両方式を判
別できる。
す電圧信号からわかるように、SECAM方式およびP
AL方式のそれぞれの電圧信号のレベルは異なり、した
がってコンパレータ54からの判別信号は、たとえばS
ECAM方式ではハイレベル,PAL方式ではローレベ
ルとそれぞれ異なった信号として出力され、両方式を判
別できる。
【0048】このテレビ信号判別回路10では、APF
14の周波数−位相特性を応用することで、ICに内蔵
可能な範囲内のQを有するフィルタを用いて回路を構成
できる。また、フィルタキャリブレーション用の基準フ
ィルタは必要なく、信号判別用のAPFのみで足りる。
したがって、従来では、同一ICに基準のフィルタおよ
びそれと同一形態のBPFなどの他のフィルタを内蔵
し、基準のフィルタを用いて、BPFなどの他のフィル
タのフィルタ特性(たとえば中心周波数)を調整する場
合、特性がずれてしまい所望の特性が得られず、判別動
作に影響を与えていたが、この発明ではそのようなこと
はない。
14の周波数−位相特性を応用することで、ICに内蔵
可能な範囲内のQを有するフィルタを用いて回路を構成
できる。また、フィルタキャリブレーション用の基準フ
ィルタは必要なく、信号判別用のAPFのみで足りる。
したがって、従来では、同一ICに基準のフィルタおよ
びそれと同一形態のBPFなどの他のフィルタを内蔵
し、基準のフィルタを用いて、BPFなどの他のフィル
タのフィルタ特性(たとえば中心周波数)を調整する場
合、特性がずれてしまい所望の特性が得られず、判別動
作に影響を与えていたが、この発明ではそのようなこと
はない。
【0049】さらに、従来用いられていたBPFを用い
ることなく、APF14を用いることによって以下のよ
うな利点を有する。従来のBPFは、Q=40程度のセ
ラミックフィルタで、高QのためICに内蔵することが
困難であったが、APF14はICに内蔵することが容
易である。また、APF14の位相変化率(対周波数)
がBPFの2倍であるので、低いQでも検出感度を高く
できる。
ることなく、APF14を用いることによって以下のよ
うな利点を有する。従来のBPFは、Q=40程度のセ
ラミックフィルタで、高QのためICに内蔵することが
困難であったが、APF14はICに内蔵することが容
易である。また、APF14の位相変化率(対周波数)
がBPFの2倍であるので、低いQでも検出感度を高く
できる。
【0050】また、従来用いられていたfH /2共振フ
ィルタをICに内蔵するには、ICに内蔵するインダク
タを相当大きくしなければならず、fH /2共振フィル
タの特性も判別精度に少なからず影響を及ぼしていた
が、fH /2共振フィルタを用いないこの発明では、こ
のような弊害は生じない。また、上述の実施例に用いら
れる1H遅延回路48は、たとえば図10に示すように
構成される。図10に示す1H遅延回路48は、サンプ
ルホールド回路46に接続される2つのサンプルホール
ド回路62,64およびサンプルホールド回路62およ
び64のいずれか一方を選択するマルチプレクサ66を
含む。そして、サンプルホールド回路46には、コント
ロールパルスCNT1となるバーストゲートパルスが与
えられ、また、マルチプレクサ66には、バーストゲー
トパルスを分周器68によって1/2分周して得られた
矩形波状のコントロールパルスCNT4が与えられ、マ
ルチプレクサ66のスイッチング動作が制御される。ま
た、サンプルホールド回路62および64には、それぞ
れバーストゲートパルスBGPと同期したコントロール
パルスCNT2およびCNT3が、1ライン毎に交互に
与えられる。
ィルタをICに内蔵するには、ICに内蔵するインダク
タを相当大きくしなければならず、fH /2共振フィル
タの特性も判別精度に少なからず影響を及ぼしていた
が、fH /2共振フィルタを用いないこの発明では、こ
のような弊害は生じない。また、上述の実施例に用いら
れる1H遅延回路48は、たとえば図10に示すように
構成される。図10に示す1H遅延回路48は、サンプ
ルホールド回路46に接続される2つのサンプルホール
ド回路62,64およびサンプルホールド回路62およ
び64のいずれか一方を選択するマルチプレクサ66を
含む。そして、サンプルホールド回路46には、コント
ロールパルスCNT1となるバーストゲートパルスが与
えられ、また、マルチプレクサ66には、バーストゲー
トパルスを分周器68によって1/2分周して得られた
矩形波状のコントロールパルスCNT4が与えられ、マ
ルチプレクサ66のスイッチング動作が制御される。ま
た、サンプルホールド回路62および64には、それぞ
れバーストゲートパルスBGPと同期したコントロール
パルスCNT2およびCNT3が、1ライン毎に交互に
与えられる。
【0051】1H遅延回路48の動作を図11を参照し
て説明する。入力端70に図11(A)に示すようなL
PF42からの電圧信号e1 が1ライン毎に与えられる
と、サンプルホールド回路46は、図11(F)に示す
コントロールパルスCNT1のタイミングに従って、図
11(B)に示すような矩形波信号e2 を出力する。こ
の矩形波信号e2 はサンプルホールド回路62および6
4にそれぞれ与えられる。サンプルホールド回路62お
よび64には、それぞれ図11(G)および(H)に示
すコントロールパルスCNT2およびCNT3が与えら
れ、これらのコントロールパルスCNT2およびCNT
3に応じてサンプルホールド回路62および64は、そ
れぞれ図11(C)および(D)に示すような矩形波信
号e3 およびe4 を出力する。そして、マルチプレクサ
66には、図11(I)に示すコントロールパルスCN
T4が与えられ、このコントロールパルスCNT4に応
じてマルチプレクサ66はスイッチング制御されて1ラ
イン毎に矩形波信号e4 およびe3 を選択し、出力端7
2からは図11(E)に示すような矩形波信号e5 が出
力される。
て説明する。入力端70に図11(A)に示すようなL
PF42からの電圧信号e1 が1ライン毎に与えられる
と、サンプルホールド回路46は、図11(F)に示す
コントロールパルスCNT1のタイミングに従って、図
11(B)に示すような矩形波信号e2 を出力する。こ
の矩形波信号e2 はサンプルホールド回路62および6
4にそれぞれ与えられる。サンプルホールド回路62お
よび64には、それぞれ図11(G)および(H)に示
すコントロールパルスCNT2およびCNT3が与えら
れ、これらのコントロールパルスCNT2およびCNT
3に応じてサンプルホールド回路62および64は、そ
れぞれ図11(C)および(D)に示すような矩形波信
号e3 およびe4 を出力する。そして、マルチプレクサ
66には、図11(I)に示すコントロールパルスCN
T4が与えられ、このコントロールパルスCNT4に応
じてマルチプレクサ66はスイッチング制御されて1ラ
イン毎に矩形波信号e4 およびe3 を選択し、出力端7
2からは図11(E)に示すような矩形波信号e5 が出
力される。
【0052】図11(B)および(E)にそれぞれ示す
矩形波信号e2 およびe5 を比較してわかるように、図
11(E)に示す矩形波信号e5 は図11(B)に示す
矩形波信号e2 より1ライン遅延されていることがわか
る。なお、図1に示す実施例において、90°移相器2
8は、経路39上に介挿されてもよく、また、APF1
4と位相比較器40との間に介挿されてもよい。
矩形波信号e2 およびe5 を比較してわかるように、図
11(E)に示す矩形波信号e5 は図11(B)に示す
矩形波信号e2 より1ライン遅延されていることがわか
る。なお、図1に示す実施例において、90°移相器2
8は、経路39上に介挿されてもよく、また、APF1
4と位相比較器40との間に介挿されてもよい。
【0053】また、図1に示す実施例では、4.43M
Hzの周波数信号fSCがAPF14に入力されたとき
に、位相比較器40に与えられる2つの入力の位相差が
90°になるように90°移相器28を用いたが、たと
えば90°移相器28の代わりに45°移相器を用いて
位相比較器40の一方入力を45°遅延させ、さらに経
路39上に45°移相器を介挿して位相比較器40の他
方入力を45°進めて、位相比較器40の2つの入力の
位相差を90°にするなど、位相比較器40の2つの入
力の位相差が90°になるならば、90°移相器28以
外の任意の手段が用いられ得る。
Hzの周波数信号fSCがAPF14に入力されたとき
に、位相比較器40に与えられる2つの入力の位相差が
90°になるように90°移相器28を用いたが、たと
えば90°移相器28の代わりに45°移相器を用いて
位相比較器40の一方入力を45°遅延させ、さらに経
路39上に45°移相器を介挿して位相比較器40の他
方入力を45°進めて、位相比較器40の2つの入力の
位相差を90°にするなど、位相比較器40の2つの入
力の位相差が90°になるならば、90°移相器28以
外の任意の手段が用いられ得る。
【0054】また、上述の実施例では、SECAM方式
とPAL方式とを判別する場合について述べたが、SE
CAM方式とNTSC方式との判別にも、この発明は用
いられ得る。
とPAL方式とを判別する場合について述べたが、SE
CAM方式とNTSC方式との判別にも、この発明は用
いられ得る。
【図1】この発明の一実施例を示すブロック図である。
【図2】この実施例に用いられるAPFの一例を示す回
路図である。
路図である。
【図3】図2に示すAPFに用いられるジャイレータの
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図4】図2に示すAPFの周波数−移相量特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図5】この実施例に用いられる90°移相器の一例を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図6】この実施例に用いられる位相比較器の一例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図7】図6に示す位相比較器の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図8】この実施例におけるSECAM方式での各部の
動作を示す波形図である。
動作を示す波形図である。
【図9】この実施例におけるPAL方式での各部の動作
を示す波形図である。
を示す波形図である。
【図10】この実施例に用いられる1H遅延回路の一例
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図11】図10に示す1H遅延回路の動作を示す波形
図である。
図である。
10 …テレビ信号判別回路 12,66 …マルチプレクサ 14 …APF 28 …90°移相器 40,50 …位相比較器 42,44,52 …LPF 46,62,64 …サンプルホールド回路 48 …1H遅延回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平2−54695(JP,A) 特開 昭63−27187(JP,A) 特開 昭63−131791(JP,A) 特開 平2−20980(JP,A) 特開 昭64−49493(JP,A) 実開 平5−11669(JP,U) 実開 平5−11670(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04N 9/00 H04N 5/46 H04N 9/47
Claims (6)
- 【請求項1】入力カラー信号のサブキャリア周波数を位
相を表す信号として出力する第1手段、 前記位相を表す信号を電圧信号に変換する第2手段、 前記電圧信号を1ライン期間保持して保持信号を得る信
号保持手段、 前記保持信号を1ライン分遅延させる遅延手段、および
前記保持信号と前記遅延手段からの信号とに基づいて判
別信号を出力する判別信号出力手段を備える、テレビ信
号判別回路。 - 【請求項2】前記第1手段はオールパスフィルタを含
む、請求項1記載のテレビ信号判別回路。 - 【請求項3】前記オールパスフィルタはその中心周波数
が調整可能な周波数可変オールパスフィルタであって、 前記サブキャリア周波数に等しいかまたはその近傍の所
定の周波数を有する周波数信号を発生する信号発生手
段、 バースト期間中前記入力カラー信号を前記周波数可変オ
ールパスフィルタに与えかつそれ以外の期間に前記周波
数信号を前記周波数可変オールパスフィルタに与える第
1切換手段、および 前記バースト期間以外の期間に得ら
れる前記位相を表す信号に基づいて前記周波数可変オー
ルパスフィルタの中心周波数を制御する制御手段を含
む、 請求項2記載のテレビ信号判別回路。 - 【請求項4】前記遅延手段は、前記保持信号を1ライン
毎に交互にサンプルホールドしてそれぞれ第1および第
2矩形波信号を生成する第1および第2サンプルホール
ド手段、および第1および第2矩形波信号を1ライン毎
に交互に取り出す第2切換手段を含む、請求項1ないし
3のいずれかに記載のテレビ信号判別回路。 - 【請求項5】入力カラー信号のサブキャリア周波数を位
相を表す信号として出力する第1手段、前記位相を表す
信号を電圧信号に変換する第2手段、前記電圧信号を1
ライン期間保持して保持信号を得る信号保持手段、前記
保持信号を1ライン分遅延させる遅延手段、および前記
保持信号と前記遅延手段からの信号とに基づいて判別信
号を出力する判別信号出力手段を備え、 前記遅延手段は、 前記保持信号を1ライン毎に交互にサンプルホールドし
てそれぞれ第1および第2保持信号を生成する第1およ
び第2サンプルホールド手段、および前記第1および第
2保持信号を1ライン毎に交互に取り出す切換手段を備
える、テレビ信号判別回路。 - 【請求項6】入力カラー信号のサブキャリア周波数を位
相を表す信号として出力する第1手段、前記位相を表す
信号を電圧信号に変換する第2手段、前記電圧信号を1
ライン期間保持して保持信号を得る信号保持手段、前記
保持信号の位相を1ライン分遅延させる遅延手段、およ
び前記保持信号と前記遅延手段からの信号とに基づいて
判別信号を出力する判別信号出力手段を備え、 前記第1手段は、 第1期間に処理すべき信号を受けかつ
第2期間に所定の周波数を有する周波数信号を受ける周
波数可変フィルタを含み、さらに前記第1期間に前記周
波数可変フィルタの出力を処理する処理回路、 前記第2期間に前記周波数信号と前記周波数可変フィル
タの出力信号との位相を比較して位相差信号を出力する
位相比較手段、および前記第2期間に前記位相差信号に
応じて前記周波数可変フィルタの中心周波数を制御する
制御手段を備える、テレビ信号判別回路。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05043651A JP3101463B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | テレビ信号判別回路 |
EP94103301A EP0614320B1 (en) | 1993-03-04 | 1994-03-04 | Television receiver and television signal determination circuit |
KR1019940004358A KR100320047B1 (ko) | 1993-03-04 | 1994-03-04 | 텔레비젼수상기및텔레비젼신호판별회로 |
CN94104254A CN1076936C (zh) | 1993-03-04 | 1994-03-04 | 电视接收机及电视信号判别电路 |
ES94103301T ES2133432T3 (es) | 1993-03-04 | 1994-03-04 | Receptor de television y circuito de determinacion de la señal de television. |
DE69418632T DE69418632T2 (de) | 1993-03-04 | 1994-03-04 | Fernsehempfänger und Fernsehsignalbestimmungsschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05043651A JP3101463B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | テレビ信号判別回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06261264A JPH06261264A (ja) | 1994-09-16 |
JP3101463B2 true JP3101463B2 (ja) | 2000-10-23 |
Family
ID=12669776
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05043651A Expired - Fee Related JP3101463B2 (ja) | 1993-03-04 | 1993-03-04 | テレビ信号判別回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3101463B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2726422B1 (fr) * | 1994-10-31 | 1997-01-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Detecteur de reception d'un signal de television couleur code selon la norme secam |
CN114637368B (zh) * | 2022-03-22 | 2024-06-04 | 汇春科技(成都)有限公司 | 电流修调电路 |
-
1993
- 1993-03-04 JP JP05043651A patent/JP3101463B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06261264A (ja) | 1994-09-16 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CA2067562C (en) | Frequency doubler with a variable delay circuit and exclusive or gate | |
US5801555A (en) | Correlative double sampling (CDS) device | |
JP3101463B2 (ja) | テレビ信号判別回路 | |
US5239367A (en) | Signal discriminating circuit and active filter using same | |
US5049998A (en) | Circuit for improving picture quality by interpolation in a video camera | |
JPH0532948B2 (ja) | ||
CA2067615C (en) | Y/c separation circuit | |
US4536800A (en) | Additive pulse sampling circuit | |
JP3091614B2 (ja) | テレビ信号判別回路 | |
KR100320047B1 (ko) | 텔레비젼수상기및텔레비젼신호판별회로 | |
JP3685567B2 (ja) | Vtrの再生tv信号判別回路 | |
EP0616474A2 (en) | Television circuit utilizing color burst signal | |
JPH10136403A (ja) | Vtrの再生tv信号判別回路 | |
JPH10136404A (ja) | Vtrの再生tv信号判別回路 | |
JPH06292218A (ja) | Rgbエンコーダ | |
US4121243A (en) | Color subcarrier generator | |
JP2530229B2 (ja) | 映像信号クランプ回路 | |
JPS637081A (ja) | 映像信号処理装置 | |
JP3571920B2 (ja) | Fm変調回路 | |
CA2074473C (en) | Device for equalizing analog circuit parts in an integrated circuit | |
JPS6314531Y2 (ja) | ||
US6133782A (en) | Integrator-filter circuit | |
JP3030193B2 (ja) | フィルタ調整回路およびそれを用いたy/c分離回路 | |
EP0859460A1 (en) | Mixer circuit with wide dynamic range | |
JP3131449B2 (ja) | 輪郭補正回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20000801 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070818 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080818 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |