JP3088893B2 - データ受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、位相変調方式のディジ
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。

【０００２】

【従来の技術】４値の位相変調方式であるπ／４シフト
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、それぞれの位相差が予め決められ
た（０，０）（０，１）（１，０）（１，１）のいずれ
かの情報を表わしている。

【０００３】この位相差（送信側の変調位相差を△φと
すると）の信号点は、Ｉ軸を横軸、Ｑ軸を縦軸に表示し
た位相ダイヤグラムにおいて、図３の黒丸と重なる位置
に表示される。各信号点に付された矢印は、次の信号の
遷移方向を示している。つまり、現在の位相差△φがπ
／４であるときは、次の位相差△φとして、より大きい
３π／４を取ることもできれば、より小さい−π／４ま
たは−３π／４を取ることもできる。これに対して、現
在の位相差△φが３π／４のときは、次の位相差△φと
して、より大きい位相差を取ることはできず、また、現
在の位相差△φが−３π／４のときは、次の位相差△φ
として、さらに小さい位相差を取ることはできない。

【０００４】一方、受信側は、受信信号を同期検波して
同相成分と直交成分とを検出し、それらの成分で表わさ
れる位相（変調位相）のシンボル間の位相差を判別し
て、送られた情報を取出す。このとき、受信した変調信
号の中心周波数と同期検波に用いる局部発振器の発振周
波数との間に周波数誤差△ｆが存在する場合には、変調
位相の位相差△φ_rに位相誤差θｅが含まれてしまう。
こうした事態に対処するため、データ受信装置には、こ
の位相誤差θｅを補償する手段が設けられており、それ
により復号における誤り率の改善が図られている。

【０００５】この種の従来のデータ受信装置は、図５に
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力に応じて記憶している変調位相データを出力する
アークタンジェントＲＯＭ12と、１シンボル周期におけ
る変調位相の位相差△φ_rを検出するための位相遅延検
波部を構成する遅延器13および減算器14と、位相遅延検
波部の出力からビット・タイミングを再生するタイミン
グ再生回路16と、位相遅延検波部から出力された変調位
相△φ_rの位相差に含まれる位相誤差θｅを補償する自
動周波数制御回路17と、自動周波数制御回路17の出力に
基づいて変調位相差の角度を判定する判定器18と、判定
器18の出力を２値データに変換するデコーダ19と、デコ
ーダ19の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子20とを備えている。

【０００６】Ａ／Ｄ変換器10、11は、ローパスフィルタ
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。

【０００７】また、アークタンジェントＲＯＭ12は、Ａ
／Ｄ変換器10、11からＸとＹとの信号が入力されると、
それらをアドレス信号として、ｔａｎ^-1（Ｘ／Ｙ）に対
応する変調位相データφrを読出して出力する。

【０００８】また、位相遅延検波部を構成する遅延器13
は、アークタンジェントＲＯＭ12の出力を１シンボル周
期分遅延させ、また、減算器14は、現時点の変調位相で
あるアークタンジェントＲＯＭ12の出力から１シンボル
前の変調位相である遅延器13の出力を減算する。

【０００９】また、自動周波数制御回路17は、タイミン
グ再生回路16の出力するビット・タイミング信号に同期
して位相遅延検波部の出力を取込み、判定器18の出力を
参照しながら、位相遅延検波部の出力である変調位相差
△φ_rに生じた位相誤差θｅを補償する。

【００１０】図３は、位相遅延検波部が、受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号を基に位相遅延検波して得
た変調位相差△φ_rを表わす位相ダイアグラムであり、
位相誤差θｅがゼロの場合を示している。また、図４の
位相ダイアグラムは、受信した被変調信号の中心周波数
と直交検波部の局部発振器４の発振周波数との間に周波
数誤差△ｆがあるために位相誤差θｅが生じているとき
の変調位相差△φ_rを表わしている。

【００１１】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆ_R＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆ_S＝１／Ｔ_S＝Ｍｆ
_R（Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出力
Ｘ(ｋＴ_S）、Ｙ(ｋＴ_S）は次の式（１）、（２）のよう
になる。 Ｘ(ｋＴ_S）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （１） Ｙ(ｋＴ_S）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴ_S）は受信されたπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の送信変調位相であり、
Δｆはこの変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振
周波数との間の周波数誤差である。

【００１２】一方、アークタンジェントＲＯＭ12は、Ｘ
(ｋＴ_S）およびＹ(ｋＴ_S）をそれぞれアドレス信号とし
て、記憶しているデータの中からｔａｎ^-1（Ｘ(ｋＴ_S）
／Ｙ(ｋＴ_S））に対応する変調位相データφ_r(ｋＴ_S)を
出力する。これを受けて位相遅延検波部では、減算器14
が、このφ_r(ｋＴ_S)から、遅延器13の出力する１シンボ
ル周期分遅延したφ_r(（ｋ−Ｍ)Ｔ_S）を減算し、次式
（３）で表される受信変調位相差Δφ_rを出力する。

【００１３】 Δφ_r(ｋＴ_S)＝φ_r(ｋＴ_S）−φ_r(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S） ＝Δφ(ｋＴ_S)＋θｅ （３） このΔφ（ｋＴｓ）は、式（４）で表される送信変調位
相差成分であり、θｅは、式（５）で表されるΔｆに起
因する位相誤差である。 Δφ(ｋＴ_S）＝φ(ｋＴ_S）−φ(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S) （４） θｅ＝−２πΔｆＭＴ_S＝−２πΔｆＴ （５）

【００１４】この位相遅延検波部の出力を位相ダイヤグ
ラムで表示すると（位相ダイヤグラムでは、Ｉ，Ｑ平面
上の横軸ＩにｃｏｓΔφ_rが、縦軸ＱにｓｉｎΔφ_rが表
示される）、θｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、式（３）
よりΔφ_r(ｋＴ_S)＝Δφ(ｋＴ_S）となり、また、π／４
シフトＱＰＳＫ変調の送信変調位相差Δφ(ｋＴ_S）が±
π／４または±３π／４であるから、受信変調位相差△
φ_rは、図３のように表わせる。また、θｅ≠０（Δｆ
≠０）の時は、図４に示すように、位相ダイアグラム上
で送信変調位相差と受信変調位相差△φ_rとの間に一定
の位相誤差θｅが生じる。その結果、受信変調位相差△
φ_rと判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズマージン
が減少し、ノイズによっては判定境界を乗越える場合が
生じるため、受信データの誤り率特性が劣化してしま
う。

【００１５】自動周波数制御回路17は、このΔｆに起因
する位相誤差θｅを補償する。自動周波数制御回路17
は、先ず、タイミング再生回路16で再生されたビット・
タイミング信号に同期して、識別する時点での位相遅延
検波部の出力Δφ_r(ｎＴ）を取込み、次式（６）により
判定器18の出力Δφ_d(ｎＴ）（なお、判定器18は、自動
周波数制御回路17の出力が第１象限にあると判定したと
きはπ／４を、第２象限にあると判定したときは３π／
４を、第３象限にあると判定したときは−３π／４を、
第４象限にあると判定したときは−π／４を出力する）
との平均誤差βを求め、これを位相誤差θｅの推定値と
する。 β＝（１／Ｎ_S）Σ［Δφ_r((ｎ−ｉ)Ｔ)−Δφ_d((ｎ−ｉ)Ｔ)］ （６） （Σはｉ＝０からＮ_S−１まで加算、Ｎ_S：正整数） 次に、式（７）により、Δφ_r(ｎＴ）からβを減算して
位相誤差θｅの補償された変調位相差Δφ_e(ｎＴ）を得
る。

【００１６】 Δφ_e(ｎＴ）＝Δφ_r(ｎＴ)−β （７） この時、受信された変調信号の中心周波数と局部発振器
４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜Δｆ｜＜ｆ_R／
８であるならば、位相誤差θｅは式（５）より｜θｅ｜
＜π／４となるので、判定器18は、判定境界（判定閾
値）を図４のＩ軸およびＱ軸に採ることにより、当初か
ら定常的な判定誤りを侵すことなく判定結果を出力する
ことができる。そのため、平均誤差βは、位相誤差θｅ
の正しい推定値となり、式（７）により位相誤差θｅを
補償することが可能となる。また、判定器18は、それを
受けて、さらに誤りを含まない判定結果を出力すること
ができる。

【００１７】このように、自動周波数制御回路17を備え
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆ_R／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のデータ
受信装置では、受信された変調信号の中心周波数と局部
発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆがｆ_R／８≦
｜Δｆ｜＜ｆ_R／４（ｆ_R：シンボルレート）である場合
には、位相遅延検波部の出力に含まれる位相誤差θｅが
π／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図４のＩ，Ｑ平
面上において識別時点でのΔφ_r(ｎＴ）の信号点の存在
する象限が変わってしまい、判定器18は当初から定常的
な判定誤りを生じることになる。そのため、自動周波数
制御回路17は、θｅの正しい推定値を得ることができ
ず、誤った方向に位相補償を行なってしまう。その結
果、受信データの誤り率特性が著しく劣化するという問
題点がある。

【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、位相遅延検
波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる
場合でも、それを補償することができる、広い自動周波
数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供することを目
的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、位
相変調の受信信号に対する直交検波に使用する局部発振
器と、前記受信信号における変調位相を求め、この変調
位相の１シンボル周期での位相差を求める位相遅延検波
部と、受信信号の中心周波数と局部発振器の発振周波数
との間の周波数差に起因して前記位相差に生じる位相誤
差θｅを補償する自動周波数制御手段とを備えるπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置において、位
相遅延検波部から出力された位相差に生じている位相誤
差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼロクロスの情
報を用いて判定するゼロクロス判定手段と、前記ゼロク
ロス判定手段が位相誤差θｅの大きさをπ／４≦｜θｅ
｜と判定したとき、位相遅延検波部の出力する位相差に
πＫ／４（Ｋは正または負の整数）を付加して自動周波
数制御手段に出力する位相加算手段とを設けている。

【００２１】また、前記ゼロクロス判定手段が、位相ダ
イアグラムのＩ軸またはＱ軸を横切る（即ち、ゼロクロ
スする）信号の数に基づいて、位相誤差θｅの大きさの
範囲とその向きとを判定するように構成している。

【００２２】

【作用】そのため、位相誤差θｅがπ／４以上のときに
は、位相加算手段が、ゼロクロス判定手段の判定結果に
基づいて、位相遅延検波部の出力する位相差にπＫ／４
（Ｋは正または負の整数）を付加し、位相誤差θｅを含
む位相差の信号点を本来の送信変調位相差の信号点が存
在していた象限にまで引戻す。従って、自動周波数制御
手段は、従来の位相補償方式をそのまま実行することに
より、常に正しい位相補償を行なうことができる。

【００２３】ゼロクロス判定手段は、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。

【００２４】

【実施例】本発明の実施例におけるデータ受信装置は、
図１に示すように、被変調信号の中心周波数と局部発振
器４の発振周波数との間の周波数誤差によって変調位相
差△φ_rにπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが
生じているとき、その誤差を｜θｅ｜＜π／４に低減す
る位相補償回路15を備えている。その他の構成は、従来
の装置（図５）と変わりがない。

【００２５】この位相補償回路15は、図２に示すよう
に、位相遅延検波部から入力された変調位相差Δφ_rに
含まれている位相誤差θｅの大きさおよびその正負を判
定してその結果に従って制御信号を出力するゼロクロス
判定回路21と、ゼロクロス判定回路21の制御信号に応じ
て０、π／４または−π／４の位相回転を位相遅延検波
部の出力信号Δφ_rに加える位相加算回路22とから成
る。

【００２６】ゼロクロス判定回路21は、位相ダイアグラ
ムのＩ、Ｑ上においてΔφ_rの示す信号点が負のＩ軸を
横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横
切る回数をそれぞれカウントすることにより、位相誤差
θｅの大きさとその正負とを判定する。

【００２７】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部、アークタンジェントＲＯＭ12および位
相遅延検波部の動作は、従来の装置と同じである。た
だ、Ａ／Ｄ変換器10、11は、シンボルレートに対して十
分大きいサンプリング周波数を用いてＡ／Ｄ変換を行な
う。いま、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の
シンボルレートをｆ_R＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11の
サンプリング周波数をｆ_S＝１／Ｔ_S＝Ｍｆ_R（Ｍ：十分
大きな正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11の出力をＸ(ｋ
Ｔ_S）、Ｙ(ｋＴ_S）とすると、 Ｘ(ｋＴ_S）＝ｃｏｓ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （１） Ｙ(ｋＴ_S）＝ｓｉｎ（φ(ｋＴ_S）−２πΔｆｋＴ_S） （２） となる。ここで、φ(ｋＴ_S）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の送信変調位相、Δｆはこの変調信
号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数
誤差を表わす。

【００２８】また、アークタンジェントＲＯＭ12は、Ｘ
(ｋＴ_S）およびＹ(ｋＴ_S）をそれぞれアドレス信号とし
て、記憶しているデータの中からｔａｎ^-1（Ｘ(ｋＴ_S）
／Ｙ(ｋＴ_S））に対応する変調位相データφ_r(ｋＴ_S)を
出力し、これを受けて位相遅延検波部は、次式に示す受
信変調位相差Δφ_rを出力する。

【００２９】 Δφ_r(ｋＴ_S)＝φ_r(ｋＴ_S）−φ_r(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S） ＝Δφ(ｋＴ_S)＋θｅ （３） このΔφ（ｋＴｓ）は送信変調位相差成分であり、θｅ
はΔｆに起因する位相誤差である。Δφ（ｋＴｓ）とθ
ｅとは、次式で表わされる。 Δφ(ｋＴ_S）＝φ(ｋＴ_S）−φ(（ｋ−Ｍ）Ｔ_S) （４） θｅ＝−２πΔｆＭＴ_S＝−２πΔｆＴ （５）

【００３０】位相遅延検波部の出力する変調位相差Δφ
_rは、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場合には、図３の位相ダ
イアグラムで表わされ、また、θｅ≠０（Δｆ≠０）の
場合には、図４の位相ダイヤグラムで表わされる。

【００３１】この図３に示すように、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の場合では、第２象限および第３象限における信号
点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だけに限られ
ている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ受信部によ
るノイズの影響を除いては、Δφ_rの信号点が負のＩ軸
を横切ることはない。

【００３２】また、図４に示すように、｜Δｆ｜＜ｆ_R
／８の周波数誤差Δｆに起因して｜θｅ｜＜π／４の位
相誤差θｅが生じている時には、判定境界(判定閾値)と
なるＩ軸およびＱ軸までのノイズマージンが減少し、受
信データの誤り率特性が劣化するが、この影響は、自動
周波数制御回路17によって補償され、誤り率特性が改善
される。なお、この｜θｅ｜＜π／４の場合にも、ノイ
ズの影響を除いては、Δφ_rの信号点が負のＩ軸を定常
的に横切ることはない。

【００３３】しかし、周波数誤差Δｆがｆ_R／８≦｜Δ
ｆ｜＜ｆ_R／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図４におけるθｅをこの大きさにまで広げることに
よって分かるように、信号点の遷移経路が定常的に負の
Ｉ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４≦
θｅ＜π／２であるならば、Δφ_rの信号点の遷移経路
が負のＱ軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回
数の方が多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の
場合には、逆に、Δφ_rの信号点の遷移経路が負のＱ軸
を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少
なくなる。

【００３４】位相補償回路15では、ゼロクロス判定回路
21が位相遅延検波部の出力Δφ_r(ｋＴ_S)を取込み、位相
ダイヤグラムにおいてΔφ_r(ｋＴ_S)の信号点が、負のＩ
軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸
を横切る回数をそれぞれカウントし、その結果に従って
３種類の制御信号ＳＥＬ(ｉ)（ｉ＝１，２，３）を出力
する。このゼロクロス判定回路21は、具体的に次の手順
によってその処理を行なう。

【００３５】いま、Δφ_r(ｋＴ_S)の角度をｎビットを使
って表わそうとすると、２πを２ⁿ個に区分したπ／２
^n-1を１単位として、その大きさを表わすことができ
る。言換えると、Δφ_r(ｋＴ_S)の分解能をｎビットとす
ると、各時刻でのΔφ_r(ｋＴ_S)の値は、次の式（８）に
よって表わされる。 Δφ_r(ｋＴ_S)＝（π／２^n-1)×ｍ （８） ｍ＝０，１，２，‥，２^n-1 この時、図３、図４に示すように、第１象限、第２象
限、第３象限、第４象限に存在するΔφ_r(ｋＴ_S)は、そ
れぞれ、ｍの値によって次のように区別される。 ０≦ｍ＜２^n-2 ： 第１象限 ２^n-2 ≦ｍ＜２^n-1 ： 第２象限 （９） ２^n-1 ≦ｍ＜３・２^n-2 ： 第３象限 ３・２^n-2 ≦ｍ≦２^n-1 ： 第４象限

【００３６】さて、ゼロクロス判定回路21は、まず、Δ
φ_r(ｋＴ_S)のＮ₀個（Ｎ₀：正整数）のサンプル値を取込
み、Δφ_r(ｋＴ_S)の示す信号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合
には、各サンプル値の存在する象限が変わってくること
を利用して、負のＩ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を
横切る回数ＣＴ２および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３を
それぞれ次のように求める。

【００３７】ＣＴ１は、サンプル値が第２象限から第３
象限に変化した回数と第３象限から第２象限に変化した
回数との和であり、式（９）の関係を用いて、次式（１
０）により求めることができる。ただし、サンプリング
周波数ｆ_S ＝１／Ｔ_S はシンボルレートｆ_R にくらべて
十分高いものとする。 ＣＴ１＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1]∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2]∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1]である回数} （１０） なお、「Ａ∩Ｂ」は、集合Ａ、Ｂの両方に属している要
素の集合を表わす。

【００３８】また、同様にＣＴ２は、サンプル値が第１
象限から第２象限に変化した回数と第２象限から第１象
限に変化した回数との和として、次式（１１）により求
めることができる。 ＣＴ２＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：０≦ｍ＜２^n-2］∩ [Δφ_r(kＴ_S)：２^n-2≦ｍ＜２^n-1］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S):２^n-2≦ｍ＜２^n-1]∩ [Δφ_r(kＴ_S):０≦ｍ＜２^n-2］である回数｝ （１１） 同じくＣＴ３は、サンプル値が第３象限から第４象限に
変化した回数と第４象限から第３象限に変化した回数と
の和として、次式（１２）により求めることができる。 ＣＴ３＝{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］∩ [Δφ_r(kＴ_S)：３・２^n-2≦ｍ＜２^n-1］である回数｝ ＋{[Δφ_r((k-1)Ｔ_S)：３・２^n-2≦ｍ＜２ⁿ−１］∩ [Δφ_r(kＴ_S):２^n-1≦ｍ＜３・２^n-2］である回数} （１２） この時、Ｎ₁＜Ｎ₀なる正整数Ｎ₁ を閾値として設定し、 ＣＴ１＜Ｎ₁ （１３） であるならば、ゼロクロス判定回路21は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＳＥＬ
（１）を出力する。

【００３９】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ₁］∩［ＣＴ２＞ＣＴ３］ （１４） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ₁ 以上で、かつ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路21
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＳＥＬ（２）を出力する。

【００４０】また、 ［ＣＴ１≧Ｎ₁］∩［ＣＴ２＜ＣＴ３］ （１５） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ₁ 以上で、かつ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路21
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＳＥＬ（３）を出力する。

【００４１】次に、位相加算回路22は、ゼロクロス判定
回路21からの制御信号に従って、式（１６）に示す演算
を行ない、位相遅延検波部の出力Δφ_r(ｋＴ_S)に対して
πＫ／４（Ｋ＝０，−１，１）の位相回転を加える。

【００４２】 Δφ_c(ｋＴ_S）＝Δφ_r(ｋＴ_S）＋Ｋπ／４ 制御信号＝ＳＥＬ（１）；Ｋ＝０ 制御信号＝ＳＥＬ（２）；Ｋ＝−１ 制御信号＝ＳＥＬ（３）；Ｋ＝１ （１６）

【００４３】この結果、ｆ_R／８≦｜Δｆ｜＜ｆ_R／４の
周波数誤差Δｆが存在する場合でも、位相補償回路15の
出力Δφ_c(ｋＴ_S)における位相誤差θｅは｜θｅ｜＜π
／４となる。

【００４４】自動周波数制御回路17は、位相補償回路15
の出力Δφ_c(ｋＴ_S)に残留する｜θｅ｜＜π／４の位相
誤差θｅを補償する。この動作は、前述した従来の装置
の自動周波数制御回路17のそれと基本的には同じであ
り、先ずタイミング再生回路16により再生されたビット
・タイミング信号に同期して識別時点での位相補償回路
15の出力Δφ_c(ｎＴ）を取込み、次式（１７）により、
判定器18の出力Δφ_d(ｎＴ）との平均誤差βを求め、こ
れをΔφ_c(ｋＴ_S)に残留する位相誤差θｅの推定値とす
る。 β＝（１／Ｎ_S）Σ［Δφ_c((ｎ−ｉ)Ｔ)−Δφ_d((ｎ−ｉ)Ｔ)] （１７） （Σはｉ＝０からＮ_S−１まで加算、Ｎ_S：正整数） この場合、位相補償回路15の出力Δφ_c(ｋＴ_S)に残留す
る位相誤差θｅはπ／４以下に低減されているため、Δ
φ_c(ｋＴ_S)の信号点は、図４の位相ダイヤグラムの黒丸
の位置にある。従って、Ｉ軸およびＱ軸を判定境界（判
定閾値）とすることにより、判定器18は、定常的な判断
誤りを生じることなく判定を下すことができ、その結
果、式（１７）のβはθｅの正しい推定値となる。

【００４５】自動周波数制御回路17は、式（１８）によ
り、Δφ_c(ｎＴ）からβを減算した値Δφ_e(ｎＴ）を出
力する。この値は、送信変調位相差Δφ(ｎＴ)と等しい
値となる。 Δφ_e(ｎＴ）＝Δφ_r(ｎＴ）−β ＝Δφ(ｎＴ) （１８） 自動周波数制御回路17の出力Δφ_e(ｎＴ）は、判定器18
により角度判定された後、デコーダ19を介して２値の受
信データに変換される。

【００４６】このように、実施例の装置では、受信され
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆ_R／８≦｜Δｆ｜＜ｆ_R／４の周波数誤差Δｆが存在
し、位相遅延検波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２
の位相誤差θｅが生じているときでも、自動周波数制御
回路17の前に設けた位相補償回路15が位相誤差θｅをπ
／４以下に低減するため、自動周波数制御回路17は自動
周波数制御を正常に行なうことができ、その結果、正し
い受信データが復号される。この装置は、等価的に従来
の装置の２倍の周波数範囲において自動周波数制御が可
能である。

【００４７】なお、実施例では位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定を位相補償回路15のゼロクロス判
定回路21で行ない、位相加算回路22で、ゼロクロス判定
回路21の判定結果に基づいて、位相遅延検波部の出力Δ
φ_r(ｎＴ）にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）の位相
回転を加えることにより、位相誤差θｅを含む位相差Δ
φ_r(ｎＴ）の信号点は、本来の送信変調位相差の信号点
の象限に引戻される。その結果、自動周波数制御回路17
での正しい自動周波数制御が可能となる。

【００４８】

【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、位相遅延検波部の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位
相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動周波数制御を
行なうことができ、Δｆに起因する誤り率特性の劣化を
幅広く改善することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のデータ受信装置における一実施例の構
成を示すブロック図、

【図２】実施例のデータ受信装置における位相補償回路
の構成を示すブロック図、

【図３】位相遅延検波部の出力を表わす位相ダイアグラ
ム（θｅ＝０の場合）、

【図４】位相遅延検波部の出力を表わす位相ダイアグラ
ム（θｅ≠０の場合）、

【図５】従来のデータ受信装置の構成を示すブロック図
である。

【符号の説明】

１ アンテナ ２ 受信用ルートナイキスト・バンドパス・フィルタ ３ リミタアンプ ４ 局部発振器 ５ π／２移相器 ６、７ 乗算器 ８、９ ローパスフィルタ 10、11 Ａ／Ｄ変換器 12 アークタンジェントＲＯＭ 13 遅延器 14 減算器 15 位相補償回路 16 タイミング再生回路 17 自動周波数制御回路 18 判定器 19 デコーダ 20 受信データ出力端子 21 ゼロクロス判定回路 22 位相加算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−212422（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212423（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−212425（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−224960（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128550（ＪＰ，Ａ) 特表 平６−508495（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 位相変調の受信信号に対する直交検波に
   使用する局部発振器と、前記受信信号における変調位相
   を求め、この変調位相の１シンボル周期での位相差を求
   める位相遅延検波部と、前記受信信号の中心周波数と前
   記局部発振器の発振周波数との間の周波数差に起因して
   前記位相差に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数
   制御手段とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデ
   ータ受信装置において、 前記位相遅延検波部から出力された位相差に生じている
   前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを、ゼロ
   クロスの情報を用いて判定するゼロクロス判定手段と、 前記ゼロクロス判定手段が前記位相誤差θｅの大きさを
   π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、前記位相遅延検波部
   の出力する前記位相差にπＫ／４（Ｋは正または負の整
   数）を付加して前記自動周波数制御手段に出力する位相
   加算手段とを設けたことを特徴とするデータ受信装置。
2. 【請求項２】 前記ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
   グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
   前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定す
   ることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。