JP3083159B2 - 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置及び受信装置 - Google Patents

直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置及び受信装置

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JP3083159B2
JP3083159B2 JP11506866A JP50686699A JP3083159B2 JP 3083159 B2 JP3083159 B2 JP 3083159B2 JP 11506866 A JP11506866 A JP 11506866A JP 50686699 A JP50686699 A JP 50686699A JP 3083159 B2 JP3083159 B2 JP 3083159B2
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pilot signal
segment
modulation
band
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知弘 木村
健一郎 林
晃 木曽田
茂 曽我
定司 影山
正典 斉藤
石川　　達也
仁 森
政幸 高田
徹 黒田
誠 佐々木
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Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Japan Broadcasting Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、１つのチャネルで固定受信及び移動受信に
適した信号を混在して伝送する直交周波数分割多重伝送
方式に関する。また、該直交周波数分割多重方式に基づ
いてOFDM信号を形成し伝送する送信装置及び、該直交周
波数分割多重方式に基づいて形成され伝送されるOFDM信
号を受信し復調する受信装置に関する。
背景技術 現在、地上波TV放送におけるディジタル放送方式とし
て直交周波数分割多重（以下、OFDMという）技術を用い
た伝送方式が検討されている。このOFDM伝送方式は、マ
ルチキャリア変調方式の一種であり、シンボル毎に互い
に直交する周波数関係にある多数の搬送波に変調を施し
てディジタル情報を伝送する。この方式は、前述のよう
にディジタル情報を多数の搬送波に分割して伝送するた
め、１つの搬送波を変調するための分割されたディジタ
ル情報のシンボル期間長が長くなり、マルチパスなどの
遅延波の影響を受けにくい特質を有している。
従来のOFDM伝送技術を用いたTV信号のディジタル放送
方式として、例えば欧州におけるDVB−Ｔ規格、すなわ
ちETSI 300 744（ETSI: European Telecommunicatio
ns Standards Institute）が挙げられる。
従来のOFDM伝送方式は、例えば2kモード（2kは、OFDM
信号を生成する際の高速フーリエ変換のサンプル数が20
48を意味する）では、全伝送帯域で1705キャリアの搬送
波を用い、そのうち142キャリアの搬送波を分散パイロ
ット（Scattered Pilot）信号に、45キャリアの搬送波
を連続パイロット（Continual Pilot）信号に、17キャ
リアの搬送波を制御情報（TPS）信号に、1512キャリア
の搬送波を情報伝送信号に用いる。
但し、45キャリアの搬送波の連続パイロット信号のう
ち11キャリアの搬送波の連続パイロット信号は分散パイ
ロットと重複して配置されている。また、分散パイロッ
ト信号は１つのシンボル内での周波数配置が12キャリア
周期に配置され、シンボル毎にその周波数配置が３キャ
リアずつシフトして配置されており、時間配置は４シン
ボル周期になっている。
具体的には、キャリア番号ｋを端から順に０から170
4、フレーム内のシンボル番号ｎを０から67とすると、
分散パイロット信号は（１）式によるキャリア番号ｋの
搬送波に配置される。（１）式において、modは剰余演
算を表わし、ｐは０以上141以下の整数である。
ｋ＝３（n mod4）＋12p （１） 連続パイロット信号は、キャリア番号ｋ＝｛0,48,54,
87,141,156,192,201,255,279,282,333,432,450,483,52
5,531,618,636,714,759,765,780,804,873,888,918,939,
942,969,984,1050,1101,1107,1110,1137,1140,1146,120
6,1269,1323,1377,1491,1683,1704｝の搬送波に配置さ
れる。
これらの分散及び連続パイロット信号は、それぞれ配
置されるキャリア番号ｋに対応するPN（擬似乱数）系列
wkに基づき、（２）式に示す複素ベクトルｃk,nによっ
て搬送波を変調して得られる。（２）式において、Re
｛ｃk,n｝はキャリア番号ｋ、シンボル番号ｎの搬送波
に対応する複素ベクトルｃk,nの実数部を表わし、Im
｛ｃk,n｝は虚数部を表わす。
また、TPS（Transmission Parameter Signaling）と
呼ばれる制御情報信号はキャリア番号ｋ＝｛34,50,209,
346,413,569,595,688,790,901,1073,1219,1262,1286,14
69,1594,1687｝の搬送波に配置され、シンボル毎に１ビ
ットの制御情報を伝送する。
シンボル番号ｎのシンボルで伝送する制御情報ビット
をSnとすると、制御情報信号（３）式に示す複素ベクト
ルｃk,nによって搬送波を変調して得られる。すなわ
ち、制御情報信号を伝送する搬送波は、シンボル間で差
動２値PSK（Phase Shift Keying）変調される。
但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝
０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のPN系列
wkに基づいて、（４）式に示す複素ベクトルｃk,nによ
って変調される。
上記以外の情報伝送信号に用いられる1512キャリアの
搬送波は、ディジタル情報に基づいて、QPSK、16QAM、
または、64QAM変調される。いずれの変調方法も絶対位
相変調である。
このようにして生成されたOFDM信号を受信してディジ
タル情報を復調する従来の受信装置の一例を図10に示
す。
図10において、受信されたOFDM信号はチューナ101に
よって周波数変換され、フーリエ変換回路102によって
時間−周波数変換されて周波数領域の搬送波毎のベクト
ル列となる。このベクトル列は分散パイロット抽出回路
103及び連続パイロット抽出回路109に供給される。
分散パイロット抽出回路103は、フーリエ変換回路102
が出力するベクトル列から分散パイロット信号を抽出す
る。ベクトル発生回路104は、分散パイロット抽出回路1
03で抽出された分散パイロット信号に対応する変調複素
ベクトルｃk,nを発生する。除算回路105は、分散パイロ
ット抽出回路103で抽出された分散パイロット信号をベ
クトル発生回路104が発生する複素ベクトルで除して、
その除算結果から分散パイロット信号に係る伝送路特性
を推定する。
補間回路106は、除算回路105で得られた分散パイロッ
ト信号に係る伝送路特性を補間して、全ての搬送波にか
かる伝送路特性を推定する。除算回路107は、フーリエ
変換回路102が出力するベクトル列をそれぞれ対応する
搬送波にかかる補間回路106で推定された伝送路特性で
除して同期検波する。復調回路108は、情報伝送信号を
生成する際の変調方法（QPSK、16QAM、64QAM等）に従っ
て除算回路107が出力する同期検波信号を復調し、伝送
されたディジタル情報を得る。
また、連続パイロット抽出回路109は、フーリエ変換
回路102が出力するベクトル列から連続パイロット信号
を抽出する。ベクトル発生回路110は、連続パイロット
抽出回路109で抽出された連続パイロット信号に対応す
る変調複素ベクトルｃk,nを発生する。除算回路111は、
連続パイロット抽出回路109で抽出された連続パイロッ
ト信号をベクトル発生回路110が発生する複素ベクトル
で除して連続パイロット信号にかかる伝送路特性を推定
する。逆フーリエ変換回路112は、除算回路111で推定さ
れた連続パイロット信号に係る伝送路特性を周波数−時
間変換して伝送路のインパルス応答特性を得る。
発明の開示 しかしながら、従来のOFDM伝送方式は、ディジタル情
報を伝送する搬送波の変調にQPSK、16QAM、64QAM等によ
る絶対位相変調が施されており、その復調に時間的に疎
らな分散パイロットから推定される伝送路特性を平滑し
補間して得られた伝送路特性を用いることを前提として
いるため、フェーディング等によって伝送路特性の変化
が速い移動受信では十分な伝送品質が得られない場合が
ある。
さらに、従来のOFDM伝送方式では帯域全体で各搬送波
の変調方式が１つに決められているため、一部のディジ
タル情報を移動しながら受信できるように、ディジタル
情報を伝送する搬送波の変調に移動受信に適した例えば
差動QPSK変調を導入したとしても、全体の伝送容量が少
なくなって効率が悪くなる。
また、連続パイロット信号が所定のキャリア間隔Ａの
搬送波のうちのいずれかに配置されているため、連続パ
イロット信号から推定できる伝送路のインパルス応答特
性に有効シンボル期間長（搬送波の最小周波数間隔の逆
数）のＡ分の１の折り返しを生じる。
そこで、本発明は、上記の可動を解決し、全体の伝送
容量を維持しつつディジタル情報を伝送する搬送波の変
調に部分的に移動受信に適した変調方式を導入し、ま
た、連続パイロット信号から推定される伝送路のインパ
ルス応答に折り返しが生じないように連続パイロット信
号を配置したOFDM伝送方式と本方式に適する送信装置、
受信装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明に係る直交周波数
分割多重伝送方式は、互いに直交する周波数関係にある
Ｋ（Ｋは整数）個のキャリアにシンボル周期毎に変調を
施すことによって、ディジタル情報を伝送する直交周波
数分割多重伝送方式であって、 伝送帯域全体におけるＫ個のキャリアの各キャリア番
号をｋ（ｋは０≦ｋ≦Ｋ−１を満たす整数）とし、 前記Ｋ個のキャリアの内、前記伝送帯域全体でのキャ
リア番号ｋがｋ＝Ｋ−１を満たすキャリアの帯域終端キ
ャリアとし、 前記Ｋ個のキャリアの内、前記伝送帯域全体でのキャ
リア番号ｋが０≦ｋ≦Ｋ−２であるキャリアをＩ（Ｉは
整数）個のセグメントに分割し、 前記Ｉ個のセグメントを、それぞれ周波数的に連続す
るＫ′（Ｋ′はＫ′＝（Ｋ−１）/Iを満たす整数）個の
キャリアから構成し、 シンボル番号をｎ（ｎは整数）、セグメント番号をｉ
（ｉは０≦ｉ≦Ｉ−１を満たす整数）、各セグメント内
におけるＫ′個のキャリアのキャリア番号をｋ′（ｋ′
は０≦ｋ′≦Ｋ′−１を満たす整数）とし、 前記セグメントそれぞれを、同期検波用セグメントま
たは差動検波用セグメントのいずれかとして用い、 前記同期検波用セグメントでは、シンボル番号ｎのシ
ンボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号ｋ′が
ｋ′＝３（ｎ mod ４）＋12p（modは剰余演算を表
し、ｐは整数）を満たすキャリア位置に分散パイロット
信号を配置し、 前記差動検波用セグメントでは、全シンボルに対し、
当該セグメント内のキャリア番号ｋ′がｋ′＝０を満た
すキャリア位置に終端パイロット信号を配置し、 前記帯域終端キャリアのキャリア位置には、全シンボ
ルに対し、帯域終端パイロット信号を配置し、 前記分散パイロット信号、前記終端パイロット信号、
及び前記帯域終端パイロット信号が配置されている位置
以外のいずれかのキャリア位置に、情報伝送信号を配置
し、 前記分散パイロット信号、前記終端パイロット信号、
及び前記帯域終端パイロット信号は、各々が配置される
キャリアを、当該キャリアの伝送帯域全体でのキャリア
番号ｋにより一意に決定される特定の振幅及び位相で変
調したものであり、 前記同期検波用セグメントに配置される前記情報伝送
信号は、各々が配置されるキャリアを、前記ディジタル
情報に基づいて絶対位相変調したものであり、 前記差動検波用セグメントに配置される前記情報伝送
信号は、各々が配置されるキャリアを、前記ディジタル
情報に基づいてシンボル間で差動変調したものであるこ
とを特徴とするものである。
上記直交周波数分割多重伝送方式において、特に、前
記絶対位相変調は、QPSK変調、16QAM変調、64QAM変調の
いずれかのディジタル変調方式であり、前記差動変調
は、DQPSK変調であることを特徴とするものである。
また、本発明に係る送信装置は、上記直交周波数分割
多重伝送方式に則った信号を送信する送信装置であっ
て、 前記情報伝送信号を生成するための複素ベクトル列を
出力する情報伝送信号生成手段と、 前記同期検波用セグメントを形成する場合に設けら
れ、前記分散パイロット信号を生成するための複素ベク
トルを出力する分散パイロット信号生成手段と、 前記差動検波用セグメントを形成する場合に設けら
れ、前記終端パイロット信号を生成するための複素ベク
トルを出力する終端パイロット信号生成手段と、 前記帯域終端パイロット信号を生成するための複素ベ
クトルを出力する帯域終端パイロット信号生成手段と、 前記情報伝送信号生成手段、前記分散パイロット信号
生成手段、前記終端パイロット信号生成手段、及び前記
帯域終端パイロット信号生成手段の各々の出力を所定の
キャリア位置に配置するキャリア配置手段と、 前記キャリア配置手段の出力を逆フーリエ変換して周
波数領域から時間領域に変換することによって、直交周
波数分割多重伝送信号を生成する逆フーリエ変換手段と
を具備し、 前記キャリア配置手段は、 前記同期検波用セグメントについては、シンボル番号
ｎのシンボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号
ｋ′がｋ′＝３（ｎ mod ４）＋12p（modは剰余演算
を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置に、前記分散
パイロット信号生成手段の出力を配置し、 前記差動検波用セグメントについては、全シンボルに
対し、当該セグメント内のキャリア番号ｋ′がｋ′＝０
を満たすキャリア位置に、前記終端パイロット信号生成
手段の出力を配置し、 前記帯域終端キャリアのキャリア位置には、全シンボ
ルに対し、前記帯域終端パイロット信号生成手段の出力
を配置し、 前記分散パイロット信号生成手段、前記終端パイロッ
ト信号生成手段、及び前記帯域終端パイロット信号生成
手段の出力が配置されている位置以外のいずれかのキャ
リア位置に、前記情報伝送信号生成手段の出力を配置
し、 前記分散パイロット信号生成手段、前記終端パイロッ
ト信号生成手段、及び前記帯域終端パイロット信号生成
手段が出力する複素ベクトルは、前記キャリア配置手段
にて各々が配置されるキャリア位置の伝送帯域全体での
キャリア番号ｋにより一意に決定される特定の位相及び
振幅を有し、 前記情報伝送信号生成手段が出力する複素ベクトル
は、 前記同期検波用セグメントについては、前記ディジタ
ル情報に基づいて絶対位相変調を施したものであり、 前記差動検波用セグメントについては、前記ディジタ
ル情報に基づいてシンボル間で差動変調を施したもので
あることを特徴とするものである。
上記送信装置において、特に、前記絶対位相変調は、
QPSK変調、16QAM変調、64QAM変調のいずれかのディジタ
ル変調方式であり、前記差動変調は、DQPSK変調である
ことを特徴とするものである。
また、本発明に係る受信装置は、上記送信装置により
送信される直交周波数分割多重伝送信号を受信し復調す
る受信装置であって、 前記直交周波数分割多重伝送信号をフーリエ変換して
時間領域から周波数領域に変換することによって、キャ
リア毎の位相及び振幅を表わす複素ベクトル列を得るフ
ーリエ変換手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けら
れ、前記フーリエ変換手段の出力から前記分散パイロッ
ト信号と、必要な前記終端パイロット信号または前記帯
域終端パイロット信号に対応する複素ベクトル群を抽出
し出力する分散／終端パイロット抽出手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けら
れ、その位相及び振幅が、伝送帯域全体でのキャリア番
号ｋにより一意に決定される変調複素ベクトルを出力す
るベクトル発生手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けら
れ、前記分散／終端パイロット抽出手段の出力を、当該
複素ベクトルが配置されたキャリア位置に対応する前記
ベクトル発生手段の出力で除することによって、前記分
散パイロット信号、必要な前記終端パイロット信号また
は前記帯域終端パイロット信号にかかる伝送路特性を推
定する除算手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けら
れ、前記除算手段の出力を補間することによって、当該
同期検波用セグメント内の前記情報伝送信号にかかる伝
送路特性を推定する補間手段と、 前記差動検波用セグメントを復調する場合に設けら
れ、前記フーリエ変換手段の出力を１シンボル時間遅延
する遅延手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合には、前記
フーリエ変換手段の出力を前記補間手段の出力で検波
し、前記差動検波用セグメントを復調する場合には、前
記フーリエ変換手段の出力を前記遅延手段の出力で検波
する検波手段とを具備することを特徴とするものであ
る。
図面の簡単な説明 図１は、本発明に係るOFDM伝送方式の第１及び第２の
実施形態において、同期検波用あるいは差動検波用セグ
メント（合計13個のセグメント）、帯域終端パイロット
信号の配置例を示した図である。
図２は、本発明に係るOFDM伝送方式の第１及び第２の
実施形態において、付加情報伝送信号の配置と、同期検
波用セグメントでの分散パイロット信号の配置、差動検
波用セグメントでの終端パイロット信号の配置例を示し
た図である。
図３は、本発明に係るOFDM伝送方式の第２の実施形態
において、連続パイロット信号及び制御情報信号の配置
と、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配
置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配
置例を示した図である。
図４は、本発明に係るOFDM伝送方式の第２の実施形態
において、表２に示した同期検波用セグメントの連続パ
イロット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時
間−振幅特性図である。
図５は、本発明に係るOFDM伝送方式の第２の実施形態
において、表２に示した差動検波用セグメントの連続パ
イロット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時
間−振幅特性図である。
図６は、本発明に係るOFDM伝送方式の第２の実施形態
において、表３に示した同期検波用セグメントの制御情
報信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振
幅特性図である。
図７は、本発明に係るOFDM伝送方式の第２の実施形態
において、表３に示した差動検波用セグメントの制御情
報信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示す時間−振
幅特性図である。
図８は、第５の実施形態として、本発明に係るOFDM伝
送方式に用いられる送信装置の構成を示すブロック回路
図である。
図９は、第６の実施形態として、本発明に係るOFDM伝
送方式に用いられる受信装置の構成を示すブロック回路
図である。
図10は従来のOFDM伝送方式に用いられる受信装置の構
成を示すブロック回路図である。
発明を実施するための最良の形態 以下、本発明に係るOFDM伝送方式とこのOFDM伝送方式
に適した送信装置、受信装置の実施の形態について詳細
に説明する。
（第１の実施の形態） 本実施の形態のOFDM伝送方式では、13個のセグメント
と１キャリアの搬送波を用いた帯域終端パイロットから
なり、１個のセグメントは108キャリアの搬送波で構成
される。各セグメントは、同期検波用セグメント、また
は、差動検波用セグメントのいずれかで構成される。帯
域全体では1405キャリアの搬送波を用いる。
図１に同期検波用あるいは差動検波用セグメント（合
計13個のセグメント）、帯域終端パイロット信号の配置
例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、縦軸は時
間軸（シンボル方向）を模式的に表現したものである。
各セグメント内のキャリア番号ｋ′を０から107の整数
とし、１個のセグメントは108キャリアの搬送波で構成
される。
同期検波用セグメントは、１シンボルあたり９キャリ
アの搬送波を用いた分散パイロット信号と、３キャリア
の搬送波を用いた付加情報伝送信号と、96キャリアの搬
送波を用いた情報伝送信号とから構成される。
差動検波用セグメントは、11キャリアの搬送波を用い
た付加情報伝送信号と、１キャリアの搬送波を用いた終
端パイロット信号と、96キャリアの搬送波を用いた情報
伝送信号とから構成される。
このように同期検波用セグメントと差動検波用セグメ
ントでは108本という同一本数のキャリアを用いるた
め、セグメントの組合せによって所要伝送帯域が変わる
ことはない。
ここでは、帯域全体でのキャリア番号ｋを０から1404
の整数、セグメント番号ｉを０から12の整数、各セグメ
ント内のキャリア番号ｋ′を０から107の整数とし、ｋ
＝ｉ・108＋ｋ′を満たすものとする。
同期検波用セグメントに設けられる分散パイロット信
号は、各セグメントとも（５）式によるセグメント内の
キャリア番号ｋ′の搬送波に配置される。（５）式にお
いて、modは剰余演算を表わし、シンボル番号を示すｎ
は０以上の整数、ｐは０以上８以下の整数である。
ｋ′＝３（n mod 4）＋12p （５） 同期用セグメント及び差動検波用セグメントに設けら
れる付加情報伝送信号は、それぞれ表１に示す各セグメ
ント内のキャリア番号ｋ′の搬送波に配置される。表１
は、同期検波用セグメントの付加情報伝送信号が差動検
波用セグメントの付加情報伝送信号に含まれることを示
している。
以上の構成により、同期検波用セグメントと差動検波
用セグメントが混在した状態であっても、同期検波用セ
グメントの付加情報伝送信号として定義される搬送波に
は付加情報伝送信号が必ず配置されることになり、付加
情報伝送信号かそれ以外の伝送信号かの識別が受信側で
容易となる。尚、伝送される付加情報によっては部分集
合配置とならないように搬送波を割り当ててもよい。
差動検波用セグメントに設けられる終端パイロット信
号は、各セグメント内のキャリア番号ｋ′が０の搬送波
に配置される。終端パイロット信号の配置は、隣接する
同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周波数配
置の周期性を保つ位置である。各終端パイロット信号
は、該分散パイロット信号を補っている。
図２に、同期検波用セグメントでの分散パイロット信
号の配置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信
号の配置例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、
縦軸は時間軸（シンボル方向）を模式的に表現したもの
である。各セグメント内のキャリア番号ｋ′を０から10
7の整数とし、１個のセグメントは108キャリアの搬送波
で構成される。付加情報伝送信号は分散パイロット信号
とは異なる搬送波に割り付けられる。
これらの分散パイロット信号及び、終端パイロット信
号は、それぞれ配置されるキャリア番号ｋ（セグメント
番号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ′により決
まる）に対応するPN（擬似乱数）系列wk（wk＝0,1）に
基づき、（６）式に示す複素ベクトルｃk,nによって搬
送波を変調して得られる。（６）式において、Re｛ｃ
k,n｝はキャリア番号ｋ、シンボル番号ｎの搬送波に対
応する複素ベクトルｃk,nの実数部を表わし、Im
｛ｃk,n｝は虚数部を表わす。
同期検波用セグメント及び差動検波用セグメントに設
けられる付加情報伝送信号は、96キャリアの搬送波を用
いて伝送される情報伝送信号とは異なる付加情報を伝送
するために用いる。例えば伝送モード（各セグメント
数、キャリア変調方式など）を規定する制御情報や、放
送局として利用する情報（例えば中継局で使用する制御
情報、生放送でのかけあいに使用する低時間遅延の音声
情報、放送局識別用信号など）が考えられる。シンボル
毎に１ビットの付加情報を伝送してもよいし、複数ビッ
トの付加情報を伝送してもよい。また伝送モードを規定
する制御情報だけを伝送してもよい。
ここでシンボル番号ｎのシンボルで伝送する制御情報
ビットをSnとすると、制御情報信号は（７）式に示す複
素ベクトルｃk,nによって搬送波を変調して得られる。
すなわち、この場合には制御情報信号を伝送する搬送波
は、シンボル間で差動２値PSK（Phase Shift Keying）
変調される。
但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝
０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のPN系列
wkに基づいて、（８）式に示す複素ベクトルｃk,nによ
って変調される。
尚、シンボル毎に２ビットの制御情報を伝送する場合
には、例えばシンボル間での差動４相PSK変調を用いた
り、あるいは制御情報を伝送する複数の搬送波を２つの
グループに分割し、シンボル毎にそれぞれ１ビットずつ
伝送するように割り付けてもよい。
同期検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、
前述の同期検波用セグメントの分散パイロット信号、付
加情報伝送信号以外の搬送波に配され、ディジタル情報
に基づいて絶対位相変調が施される。この絶対位相変調
には、例えば、QPSK、16QAM、64QAM変調などが用いられ
る。
同期検波用セグメントの情報伝送信号は以下の処理に
よって復調される。まず、分散パイロット信号や必要な
終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を該分散
パイロット、終端パイロット信号及び帯域終端パイロッ
ト信号を変調している複素ベクトルで逆変調して、分散
パイロット信号及び終端パイロット信号などにかかる周
波数領域での伝送路特性を推定する。さらに、フィルタ
によって周波数方向及びシンボル方向に補間して情報伝
送信号にかかる伝送路特性を推定する。このようにして
得られた伝送路特性で情報伝送信号を除算する。これに
よって同期検波用セグメントから情報伝送信号を復調す
ることができる。
差動検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、
前述の差動検波用セグメントの終端パイロット信号、及
び付加情報伝送信号以外の搬送波に配され、ディジタル
情報に基づいて同じキャリア番号の隣接するシンボル間
で差動変調が施される。
この差動変調には、例えば、DBPSK、DQPSK、DAPSKな
どが用いられる。差動検波用セグメントの情報伝送信号
は、前シンボルの同じキャリア番号の情報伝送信号で除
算されることによって復調できる。
以上のことから、本実施の形態のOFDM伝送方式は、そ
の受信装置において、同期検波用セグメントではフィル
タの効果によって高品質な受信を、差動検波用セグメン
トではシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化
が速い移動受信に適した受信を行うことができる。ま
た、セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用
セグメントを任意に組み合わせることで、伝送帯域の変
動を伴うことなく柔軟なサービス形態を実現することが
できる。
（第２の実施の形態） 本実施の形態のOFDM伝送方式では、13個のセグメント
と１キャリアの搬送波を用いた帯域終端パイロットから
なり、１個のセグメントは108キャリアの搬送波で構成
される。各セグメントは、同期検波用セグメント、また
は、差動検波用セグメントのいずれかで構成される。帯
域全体では1405キャリアの搬送波を用いる。
同期検波用セグメントは、１シンボルあたり９キャリ
アの搬送波を用いた分散パイロット信号と、２キャリア
の搬送波を用いた連続パイロット信号と、１キャリアの
搬送波を用いた付加情報伝送信号（この実施例では以下
制御情報信号とする）と、96キャリアの搬送波を用いた
情報伝送信号とから構成される。
差動検波用セグメントは、６キャリアの搬送波を用い
た連続パイロット信号と、５キャリアの搬送波を用いた
制御情報信号と、１キャリアの搬送波を用いた終端パイ
ロット信号と、96キャリアの搬送波を用いた情報伝送信
号とから構成される。
ここでは、帯域全体でのキャリア番号ｋを０から1404
の整数、セグメント番号ｉを０から12の整数、各セグメ
ント内のキャリア番号ｋ′を０から107の整数とし、ｋ
＝ｉ・108＋ｋ′を満たすものとする。
同期検波用セグメントに設けられる分散パイロット信
号は、各セグメントとも（５）式によるセグメント内の
キャリア番号ｋ′の搬送波に配置される。（５）式にお
いて、modは剰余演算を表わし、ｐは０以上８以下の整
数である。
ｋ′＝３（n mod 4）＋12p （５） 同期用セグメント及び差動検波用セグメントに設けら
れる連続パイロット信号は、それぞれ表２に示す各セグ
メント内のキャリア番号ｋ′の搬送波に配置される。表
２は、同期検波用セグメントの連続パイロット信号が差
動検波用セグメントの連続パイロット信号に含まれるこ
とを示している。
以上の構成により、同期検波用セグメントと差動検波
用セグメントが混在した状態であっても、同期検波用セ
グメントの連続パイロットとして定義される搬送波には
連続パイロット信号が必ず配置されることになり、連続
パイロット信号からそれ以外の伝送信号かの識別が受信
側で容易となる。尚、部分集合配置とならないように搬
送波を割り当ててもよい。
毎シンボルとも同じ周波数の搬送波に、当該搬送波を
特定の位相及び振幅で変調する連続パイロット信号は、
周波数、位相、振幅が特定されるため受信側では基準と
なるキャリアとして利用することができる。
差動検波用セグメントに設けられる終端パイロット信
号は、各セグメント内のキャリア番号ｋ′が０の搬送波
に配置される。終端パイロットの信号の配置は、隣接す
る同期検波用セグメントの分散パイロット信号の周波数
配置の周期性を保つ位置である。各終端パイロット信号
は、該分散パイロット信号を補っている。
図３に、連続パイロット信号及び制御情報信号の配置
と、同期検波用セグメントでの分散パイロット信号の配
置、差動検波用セグメントでの終端パイロット信号の配
置例を示す。横軸は周波数軸（キャリア配置）、縦軸は
時間軸（シンボル方向）を模式的に表現したものであ
る。各セグメント内のキャリア番号ｋ′を０から107の
整数とし、１個のセグメントは108キャリアの搬送波で
構成される。連続パイロット信号、制御情報信号は分散
パイロット信号とは異なる搬送波に割り付けられる。
これらの分散パイロット信号、連続パイロット信号、
及び、終端パイロット信号は、それぞれ配置されるキャ
リア番号ｋ（セグメント番号ｉ及び各セグメント内のキ
ャリア番号ｋ′により決まる）に対応するPN（擬似乱
数）系列wk（wk＝0,1）に基づき、（６）式に示す複素
ベクトルｃk,nによって搬送波を変調して得られる。
（６）式において、Re｛ｃk,n｝はキャリア番号ｋ、シ
ンボル番号ｎの搬送波に対応する複素ベクトルｃk,nの
実数部を表わし、Im｛ｃk,n｝は虚数部を表わす。
同期検波用セグメント及び差動検波用セグメントに設
けられる制御情報信号は、それぞれ表３に示す各セグメ
ント内のキャリア番号ｋ′の搬送波に配置され、シンボ
ル毎に１ビットの制御情報を伝送する。
シンボル番号ｎのシンボルで伝送す制御情報ビットを
Snとすると、制御情報信号は（７）式に示す複素ベクト
ルｃk,nによって搬送波を変調して得られる。すなわ
ち、制御情報信号を伝送する搬送波は、シンボル間で差
動２値PSK（Phase Shift Keying）変調される。
但し、フレームの先頭シンボル（シンボル番号ｎ＝
０）では、制御情報を伝送する搬送波は、前述のPN系列
wKに基づいて、（８）式に示す複素ベクトルｃk,nによ
って変調される。
尚、シンボル毎に２ビットの制御情報を伝送する場合
には、例えばシンボル間での差動４相PSK変調を用い
る。
同期検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、
前述の同期検波用セグメントの分散パイロット信号、連
続パイロット信号、及び、制御情報信号以外の搬送波に
配され、ディジタル情報に基づいて絶対位相変調が施さ
れる。この絶対位相変調には、例えば、QPSK、16QAM、6
4QAM変調などが用いられる。
同期検波用セグメントの情報伝送信号は以下の処理に
よって復調される。まず、分散パイロット信号や必要な
終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を該分散
パイロット、終端パイロット信号及び帯域終端パイロッ
ト信号を変調している複素ベクトルで逆変調して、分散
パイロット信号及び終端パイロット信号などにかかる周
波数領域での伝送路特性を推定する。さらに、フィルタ
によって周波数方向及びシンボル方向に補間して情報伝
送信号にかかる伝送路特性を推定する。このようにして
得られた伝送路特性で情報伝送信号を除算する。これに
よって同期検波用セグメントから情報伝送信号を復調す
ることができる。
差動検波用セグメントに設けられる情報伝送信号は、
前述の差動検波用セグメントの連続パイロット信号、終
端パイロット信号、及び、制御情報信号以外の搬送波に
配され、ディジタル情報に基づいて同じキャリア番号の
隣接するシンボル間で差動変調が施される。
この差動変調には、例えば、DBPSK、DQPSK、DAPSKな
どが用いられる。差動検波用セグメントの情報伝送信号
は、前シンボルの同じキャリア番号の情報伝送信号で除
算されることによって復調できる。
以上のことから、本実施の形態のOFDM伝送方式は、そ
の受信装置において、同期検波用セグメントではフィル
タの効果によって高品質な受信を、差動検波用セグメン
トではシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化
が速い移動受信に適した受信を行うことができる。ま
た、セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用
セグメントを任意に組み合わせることで、柔軟なサービ
ス形態を実現することができる。
また、毎シンボルとも同じ周波数の搬送波に、当該搬
送波を特定の位相及び振幅で変調する連続パイロット信
号を配置することにより、周波数、位相、振幅が特定さ
れるため受信側では基準となるキャリアとして利用する
ことができる。
図４及び図５は、それぞれ表２に示した同期検波用セ
グメント（13セグメント、26キャリア）及び差動検波用
セグメント（13セグメント、78キャリア）の連続パイロ
ット信号の周波数配置の逆フーリエ変換対を示したもの
である。図４、図５から、それらはインパルス状であ
り、表２に示した連続パイロット信号の周波数配置が周
期性を持たないことがわかる。
このことから、本実施の形態のOFDM伝送方式は、マル
チパスなどの遅延波によって連続パイロット信号全体が
消滅することを防ぐことができる。また、この配置を使
用して逆フーリエ変換を求めることで、伝送路のインパ
ルス応答を求めることができる。尚、連続パイロット信
号の周波数配置は自己相関に強い配置になっている。
図６及び図７は、それぞれ表３に示した同期検波用セ
グメント及び差動検波用セグメントの制御情報信号の周
波数配置の逆フーリエ変換対を示したものである。図
６、図７から、それらはインパルス状であり、表３に示
した制御情報信号の周波数配置が周期性を持たないこと
がわかる。
以上のことから、本実施の形態のOFDM伝送方式は、マ
ルチパスなどの遅延波によって制御情報信号全体が消滅
することを防ぐことができる。
尚、制御情報信号を含む付加情報伝送信号の周波数配
置を同様に設定することができる。
（第３の実施の形態） 図８に、第１及び第２の実施の形態のOFDM伝送方式に
基づいてOFDM信号を生成する送信装置の実施の形態の構
成を示す。
図８において、情報伝送信号生成回路51では、入力さ
れるディジタル情報に必要に応じて誤り制御処理（誤り
訂正符号化やインタリーブ、エネルギー拡散など）とデ
ィジタル変調を施す。尚、ディジタル伝送で一般的に用
いられる基本的な誤り制御処理手法とディジタル変調手
法は周知の技術なので省略している。
同期検波用セグメントではディジタル変調として絶対
位相変調が施される。この絶対位相変調には、例えば、
QPSK、16QAM、64QAM変調などが用いられる。また、差動
検波用セグメントではディジタル情報に基づいて同じキ
ャリア番号の隣接するシンボル間で差動変調が施され
る。この差動変調には例えば、DBPSK、DQPSK、DAPSKな
どが用いられる。
付加情報信号生成回路52は、入力される付加情報に必
要に応じて誤り制御処理（誤り訂正符号化やインタリー
ブ、エネルギー拡散など）とディジタル変調を施す。デ
ィジタル変調としてＭ（Ｍは２以上の自然数）相PSK（P
hase Shift Keying）変調や、シンボル方向での差動Ｍ
相PSK変調などを用いる。
制御情報生成回路56は、受信側で必要とされる伝送モ
ード情報（同期検波用セグメント数、差動検波用セグメ
ント数、キャリア変調方式など伝送モードを規定する各
種情報）を生成する。この情報は、付加情報信号生成回
路52にて誤り制御処理とディジタル変調を施されるが、
他の付加情報とは異なる誤り制御処理とディジタル変調
を施してもよい。
分散パイロット信号生成回路53は、キャリア配置回路
57にて配置が規定されるキャリア番号ｋ（セグメント番
号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ′により決ま
る）に対応するPN（擬似乱数）系列wk（wk＝0,1）に基
づき変調された分散パイロット信号を生成する。
終端パイロット信号生成回路54は、キャリア配置回路
57にて配置が規定されるキャリア番号ｋ（セグメント番
号ｉ及び各セグメント内のキャリア番号ｋ′により決ま
る）に対応するPN（擬似乱数）系列wk（wk＝0,1）に基
づき変調された終端パイロット信号を生成する。
帯域終端パイロット信号生成回路55は、帯域終端のキ
ャリア番号ｋに対応するPN（擬似乱数）系列wk（wk＝0,
1）に基づき変調された帯域終端パイロット信号を生成
する。
連続パイロット信号は特に記していないが、付加情報
信号生成回路52にて当該キャリアに対して毎シンボル同
一位相、振幅で変調する場合を想定すればよい。
キャリア配置回路57では、情報伝送信号生成回路51、
付加情報信号生成回路52、分散パイロット信号生成回路
53、終端パイロット信号生成回路54、帯域終端パイロッ
ト信号生成回路55の各出力（複素ベクトル列）を、伝送
モードに応じて規定される周波数領域の搬送波位置に配
置する。
例えば、分散パイロット信号生成回路53の出力は、同
期検波用セグメント内においてＮ（Ｎは２以上の自然
数）キャリア間隔でかつシンボル毎にＬ（ＬはＮの約
数）キャリアずつシフトさせた搬送波に配置される。終
端パイロット信号生成回路54の出力は、差動検波用セグ
メント内においてセグメント内のキャリア番号ｋ′＝０
の搬送波に配置される。また、付加情報信号生成回路52
の出力は、例えば表１に示す周波数配置に従って割り付
けられる。このようにして配置された基底周波数帯域の
搬送波毎のベクトル列は逆フーリエ変換回路58に入力さ
れる。
逆フーリエ変換回路58は、キャリア配置回路57で生成
された基底周波数帯域の搬送波毎のベクトル列を周波数
領域から時間領域に変換し、通常用いられるガードイン
ターバル期間を付加して出力する。直交変調回路59は逆
フーリエ変換回路58の出力を直交変調し中間周波数帯域
に変換する。周波数変換回路60は、直交変調されたOFDM
信号の周波数帯域を中間周波数帯域から無線周波数帯域
に変換しアンテナなどに供給する。
以上の構成による送信装置によれば、第１及び第２の
実施の形態で述べたOFDM伝送方式に基づくOFDM信号を生
成することができる。
（第４の実施の形態） 図９は、第１及び第２の実施の形態のOFDM伝送方式に
基づいて形成されたOFDM信号を受信し、伝送路の時間領
域でのインパルス応答を推定することが可能な受信装置
の構成を示す。
図９において、チューナ11は、受信されたOFDM信号の
周波数帯域を無線周波数帯域から基底周波数帯域に変換
する。フーリエ変換回路12は、基底周波数帯域のOFDM信
号を時間領域から周波数領域に変換し、周波数領域の搬
送波毎のベクトル列として出力する。
分散／終端パイロット抽出回路13は、フーリエ変換回
路12が出力するベクトル列から分散パイロット信号及び
必要な終端パイロット信号、帯域終端パイロット信号を
抽出する。ベクトル発生回路14は、分散／終端パイロッ
ト抽出回路13で抽出された分散パイロット信号、終端パ
イロット信号及び帯域終端パイロット信号に対応する変
調複素ベクトルｃk,nを発生する。
除算回路15は、分散／終端パイロット抽出回路13で抽
出された分散パイロット信号、終端パイロット信号及び
帯域終端パイロット信号をベクトル発生回路14が発生す
る複素ベクトルで除して、分散パイロット信号、終端パ
イロット信号及び帯域終端パイロット信号にかかる伝送
路特性を推定する。補間回路16は、除算回路15で得られ
た分散パイロット信号、終端パイロット信号及び帯域終
端パイロット信号にかかる伝送路特性を補間して、同期
検波用セグメントの情報伝送信号の搬送波にかかる伝送
路特性を推定する。
遅延回路17は、フーリエ変換回路12の出力するベクト
ル列を１シンボル遅延する。選択回路18は、制御情報に
よって別途伝送されるセグメントの種類に従って、同期
検波用セグメントの場合は補間回路16の出力を、差動検
波用セグメントの場合は遅延回路17の出力を選択して出
力する。
除算回路19は、フーリエ変換回路12が出力するベクト
ル列をそれぞれ選択回路18の出力で除算する。除算回路
19において、同期検波用セグメントでは補間回路16で推
定されたそれぞれ対応する搬送波にかかる伝送路特性で
除算して同期検波し、差動検波用セグメントでは遅延回
路17が出力する１シンボル前のそれぞれ対応する搬送波
のベクトル列で除算して差動検波する。
復調回路20は、情報伝送信号を生成する際の変調方法
（QPSK、16QAM、64QAM、DBPSK、DQPSK、DAPSKなど）に
従って除算回路19から出力される検波信号を復調し、伝
送されたディジタル情報を得る。
以上の構成により、第１の実施の形態で述べたOFDM伝
送方式に基づくOFDM信号を受信し復調することができ
る。以下に述べる構成は、第２の実施の形態で述べたOF
DM伝送方式に基づくOFDM信号を受信し復調する場合のも
のである。
まず、連続パイロット抽出回路21は、フーリエ変換回
路12が出力するベクトル列から連続パイロット信号を抽
出する。このとき、同期検波用セグメントと差動検波用
セグメントが混在している状態でも、少なくとも同期検
波用セグメントの連続パイロット信号が必ず混在するの
で、連続パイロット信号を常時抽出することができる。
ベクトル発生回路22は、連続パイロット抽出回路21で
抽出された連続パイロット信号に対応する変調複素ベク
トルｃk,nを発生する。除算回路23は、連続パイロット
抽出回路21で抽出された連続パイロット信号をベクトル
発生回路22が発生する複素ベクトルで除して、連続パイ
ロット信号にかかる伝送路特性を推定する。逆フーリエ
変換回路24は、除算回路23で推定された連続パイロット
信号にかかる伝送路特性を周波数領域から時間領域に変
換して伝送路のインパルス応答特性を得る。
以上のことから、本実施形態の受信装置の構成によれ
ば、復調回路20において、同期検波用セグメントでは伝
送路特性の補間処理によるフィルタ効果によって高品質
な復調を実現することができ、差動検波用セグメントで
はシンボル間の差動復調によって伝送路特性の変化が速
い移動受信に適した復調を実現することができる。ま
た、逆フーリエ変換回路24において、折り返しのない伝
送路のインパルス応答特性を得ることができる。
産業上の利用可能性 以上述べたように、本発明の直交周波数分割多重伝送
方式は、移動受信に適した差動検波用セグメントを備え
ることができる。このとき、終端パイロット信号及び帯
域終端パイロット信号を備えることによって、隣接する
同期検波用のセグメントの同期検波特性を損なわずに、
セグメント毎に同期検波用セグメントと差動検波用セグ
メントを自由に組み合わせることができ、これによって
柔軟なサービス形態を実現することができる。
また、周波数配置の逆フーリエ変換対がインパルス状
である連続パイロット信号を用いて、必要に応じてシン
ボル期間で折り返しのない伝送路のインパルス応答特性
を求めることができる。
したがって、本発明によれば、全体の伝送容量を維持
しつつディジタル情報を伝送する搬送波の変調に部分的
に移動受信に適した変調方式を導入し、また、例えば連
続パイロット信号から推定される伝送路のインパルス応
答に折り返しが生じないように連続パイロット信号を配
置したOFDM伝送方式と本方式に適する送信装置及び受信
装置を提供することができる。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 健一郎 京都府京田辺市薪畠８―38 (72)発明者 木曽田 晃 大阪府守口市梶町１―11―５―202 (72)発明者 曽我 茂 大阪府松原市一津屋３―４―３―101 (72)発明者 影山 定司 兵庫県三田市あかしあ台５―29―Ｃ― 302 (72)発明者 斉藤 正典 東京都世田谷区桜丘１丁目17番４号 (72)発明者 石川 達也 神奈川県横浜市港南区日野８丁目３番18 号 港南台三和プラザ802号 (72)発明者 森 仁 兵庫県神戸市東灘区本山北町４―17―24 (72)発明者 高田 政幸 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所 (72)発明者 黒田 徹 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所 (72)発明者 佐々木 誠 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所 (56)参考文献 特開 平11−340945（ＪＰ，Ａ) 特開2000−101542（ＪＰ，Ａ) 特開2000−115119（ＪＰ，Ａ) 特開2000−134176（ＪＰ，Ａ) “地上デジタル放送の伝送方式〜固定 受信および移動受信における伝送特 性”，技研公開講演・研究発表予稿集, 1998年５月22日，ｐ．67−72 “地上ＩＳＤＢにおける多重方式とＴ ＭＣＣ信号の伝送特性”，1997年５月21 日，映像メディア学会技術報告，Ｖｏ ｌ．21，Ｎｏ．30，ｐ．１−６ “地上ＩＳＤＢ放送方式の検討〜ＢＳ Ｔ−ＯＦＤＭ方式と多重方式〜”，テレ ビジョン学会技術報告，1996年３月15 日，Ｖｏｌ．20，Ｎｏ．22，ｐ．23−28 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】互いに直交する周波数関係にあるＫ（Ｋは
    整数）個のキャリアにシンボル周期毎に変調を施すこと
    によって、ディジタル情報を伝送する直交周波数分割多
    重伝送方式において、 伝送帯域全体におけるＫ個のキャリアの各キャリア番号
    をｋ（ｋは０≦ｋ≦Ｋ−１を満たす整数）とし、 前記Ｋ個のキャリアの内、前記伝送帯域全体でのキャリ
    ア番号ｋがｋ＝Ｋ−１を満たすキャリアを帯域終端キャ
    リアとし、 前記Ｋ個のキャリアの内、前記伝送帯域全体でのキャリ
    ア番号ｋが０≦ｋ≦Ｋ−２であるキャリアをＩ（Ｉは整
    数）個のセグメントに分割し、 前記Ｉ個のセグメントを、それぞれ周波数的に連続する
    Ｋ′（Ｋ′はＫ′＝（Ｋ−１）/Iを満たす整数）個のキ
    ャリアから構成し、 シンボル番号をｎ（ｎは整数）、セグメント番号をｉ
    （ｉは０≦ｉ≦Ｉ−１を満たす整数）、各セグメント内
    におけるＫ′個のキャリアのキャリア番号をＫ′（ｋ′
    は０≦ｋ′≦Ｋ′−１を満たす整数）とし、 前記セグメントそれぞれを、同期検波用セグメントまた
    は差動検波用セグメントのいずれかとして用い、 前記同期検波用セグメントでは、シンボル番号ｎのシン
    ボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号ｋ′が
    ｋ′＝３（ｎ mod ４）＋12p（modは剰余演算を表
    し、ｐは整数）を満たすキャリア位置に分散パイロット
    信号を配置し、 前記差動検波用セグメントでは、全シンボルに対し、当
    該セグメント内のキャリア番号ｋ′がｋ′＝０を満たす
    キャリア位置に終端パイロット信号を配置し、 前記帯域終端キャリアのキャリア位置には、全シンボル
    に対し、帯域終端パイロット信号を配置し、 前記分散パイロット信号、前記終端パイロット信号、及
    び前記帯域終端パイロット信号が配置されている位置以
    外のいずれかのキャリア位置に、情報伝送信号を配置
    し、 前記分散パイロット信号、前記終端パイロット信号、及
    び前記帯域終端パイロット信号は、各々が配置されるキ
    ャリアを 当該キャリアの伝送帯域全体でのキャリア番号ｋにより
    一意に決定される特定の振幅及び位相で変調したもので
    あり、 前記同期検波用セグメントに配置される前記情報伝送信
    号は、各々が配置されるキャリアを、前記ディジタル情
    報に基づいて絶対位相変調したものであり、 前記差動検波用セグメントに配置される前記情報伝送信
    号は、各々が配置されるキャリアを、前記ディジタル情
    報に基づいてシンボル間で差動変調したものであること
    を特徴とする直交周波数分割多重伝送方式。
  2. 【請求項２】前記絶対位相変調は、QPSK変調、16QAM変
    調、64QAM変調のいずれかのディジタル変調方式であ
    り、前記差動変調は、DQPSK変調であることを特徴とす
    る請求項１記載の直交周波数分割多重伝送方式。
  3. 【請求項３】請求項１記載の直交周波数分割多重伝送方
    式に則った信号を送信する送信装置であって、 前記情報伝送信号を生成するための複素ベクトル列を出
    力する情報伝送信号生成手段と、 前記同期検波用セグメントを形成する場合に設けられ、
    前記分散パイロット信号を生成するための複素ベクトル
    を出力する分散パイロット信号生成手段と、 前記差動検波用セグメントを形成する場合に設けられ、
    前記終端パイロット信号を生成するための複素ベクトル
    を出力する終端パイロット信号生成手段と、 前記帯域終端パイロット信号を生成するための複素ベク
    トルを出力する帯域終端パイロット信号生成手段と、 前記情報伝送信号生成手段、前記分散パイロット信号生
    成手段、前記終端パイロット信号生成手段、及び前記帯
    域終端パイロット信号生成手段の各々の出力を所定のキ
    ャリア位置に配置するキャリア配置手段と、 前記キャリア配置手段の出力を逆フーリエ変換して周波
    数領域から時間領域に変換することによって、直交周波
    数分割多重伝送信号を生成する逆フーリエ変換手段とを
    具備し、 前記キャリア配置手段は、 前記同期検波用セグメントについては、シンボル番号ｎ
    のシンボルに対し、当該セグメント内のキャリア番号
    ｋ′がｋ′＝３（ｎ mod ４）＋12p（modは剰余演算
    を表し、ｐは整数）を満たすキャリア位置に、前記分散
    パイロット信号生成手段の出力を配置し、 前記差動検波用セグメントについては、全シンボルに対
    し、当該セグメント内のキャリア番号ｋ′がｋ′＝０を
    満たすキャリア位置に、前記終端パイロット信号生成手
    段の出力を配置し、 前記帯域終端キャリアのキャリア位置には、全シンボル
    に対し、前記帯域終端パイロット信号生成手段の出力を
    配置し、 前記分散パイロット信号生成手段、前記終端パイロット
    信号生成手段、及び前記帯域終端パイロット信号生成手
    段の出力が配置されている位置以外のいずれかのキャリ
    ア位置に、前記情報伝送信号生成手段の出力を配置し、 前記分散パイロット信号生成手段、前記終端パイロット
    信号生成手段、及び前記帯域終端パイロット信号生成手
    段が出力する複素ベクトルは、前記キャリア配置手段に
    て各々が配置されるキャリア位置の伝送帯域全体でのキ
    ャリア番号ｋにより一意に決定される特定の位相及び振
    幅を有し、 前記情報伝送信号生成手段が出力する複素ベクトルは、 前記同期検波用セグメントについては、前記ディジタル
    情報に基づいて絶対位相変調を施したものであり、 前記差動検波用セグメントについては、前記ディジタル
    情報に基づいてシンボル間で差動変調を施したものであ
    ることを特徴とする直交周波数分割多重伝送方式の送信
    装置。
  4. 【請求項４】前記絶対位相変調は、QPSK変調、16QAM変
    調、64QAM変調のいずれかのディジタル変調方式であ
    り、前記差動変調は、DQPSK変調であることを特徴とす
    る請求項３記載の直交周波数分割多重伝送方式の送信装
    置。
  5. 【請求項５】請求項３または請求項４記載の送信装置に
    より送信される直交周波数分割多重伝送信号を受信し復
    調する受信装置であって、 前記直交周波数分割多重伝送信号をフーリエ変換して時
    間領域から周波数領域に変換することによって、キャリ
    ア毎の位相及び振幅を表わす複素ベクトル列を得るフー
    リエ変換手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けられ、
    前記フーリエ変換手段の出力から前記分散パイロット信
    号と、必要な前記終端パイロット信号または前記帯域終
    端パイロット信号に対応する複素ベクトル群を抽出し、 出力する分散／終端パイロット抽出手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けられ、
    その位相及び振幅が、伝送帯域全体でのキャリア番号ｋ
    により一意に決定される変調複素ベクトルを出力するベ
    クトル発生手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けられ、
    前記分散／終端パイロット抽出手段の出力を、当該複素
    ベクトルが配置されたキャリア位置に対応する前記ベク
    トル発生手段の出力で除することによって、前記分散パ
    イロット信号、必要な前記終端パイロット信号または前
    記帯域終端パイロット信号にかかる伝送路特性を推定す
    る除算手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合に設けられ、
    前記除算手段の出力を補間することによって、当該同期
    検波用セグメント内の前記情報伝送信号にかかる伝送路
    特性を推定する補間手段と、 前記差動検波用セグメントを復調する場合に設けられ、
    前記フーリエ変換手段の出力を１シンボル時間遅延する
    遅延手段と、 前記同期検波用セグメントを復調する場合には、前記フ
    ーリエ変換手段の出力を前記補間手段の出力で検波し、
    前記差動検波用セグメントを復調する場合には、前記フ
    ーリエ変換手段の出力を前記遅延手段の出力で検波する
    検波手段とを具備することを特徴とする直交周波数分割
    多重伝送方式の受信装置。
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