JP3080128B2 - Resonant DC-DC converter - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチと、出力トラ
ンスと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス
及びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ）に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonance type DC-DC converter (D-DC converter) comprising a switch, an output transformer, an output rectifying / smoothing circuit, a resonance inductance and a capacitor.
C-DC converter).
【０００２】[0002]
【従来の技術】ゼロ電流スイッチングを達成するため
に、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように
構成することができる。この回路では交流電源に接続さ
れた整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から
成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他
端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の直列回路が接続されていると共に、同一容量
の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が接
続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は共振用
インダクタンスＬr を介して第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の相互接続点３との間に接続されている。出力
トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップ形式に形成さ
れ、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介して平滑
用コンデンサＣo の一端に接続され、センタタップはコ
ンデンサＣo の他端に接続されている。直流電圧を負荷
（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデ
ンサＣo の両端に接続されている。制御回路６はスイッ
チＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するための信号を
発生する。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
ソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型
（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的に
ドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ1
、Ｓ2 とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 を有する。この第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 はバイポーラトランジスタとこれに逆並
列接続されたダイオードとで構成することもできる。2. Description of the Related Art In order to achieve zero current switching, a resonance type DC-DC converter can be configured as shown in FIG. In this circuit, a power supply circuit composed of a rectifier connected to an AC power supply and a smoothing capacitor (which can be omitted) or a DC power supply 1 composed of a battery or the like and a first and second FETs connected between one end and the other end of the DC power supply 1. Switch Q1
, Q2 and a series circuit of first and second capacitors C1 and C2 having the same capacitance. The primary winding N1 of the output transformer T is connected to the first and second switches Q through the resonance inductance Lr.
1, the interconnection point 2 of Q2 and the first and second capacitors C
1 and C2. The secondary winding N2 of the output transformer T is formed in the form of a center tap. Both ends are connected to one end of a smoothing capacitor Co via output rectifier diodes Da and Db, and the center tap is connected to the other end of the capacitor Co. I have. Output terminals 4, 5 for supplying a DC voltage to a load (not shown) are connected to both ends of the capacitor Co. The control circuit 6 generates a signal for alternately turning on and off the switches Q1 and Q2. The first and second switches Q1 and Q2 are insulated gate (MOS) field-effect transistors each having a source connected to a substrate, and are equivalently provided between the drain and the source. Control switch S1
, S2 and first and second diodes D1, D2 connected in anti-parallel thereto. The first and second switches Q1 and Q2 can be constituted by a bipolar transistor and a diode connected in anti-parallel to the bipolar transistor.
【０００３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場
合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート
（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期
で制御信号（ゲート信号）Ｖg1、Ｖg2を供給し、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オ
フする。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路
は、インダクタンスＬr と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の並列回路に相当する等価コンデンサＣr とで
形成される。第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds2 と電流Ｉ
d1とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉ
d1は共振作用によって第１のスイッチＱ1 がオンになっ
てから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流
れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ1 を
ターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、
スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ2 の
電流及び電圧も同様に変化する。When driving the DC-DC converter shown in FIG. 1, the gates (control terminals) of the first and second switches Q1 and Q2 are controlled at regular intervals as shown in FIGS. 2 (A) and 2 (B). Signals (gating signals) Vg1 and Vg2, and the first and second switches Q1 and Q2 are connected to each other with a slight dead time.
A time (pause period) is provided to alternately turn on and off at a constant cycle. The on-periods of the first and second switches Q1 and Q2 correspond to the half-wave period of the resonance current. The series resonance circuit includes the inductance Lr and the first and second capacitors C
1 and an equivalent capacitor Cr corresponding to a parallel circuit of C2. The voltage Vds2 of the first switch Q1 and the current I
d1 changes as shown in FIGS. 2C and 2D. Current I
d1 rises as a sine wave after the first switch Q1 is turned on by a resonance action, and flows only a half wave. If the first switch Q1 is turned off when this half-wave ends and the current becomes zero, zero current switching is achieved,
Switching loss is reduced. The current and voltage of the second switch Q2 change similarly.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータではＬr Ｃr の回路定数で決定さ
れる共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が固定されている。従っ
て、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができ
ない。By the way, in the DC-DC converter shown in FIG. 1, the first and second switches Q1 and Q2 are turned on corresponding to a half cycle of the resonance current determined by the circuit constant of LrCr. The time width is fixed. Therefore, the output voltage cannot be adjusted only by this circuit.
【０００５】上記問題を解決するために、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間にデッド・タ
イム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられ
る。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチの
オン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御
のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオ
フにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流
スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合に
はスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定にな
る。また、電源回路においてはレベルの異なる複数の出
力電圧が要求されることがある。この場合、個々に電源
回路を設けると大型且つコスト高になる。In order to solve the above problem, first and second
It is conceivable to control the time width of the dead time (pause period) between the ON periods of the switches Q1 and Q2. However, not only does the circuit become complicated, but also the on / off frequency of the switch greatly changes. In addition, for voltage control, a method in which the switch is turned off before the half-wave of the resonance current has finished flowing can be considered. The operation becomes unstable because the on-time width becomes narrow. In some cases, a power supply circuit requires a plurality of output voltages having different levels. In this case, providing a power supply circuit individually increases the size and cost.
【０００６】そこで、本発明の目的は、スイッチにおけ
る電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することがで
きる直流−直流変換器を提供することにある。本発明の
別の目的は、スイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅
な変動を伴なわないで、出力電圧を安定化させることが
できる直流−直流変換器を提供することにある。また、
本発明の更に別の目的は、比較的簡単な回路構成で電圧
レベルの異なる２つの出力を得ることができる直流−直
流変換器を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a DC-DC converter capable of achieving power loss in a switch with a relatively simple circuit configuration. It is another object of the present invention to provide a DC-DC converter capable of stabilizing an output voltage without a significant change in the on / off repetition frequency of a switch. Also,
Still another object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of obtaining two outputs having different voltage levels with a relatively simple circuit configuration.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電源１と、前記直流電源１の一端と他端との
間に接続されたオン・オフ制御可能な第１及び第２のス
イッチＱ１，Ｑ２の直列回路と、前記第２のスイッチＱ
２に対して並列に接続された出力トランスＴの１次巻線
Ｎ１と、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッチＱ２
に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダク
タンスＬｒと、前記１次巻線Ｎ１及び前記第２のスイッ
チＱ２及び前記直列共振用インダクタンスＬｒに対して
それぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサＣｒ
と、前記１次巻線Ｎ１に対して、又は前記１次巻線Ｎ１
と前記直列共振用インダクタンスＬｒの少なくとも一部
との直列回路に対して並列に接続された補助インダクタ
ンスＬｐと、前記１次巻線Ｎ１に電磁結合された２次巻
線Ｎ２と、前記２次巻線Ｎ２に接続された両方向性の整
流平滑回路と、前記第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２
を交互にオン状態にするための制御信号を発生する回路
であって、前記第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のオ
ン時間幅が、前記直列共振用インダクタンスＬｒと前記
直列共振用コンデンサＣｒとから成る直列共振回路に流
れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、且
つ前記第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２のオン・オフ
の周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調整する
ように構成されている制御回路とを備えていることを特
徴とする直流一直流変換器に係わるものである。本願の
両方向性の整流平滑回路は、例えば図３のダイオードＤ
ａ、ＤｂとコンデンサＣｏから成る全波整流平滑回路、
又は図８のダイオードＤａとコンデンサＣｏ１とから成
る第１の整流平滑回路とダイオードＤｂとコンデンサＣ
ｏ２とから成る第２の整流平滑回路との組み合せ回路の
ように２次巻線Ｎ２に両方向の電流が流れる回路を意味
する。なお、請求項２に示すように、請求項１の直列共
振用インダクタンスＬｒを１次巻線の漏れインダクタン
スとすることができる。また、請求項３に示すように直
列共振用コンデンサとして機能する第１及び第２２のコ
ンデンサＣ１，Ｃ２を設けることができる。また、請求
項３の直列共振用インダクタンスを漏れインダクタンス
とすることができる。また、請求項５に示すように補助
インダクタンスＬｐを２次巻線Ｎ２に接続することがで
きる。また、請求項６に示すように請求項５の直列共振
用インダクタンスを漏れインダクタンスとすることがで
きる。また、請求項７に示すように、３次巻線を設け、
ここに補助インダクタンスＬｐを接続することができ
る。また、請求項８に示すように、請求項７の直列共振
用インダクタンスを漏れインダクタンスとすることがで
きる。また、請求項９に示すように、第１及び第２のコ
ンデンサＣ１、Ｃ２の他に別の直列共振用コンデンサＣ
ｒを設けることができる。また、請求項１０に示すよう
に、第１及び第２のスイッチのオン時間幅に差を持た
せ、２次巻線に接続された２つの整流平滑回路から異な
る出力電圧を得ることができる。[MEANS FOR SOLVING THE PROBLEMS] To achieve the above object
The present invention will be described with reference to the reference numerals in the drawings showing embodiments.
Then, the DC power supply 1 and one end and the other end of the DC power supply 1
On / off controllable first and second switches connected therebetween.
A series circuit of switches Q1 and Q2 and the second switch Q
Primary winding of output transformer T connected in parallel to 2
N1, the primary winding N1 and the second switch Q2.
Series resonance inductors connected in series to
The primary winding N1 and the second switch.
H2 and the series resonance inductance Lr
Series resonance capacitors connected in seriesCr
To the primary winding N1 or to the primary winding N1
And at least a part of the series resonance inductance Lr.
Auxiliary inductor connected in parallel to the series circuit with
And a secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding N1.
A line N2 and a bidirectional arrangement connected to the secondary winding N2.
A current smoothing circuit and the first and second switches Q1, Q2.
Circuit for generating a control signal for alternately turning on a switch
Wherein the first and second switches Q1 and Q2 are turned off.
Is different from the series resonance inductance Lr by the
Series resonance capacitorCrFlow through the series resonant circuit
Longer than the half-wave period of the series resonance current
ON / OFF of the first and second switches Q1 and Q2
To adjust the output voltage of the rectifying / smoothing circuit by changing the cycle of
And a control circuit configured as described above.
The present invention relates to a DC-DC converter. Of the present application
The bidirectional rectifying and smoothing circuit is, for example, a diode D shown in FIG.
a, a full-wave rectifying and smoothing circuit composed of Db and a capacitor Co,
Alternatively, the diode Da and the capacitor Co1 shown in FIG.
First rectifying / smoothing circuit, diode Db and capacitor C
o2 and a combination circuit with a second rectifying / smoothing circuit comprising
Means a circuit in which current flows in both directions through the secondary winding N2
I do. In addition, as shown in claim 2, the serial connection of claim 1
The leakage inductance Lr is the leakage inductance of the primary winding.
Can be. In addition, as shown in claim 3,
First and 22nd capacitors functioning as column resonance capacitors
Capacitors C1 and C2 can be provided. Also, billing
Leakage inductance of series resonance inductance of item 3
It can be. Also, as described in claim 5,
The inductance Lp can be connected to the secondary winding N2.
Wear. Further, as shown in claim 6, the series resonance of claim 5
Can be used as the leakage inductance.
Wear. Further, a tertiary winding is provided,
An auxiliary inductance Lp can be connected here.
You. In addition, as described in claim 8, the series resonance of claim 7
Can be used as the leakage inductance.
Wear. Also, as shown in claim 9,First and second co
Other than the capacitors C1 and C2Series resonance capacitor C
r can be provided. Further, as shown in claim 10
And there is a difference between the ON time widths of the first and second switches.
Different from the two rectifying / smoothing circuits connected to the secondary winding.
Output voltage can be obtained.
【０００８】[0008]
【発明の作用及び効果】各請求項に従う発明において
は、補助インダクタンスＬｐの蓄積及び放出エネルギー
の大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従
って、スイッチのオン時間幅を変えて補助インダクタン
スＬｐの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電
圧が変化する。この結果、共振型直流一直流変換器の出
力電圧の調整を行うことができる。また、スイッチのオ
ン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなし
に出力電圧の調整を行うことができる。請求項１０の発
明によれば、異なる電圧レベルの２つの出力電圧を容易
に得ることができる。In the invention according to each of the claims , the magnitude of the accumulation and release energy of the auxiliary inductance Lp affects the magnitude of the resonance current of the series resonance circuit. Therefore, when the storage and release energy of the auxiliary inductance Lp is adjusted by changing the ON time width of the switch, the output voltage changes . As a result, the output of the resonant DC-DC converter
Adjustment of the force voltage can be performed. Further, the output voltage can be adjusted without significantly changing the ON time width of the switch, that is, the ON / OFF frequency. According to the tenth aspect , two output voltages having different voltage levels can be easily obtained.
【０００９】[0009]
【第１の実施例】次に、図３〜図６を参照して本発明の
第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図３において図１と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図３に示す第１の実
施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコン
バータに第２のインダクタンスＬp を付加し、更に制御
回路６に代って電圧制御可能な制御回路６ａを設けた他
は図１と同一に構成したものである。本発明に従う第２
のインダクタンスＬp はトランスＴの１次巻線Ｎ1 に対
して並列に接続されている。この第２のインダクタンス
Ｌp は、補助インダクタンスとも呼ぶことができるもの
であり、１次巻線Ｎ1 に直列接続された直列共振用イン
ダクタンスとしての第１のインダクタンスＬr よりも大
きなインダクタンス値を有する。回路要素の定数の一例
を示すと、Ｃ1 ＝Ｃ2 ＝０．３μＦ、Ｃ3 ＝Ｃ4 ＝２０
０ｐＦ、Ｌｒ＝５μＨ、Ｌｐ＝10μＨである。First Embodiment Next, a resonance type DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. However, in FIG. 3, portions common to FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In the DC-DC converter of the first embodiment shown in FIG. 3, a second inductance Lp is added to the DC-DC converter of FIG. 1, and a control circuit 6a capable of voltage control is provided in place of the control circuit 6. Otherwise, the configuration is the same as that of FIG. Second according to the invention
Is connected in parallel to the primary winding N1 of the transformer T. The second inductance Lp can be called an auxiliary inductance.
And a series resonance input connected in series to the primary winding N1.
It has an inductance value larger than the first inductance Lr as the conductance . As an example of the constants of the circuit elements, C1 = C2 = 0.3 .mu.F and C3 = C4 = 20.
0 pF, Lr = 5 μH, Lp = 10 μH.
【００１０】制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変
動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構
成されている。このため、制御回路６ａは出力端子４、
５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８と、基準電
圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０と、発光ダイ
オード１１と、ホトトランジスタ１２と、抵抗１３と、
ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波形整形及び駆動回
路１５とから成る。The control circuit 6a turns on and off the first and second switches Q1 and Q2 in response to a change in the output voltage or the input voltage.
The output voltage is controlled to be constant by changing the off frequency. Therefore, the control circuit 6a outputs the output terminal 4,
5, a voltage detecting voltage dividing resistors 7, 8, a reference voltage source 9, an error amplifier (differential amplifier) 10, a light emitting diode 11, a phototransistor 12, a resistor 13,
It comprises a VCO (voltage controlled oscillator) 14 and a waveform shaping and driving circuit 15.
【００１１】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数を有する信号を出力する。Ｖ
ＣＯ１４に接続された波形整形及び駆動回路１５はＶＣ
Ｏ１４の出力を方形波に整形してライン１６ａで第１の
スイッチＱ1 の制御端子（ゲート）に供給すると共に、
ライン１６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅かな
デット・タイム（休止期間）を設けた制御信号（パル
ス）をライン１６ｂを介して第２のスイッチＱ2 の制御
端子（ゲート）に供給する。One input terminal of the error amplifier 10 is connected to a voltage dividing point of the voltage dividing resistors 7 and 8, and the other input terminal is connected to a reference voltage source 9. Therefore, an output voltage corresponding to the difference between the detection voltage and the reference voltage is obtained from the error amplifier 10. Since the light emitting diode 11 is connected between the output terminal of the error amplifier 10 and the ground, it emits light corresponding to the error output. The phototransistor 12 optically coupled to the light emitting diode 11 is connected via a resistor 13 between a power supply terminal indicated by + V and ground. Therefore, when the output voltage increases and the output of the light emitting diode 11 increases, the voltage of the resistor 13 increases. Phototransistor 12
The VCO 14 connected to the voltage dividing point of the resistor 13 and the resistor 13
3 and outputs a signal having a frequency proportional to the voltage. V
The waveform shaping and driving circuit 15 connected to the CO 14
The output of O14 is shaped into a square wave and supplied to the control terminal (gate) of the first switch Q1 via line 16a.
A control signal (pulse) in which the square wave of the line 16a is inverted in phase and a small dead time (pause period) is provided therebetween is supplied to the control terminal (gate) of the second switch Q2 via the line 16b. .
【００１２】この制御回路６ａにおいて重要なことは、
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価
なコンデンサＣr と第１のインダクタンスＬr との直列
共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅よりも第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2のオン時間幅が長くなるよ
うにＶＣＯ１４の周波数が設定されていることである。
この理由は追って詳しく説明する。What is important in the control circuit 6a is that
The first and second switches Q 1, That is, the frequency of the VCO 14 is set so that the ON time width of Q2 becomes long.
The reason will be described in detail later.
【００１３】[0013]
【動作】次に、図３の回路の動作を、各部の波形を示す
図４及び図６と、図３の一部を抽出して示す図５とを参
照して説明する。図４の左半分は全負荷時の図３の各部
の状態を概略的に示し、右半分はこれよりも軽負荷の場
合の図３の各部の状態を概略的に示す。なお、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン制御パルスの相互間に
は僅かなデット・タイムがあるが省略されて示されてい
る。今、図４のｔ0 時点で第１のスイッチＱ1 をオンに
するための制御信号が図４（Ａ）に示すように発生し、
この直後のｔ1 で第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間電圧がゼロになると、第１のコンデンサＣ1 と第１
のスイッチＱ1 と第１のインダクタンスＬr と１次巻線
Ｎ1 との閉回路が形成される。図１でも説明したように
第２のコンデンサＣ2 は第１のコンデンサＣ1 に電源１
を介して並列に接続されているので、第１及び第２のコ
ンデンサＣ1、Ｃ2 の並列回路の等価コンデンサをＣr
とすれば、図１の場合と同様にＬr 、Ｃr の直列共振回
路が形成され、これによる共振電流Ｉr が図６（Ｂ）で
点線で示すように正弦波形に流れる。共振電流Ｉr がｔ
3 でゼロになった後に、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb
によってコンデンサＣ0 がトランスＴの２次巻線Ｎ2 か
ら切り離された状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ1
が無限大のインピーダンスとなり、負の半波の共振電流
がｔ0 〜ｔ4 期間に流れない。一方、第２のインダクタ
ンスＬp のエネルギーの蓄積及び放出に基づく電流Ｉp
が図６（Ｂ）の実線で示すように流れる。ｔ0 時点にお
いて第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーが放出
されており、図６のｔ0 〜ｔ2 期間では電流Ｉp が上向
きに流れている。即ち、ｔ0 〜ｔ3 期間では電流Ｉp が
第２のインダクタンスＬp と第１のインダクタンスＬr
と第１のスイッチＱ1 と電源１と第２のコンデンサＣ2
とから成る閉回路で電流が流れる。これにより、第２の
コンデンサＣ2 は逆充電され、この電圧Ｖc2は図６
（Ｃ）に示すようにｔ0 〜ｔ2 期間でＥ／２よりも低下
する。第２のインダクタンスＬｐ の蓄積エネルギーの
放出がｔ2 時点で終了すると、電源１と第１のスイッチ
Ｑ1 と第１及び第２のインダクタンスＬr 、Ｌp と第２
のコンデンサＣ2 とから成る閉回路に電流が流れ、第２
のインダクタンスＬp のエネルギーの蓄積が行われると
共に、第２のコンデンサＣ2 の充電が行われ、第２のコ
ンデンサＣ2 の電圧Ｖc2は上昇する。図６のｔ0 〜ｔ4
期間においては、第２のコンデンサＣ2 の電圧がＥ／２
よりも低いので、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1は電
源電圧Ｅから第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を差し引
いた値Ｅ−Ｖc2になる。従って、ｔ0 〜ｔ4 期間では第
１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高められた状態にな
る。このため、ｔ0 〜ｔ4 期間内における第１のコンデ
ンサＣ1 と第１のスイッチＱ1 と第１のインダクタンス
Ｌr と１次巻線Ｎ1 とから成る共振回路の動作は、電源
電圧Ｅを高めた場合と同様な動作になり、振幅の大きな
共振電流Ｉr を流すことができる。なお、ｔ0 〜ｔ4 期
間の共振に第２のコンデンサＣ2 も幾らか寄与するが、
第１のコンデンサＣ1 に比べて寄与度が低いので、共振
容量Ｃr は第１のコンデンサＣ1 のみとみなすことがで
きる。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 3 will be described with reference to FIGS. 4 and 6 showing waveforms of respective parts and FIG. 5 showing a part of FIG. The left half of FIG. 4 schematically shows the state of each part of FIG. 3 at full load, and the right half schematically shows the state of each part of FIG. 3 at a lighter load. Although there is a slight dead time between the ON control pulses of the first and second switches Q1, Q2, it is omitted. Now, at time t0 in FIG. 4, a control signal for turning on the first switch Q1 is generated as shown in FIG.
When the drain-source voltage of the first switch Q1 becomes zero at t1 immediately after this, the first capacitor C1 and the first capacitor Q1
Of the switch Q1, the first inductance Lr, and the primary winding N1. As described in FIG. 1, the second capacitor C2 is connected to the first capacitor C1 by the power supply 1.
, The equivalent capacitor of the parallel circuit of the first and second capacitors C1 and C2 is represented by Cr.
In this case, a series resonance circuit of Lr and Cr is formed as in the case of FIG. 1, and the resonance current Ir flows in a sinusoidal waveform as shown by a dotted line in FIG. 6B. The resonance current Ir is t
After it becomes zero at 3, the output rectifier diodes Da and Db
As a result, the capacitor C0 is disconnected from the secondary winding N2 of the transformer T.
Becomes infinite impedance, and a negative half-wave resonance current does not flow during the period from t0 to t4. On the other hand, the current Ip based on the accumulation and release of the energy of the second inductance Lp
Flows as shown by the solid line in FIG. At time t0, the stored energy of the second inductance Lp is released, and the current Ip flows upward during the period from t0 to t2 in FIG. That is, during the period from t0 to t3, the current Ip is changed to the second inductance Lp and the first inductance Lr.
, A first switch Q1, a power supply 1, and a second capacitor C2.
A current flows in a closed circuit consisting of As a result, the second capacitor C2 is reversely charged, and this voltage Vc2 is
As shown in FIG. 7C, the voltage is lower than E / 2 in the period from t0 to t2. When the release of the stored energy of the second inductance Lp ends at time t2, the power supply 1, the first switch Q1, the first and second inductances Lr, Lp, and the second
Current flows through the closed circuit comprising the capacitor C2 of
, The energy of the inductance Lp of the second capacitor C2 is stored, the second capacitor C2 is charged, and the voltage Vc2 of the second capacitor C2 rises. T0 to t4 in FIG.
During the period, the voltage of the second capacitor C2 becomes E / 2
Therefore, the voltage Vc1 of the first capacitor C1 becomes a value E-Vc2 obtained by subtracting the voltage Vc2 of the second capacitor C2 from the power supply voltage E. Accordingly, during the period from t0 to t4, the voltage Vc1 of the first capacitor C1 is in an increased state. Therefore, the operation of the resonance circuit including the first capacitor C1, the first switch Q1, the first inductance Lr, and the primary winding N1 during the period from t0 to t4 is the same as that when the power supply voltage E is increased. Operation, and a resonance current Ir having a large amplitude can flow. Although the second capacitor C2 also contributes to the resonance during the period from t0 to t4,
Since the degree of contribution is lower than that of the first capacitor C1, the resonance capacitance Cr can be regarded as only the first capacitor C1.
【００１４】ｔ0 〜ｔ4 期間に第１のスイッチＱ1 に流
れる電流Ｉd1は、図６（Ｂ）に示す第２のインダクタン
スＬp のＩp とＬr Ｃr 共振電流Ｉr との和になり、図
４（Ｄ）に示すように流れる。電圧部分共振のための第
３のコンデンサＣ3 はｔ0 以前に電源電圧Ｅに充電され
ている。もし、第１のスイッチＱ1 のオンによって第３
のコンデンサＣ3 の蓄積エネルギーが第１のスイッチＱ
1 に流れると電力損失を生じる。図３の回路では、ｔ0
〜ｔ1 期間に第２のインダクタンスＬp と第１のインダ
クタンスＬr と第３のコンデンサＣ3 と第１のコンデン
サＣ1 とから成る回路で第３のコンデンサＣ3 を逆充電
する向きの電流が流れ、第３のコンデンサＣ3 の蓄積エ
ネルギーが第１のコンデンサＣ1 に帰還され、電力損失
にならない。また、第１のスイッチＱ1 の電流Ｉds1 は
第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds1がゼロになってから流
れ始めるので、ゼロ電圧スイッチングが達成され、ター
ンオン時のスイッチング損失が小さい。第１のスイッチ
Ｑ1 のターンオフ時においては、この電圧Ｖds1 が第３
のコンデンサＣ3 の働きによって緩やかに立上るので、
電流Ｉd1と電圧Ｖds1 の交差面積が小さくなり、スイッ
チング損失が低減される。また高周波ノイズが抑制され
る。The current Id1 flowing through the first switch Q1 during the period from t0 to t4 is the sum of the Ip of the second inductance Lp and the LrCr resonance current Ir shown in FIG. Flow as shown. The third capacitor C3 for voltage partial resonance is charged to the power supply voltage E before t0. If the first switch Q1 is turned on, the third
The energy stored in the capacitor C3 of the first switch Q
Flowing into 1 causes power loss. In the circuit of FIG.
During a period from time t1 to time t1, a current flows in a circuit including the second inductance Lp, the first inductance Lr, the third capacitor C3, and the first capacitor C1 to reversely charge the third capacitor C3. The energy stored in the capacitor C3 is fed back to the first capacitor C1, and no power loss occurs. Further, since the current Ids1 of the first switch Q1 starts to flow after the voltage Vds1 of the first switch Q1 becomes zero, zero voltage switching is achieved and switching loss at turn-on is small. When the first switch Q1 is turned off, this voltage Vds1 becomes the third voltage.
Rises slowly by the action of the capacitor C3 of
The intersection area between the current Id1 and the voltage Vds1 is reduced, and the switching loss is reduced. Further, high frequency noise is suppressed.
【００１５】図４及び図６のｔ4 〜ｔ6 区間において
は、第２のスイッチＱ2 においてｔ0〜ｔ4 区間と同様
な動作が生じる。即ち、ｔ4 の直後に第２のスイッチＱ
2 の電圧Ｖds2 がゼロになると、第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価なコンデンサＣr と１
次巻線Ｎ1 と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッ
チＱ2 の閉回路で図６（Ｂ）で点線で示すような正弦波
状の共振電流Ｉr が流れる。また、ｔ4 〜ｔ5 期間に
は、第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーの放出
に基づいて、第２のインダクタンスＬp と第２のコンデ
ンサＣ2 と第２のスイッチＱ2 との閉回路に電流Ｉp が
流れ、ｔ5 〜ｔ6 期間には、第２のコンデンサＣ2 を電
源として第２のコンデンサＣ2 と第２のインダクタンス
Ｌp と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッチＱ2
とから成る閉回路に電流Ｉp が流れる。これにより、第
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧は図６（Ｃ）
のｔ4〜ｔ6 区間に示すように変化する。第２のスイッ
チＱ2 の電流Ｉd2は、第２のインダクタンスＬp の電流
Ｉp と共振電流Ｉr との和になる。第２のスイッチＱ2
のターンオン時及びターンオフ時には、第１のスイッチ
Ｑ1 と同様な動作が生じるので、電力損失が低減され
る。In the section between t4 and t6 in FIGS. 4 and 6, the same operation as in the section between t0 and t4 occurs in the second switch Q2. That is, immediately after t4, the second switch Q
2 when the voltage Vds2 becomes zero, the capacitor Cr and 1 which are equivalent to the parallel circuit of the first and second capacitors C1 and C2 become 1
In the closed circuit of the next winding N1, the first inductance Lr, and the second switch Q2, a sinusoidal resonance current Ir flows as indicated by a dotted line in FIG. 6B. During the period from t4 to t5, the current Ip flows through the closed circuit of the second inductance Lp, the second capacitor C2 and the second switch Q2 based on the release of the stored energy of the second inductance Lp. During the period from t5 to t6, the second capacitor C2 is used as a power source, the second capacitor C2, the second inductance Lp, the first inductance Lr, and the second switch Q2.
The current Ip flows through the closed circuit consisting of As a result, the voltages of the first and second capacitors C1 and C2 are changed as shown in FIG.
In the interval t4 to t6. The current Id2 of the second switch Q2 is the sum of the current Ip of the second inductance Lp and the resonance current Ir. Second switch Q2
At the time of turning on and turning off, the same operation as that of the first switch Q1 occurs, so that the power loss is reduced.
【００１６】ところで、図３の回路において、出力端子
４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr の振幅が図４（Ｄ）及び図６（Ｂ）で点線で示
すように変化する。即ち、例えば負荷のインピーダンス
が大きくなって軽負荷になると、図３の１次巻線Ｎ1 か
ら負荷までの交流インピーダンスが大きくなり、共振電
流Ｉr の最大振幅が低下する。共振電流Ｉr の最大振幅
が低下すれば、出力平滑用コンデンサＣo 及び負荷に対
して供給するエネルギーも低下し、負荷変動に基づく出
力電圧変動を自動的に補償することができる。しかし、
電源１の電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は上記の
共振電流Ｉr の振幅変化によって達成できない。In the circuit of FIG. 3, when the magnitude of the load connected between the output terminals 4 and 5 changes, the amplitude of the resonance current Ir is indicated by a dotted line in FIGS. 4 (D) and 6 (B). To change. That is, for example, when the load impedance increases and the load becomes light, the AC impedance from the primary winding N1 to the load in FIG. 3 increases, and the maximum amplitude of the resonance current Ir decreases. If the maximum amplitude of the resonance current Ir decreases, the energy supplied to the output smoothing capacitor Co and the load also decreases, and the output voltage fluctuation due to the load fluctuation can be automatically compensated. But,
Compensation for the output voltage fluctuation based on the voltage fluctuation of the power supply 1 cannot be achieved by the above-mentioned amplitude change of the resonance current Ir.
【００１７】そこで、本実施例では次のようにして電源
電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器
１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出
力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よ
りも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光
結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３
の電圧が今迄よりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波数
が今迄よりも高くなる。この結果、図４の右半分のｔ7
〜ｔ11区間に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 のオン・オフの周期Ｔ2 が左半分のＴ1 よりも短く
なる。このため、第２のインダクタンスＬp のエネルギ
ーの蓄積及び放出に基づく第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2の変動幅が図６（Ｃ）の点線
で示すように小さくなる。今、第１のスイッチＱ1 のオ
ン期間ｔ0 〜ｔ4 について考察すると、第１のコンデン
サＣ1 の電圧Ｖc1が実線から点線に変化したということ
は共振回路の電源電圧を低下させたことに相当し、共振
電流Ｉr の最大振幅の低下が生じる。このため、出力平
滑用コンデンサＣoに対する電力供給量が低下し、出力
電圧を所望値に向って低下させる作用が生じる。出力電
圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作が生
じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相当す
る調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じな
い。従って、無負荷から全負荷まで安定的に動作させる
ことができる。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、
Ｃ2 を電源電圧の分割用として使用するのみでなく、直
列共振用コンデンサとしても使用するので、回路構成の
簡単化が図られている。Therefore, in this embodiment, the output voltage is controlled by the fluctuation of the power supply voltage E as follows. The error amplifier 10 generates an output corresponding to the difference between the detected value of the output voltage and the reference voltage, and the light emitting diode 11 emits light corresponding to the error output. Therefore, when the output voltage becomes higher than the desired value, the light emission intensity of the light emitting diode 11 becomes higher than the reference value. As a result, the resistance of the photocoupler 12 optically coupled to the light emitting diode 11 decreases, and the resistance 13
Is higher than before, and the output frequency of the VCO 14 is higher than before. As a result, t7 in the right half of FIG.
As shown in the section from t11 to t11, the first and second switches Q1,
The ON / OFF cycle T2 of Q2 is shorter than T1 in the left half. Therefore, the first and second capacitors C based on the accumulation and release of the energy of the second inductance Lp
1, the fluctuation width of the voltages Vc1 and Vc2 of C2 becomes small as shown by the dotted line in FIG. Considering the on-period t0 to t4 of the first switch Q1, the fact that the voltage Vc1 of the first capacitor C1 changes from the solid line to the dotted line corresponds to lowering the power supply voltage of the resonance circuit. A decrease in the maximum amplitude of the current Ir occurs. For this reason, the amount of power supplied to the output smoothing capacitor Co decreases, and an effect of lowering the output voltage toward a desired value occurs. When the output voltage becomes lower than the desired value, the reverse operation occurs. In this embodiment, since only an adjustment substantially corresponding to the voltage fluctuation of the power supply 1 is performed, a large fluctuation of the on / off frequency of the first and second switches Q1 and Q2 does not occur. Therefore, stable operation can be performed from no load to full load. The first and second capacitors C1,
Since C2 is used not only for dividing the power supply voltage but also as a capacitor for series resonance, the circuit configuration is simplified.
【００１８】[0018]
【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図７において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、共振用
の第１のインダクタンスＬr を第２のインダクタンスＬ
p と１次巻線Ｎ1 との間に移したものに相当し、その他
は図３と同一に形成されている。但し、この実施例で
は、小型化及び低コスト化を達成するために共通のコア
に１次及び２次巻線Ｎ1 、Ｎ2 と第１及び第２のインダ
クタンスＬr 、Ｌp のための巻線とが巻回されている。
その他は第１の実施例と同一であるので、同一の作用効
果が得られる。Second Embodiment Next, a DC-DC converter according to a second embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 7, portions common to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In the DC-DC converter circuit of FIG. 7, the first inductance Lr for resonance is changed to the second inductance Lr.
It corresponds to the one transferred between p and the primary winding N1, and the other parts are formed in the same manner as in FIG. However, in this embodiment, the primary and secondary windings N1 and N2 and the windings for the first and second inductances Lr and Lp are provided on a common core in order to achieve miniaturization and cost reduction. It is wound.
The rest is the same as the first embodiment, so that the same operation and effect can be obtained.
【００１９】[0019]
【第３の実施例】次に、図８及び図９を参照して本発明
の第３の実施例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図８及び図９において図３〜図７と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８
の回路は図３の回路の第１のインダクタンスＬr を図７
と同じ位置に移し、２次巻線Ｎ2 の上側端子とセンタタ
ップとの間に第１の整流ダイオードＤa を介して第１の
平滑用コンデンサＣa を接続し、２次巻線Ｎ2 の下側端
子とセンタタップとの間に第２の整流ダイオードＤb を
介して第２の平滑用コンデンサＣb を接続し、センタタ
ップに接続された端子５を中心に上下に第１及び第２の
出力端子４ａ、４ｂを設け、制御回路６ｂから図９
（Ａ）（Ｂ）に示すように互いに異なるオン時間幅Ｔa
、Ｔb のパルスを第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
のゲート（制御端子）に与えるように構成したものであ
る。図８の回路の上記以外は図３と同一に構成されてい
る。なお、２次巻線Ｎ2 の上半分Ｎ2aと下半分Ｎ2bとは
同一の巻数に設定されている。Third Embodiment Next, a DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. However, in FIGS. 8 and 9, portions common to FIGS. 3 to 7 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. FIG.
In the circuit of FIG. 7, the first inductance Lr of the circuit of FIG.
, And a first smoothing capacitor Ca is connected between the upper terminal of the secondary winding N2 and the center tap via a first rectifier diode Da, and the lower terminal of the secondary winding N2 is connected. A second smoothing capacitor Cb is connected between the power supply and the center tap via a second rectifier diode Db, and the first and second output terminals 4a, 4a, 5b above and below the terminal 5 connected to the center tap. 4b, the control circuit 6b
(A) As shown in (B), different ON time widths Ta
, Tb of the first and second switches Q1, Q2.
(Control terminal). The configuration of the circuit of FIG. 8 is the same as that of FIG. 3 except for the above. The upper half N2a and the lower half N2b of the secondary winding N2 have the same number of turns.
【００２０】図８の回路で第１のスイッチＱ1 のオン時
間幅Ｔa を第２のスイッチＱ2 のオン時間幅Ｔb よりも
短くすると、ｔ0 〜ｔ1 の第１のスイッチＱ1 のオン期
間に第２のインダクタンスＬp の上向きのエネルギーの
放出に基づく第２のコンデンサＣ2 の逆充電の量が少な
くなり、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増加分が少
なくなる。逆に、ｔ1 〜ｔ2 の第２のスイッチＱ2 のオ
ン期間における第２のインダクタンスＬp の蓄積エネル
ギーに基づく第１のコンデンサＣ1 の逆充電の量が大き
くなり、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の増大の割合
がｔ0 〜ｔ1 の第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増大
の割合よりも大きくなる。第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2は共振電流Ｉr の最大振幅に
対して比例的に作用するので、ｔ0 〜ｔ1 期間とｔ1 〜
ｔ2 期間とでトランスＴの２次側に異なる電力を供給す
ることになる。第１のスイッチＱ1 のオン期間の電力は
第１の整流ダイオードＤa を介して第１の平滑用コンデ
ンサＣo1及び第１の出力端子４ａに供給され、第２のス
イッチＱ2 のオン期間の電力は第２の整流ダイオードＤ
b を介して第２の平滑用コンデンサＣo2及び第２の出力
端子４ｂに供給されるので、中間端子５と第１の出力端
子４ａとの間の第１の出力電圧Ｖo1と中間端子５と第２
の出力端子４ｂとの間の第２の出力電圧Ｖo2とは異なる
値になり、電圧値の異なる２つの出力電圧Ｖo1、Ｖo2を
簡単な回路構成によって容易に得ることができる。な
お、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のスイッチング
損失の低減効果及びその他の効果は第１及び第２の実施
例と同様に得ることができる。If the on-time width Ta of the first switch Q1 is shorter than the on-time width Tb of the second switch Q2 in the circuit of FIG. 8, the second time during the on-period of the first switch Q1 from t0 to t1. The amount of reverse charging of the second capacitor C2 based on the upward energy release of the inductance Lp is reduced, and the increase in the voltage Vc1 of the first capacitor C1 is reduced. Conversely, the amount of reverse charging of the first capacitor C1 based on the energy stored in the second inductance Lp during the ON period of the second switch Q2 from t1 to t2 increases, and the voltage Vc2 of the second capacitor C2 increases. Is greater than the rate of increase in the voltage Vc1 of the first capacitor C1 from t0 to t1. First and second capacitors C
1, the voltages Vc1 and Vc2 of C2 act in proportion to the maximum amplitude of the resonance current Ir.
Different power is supplied to the secondary side of the transformer T during the period t2. The power during the ON period of the first switch Q1 is supplied to the first smoothing capacitor Co1 and the first output terminal 4a via the first rectifier diode Da, and the power during the ON period of the second switch Q2 is 2 rectifier diode D
b, the voltage is supplied to the second smoothing capacitor Co2 and the second output terminal 4b, so that the first output voltage Vo1 between the intermediate terminal 5 and the first output terminal 4a, the intermediate output terminal 5 2
Has a value different from the second output voltage Vo2 between the output terminal 4b and the output terminal 4b, and two output voltages Vo1 and Vo2 having different voltage values can be easily obtained by a simple circuit configuration. The effect of reducing the switching loss of the first and second switches Q1 and Q2 and other effects can be obtained in the same manner as in the first and second embodiments.
【００２１】[0021]
【第４の実施例】次に、図１０に示す第４の実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１０において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図１０の回路は図３の回路の２次巻線Ｎ2 の
センタタップを省き、２次巻線Ｎ2 の下側端子を中間出
力端子５に接続し、２次巻線Ｎ2 の上側端子と下側端子
との間に互いに方向の異なるダイオードＤa 、Ｄb を介
して第１及び第２の平滑用コンデンサＣo1、Ｃo2を接続
し、コンデンサＣo1、Ｃo2に第１及び第２の出力端子４
ａ、４ｂを接続したものである。これにより、第１の平
滑用コンデンサＣo1が第１の整流ダイオードＤa を通る
電流で充電され、第２の平滑用コンデンサＣo2が第２の
整流ダイオードＤb を通る電流で充電される。従って、
正の第１の出力電圧Ｖo1と負の第２の出力電圧Ｖo2とを
容易に得ることができる。また、図１０の回路は第１の
実施例と同様の作用効果も勿論有する。なお、図１０の
制御回路６ａを図９に示す制御回路６ｂに置き換えて、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅に差を
持たせることもできる。この場合には正と負の値の異な
る出力電圧を得ることができる。Fourth Embodiment Next, the fourth embodiment shown in FIG.
The C-DC converter will be described. However, in FIG. 10, portions common to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. 10 omits the center tap of the secondary winding N2 of the circuit of FIG. 3, connects the lower terminal of the secondary winding N2 to the intermediate output terminal 5, and connects the upper terminal and the lower terminal of the secondary winding N2. The first and second smoothing capacitors Co1 and Co2 are connected to the terminals via diodes Da and Db having different directions, and the first and second output terminals 4 are connected to the capacitors Co1 and Co2.
a and 4b are connected. As a result, the first smoothing capacitor Co1 is charged with the current passing through the first rectifier diode Da, and the second smoothing capacitor Co2 is charged with the current passing through the second rectifier diode Db. Therefore,
The first positive output voltage Vo1 and the second negative output voltage Vo2 can be easily obtained. Further, the circuit of FIG. 10 also has the same operation and effect as the first embodiment. Note that the control circuit 6a in FIG. 10 is replaced with a control circuit 6b shown in FIG.
The ON time width of the first and second switches Q1 and Q2 may be different. In this case, different output voltages of positive and negative values can be obtained.
【００２２】[0022]
【第５の実施例】次に、図１１を参照して第５の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬ
r と共に直列共振回路を形成するための専用のコンデン
サＣr を第１のインダクタンスＬr に直列に接続したも
のであり、その他は図３と同様に構成されている。図１
１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるの
で、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。
なお、直列共振回路は第１のインダクタンスＬｒとこれ
に対して直列に接続されるコンデンサとで形成される。
従って、図１１では、インダクタンスＬｒと共振用コン
デンサＣｒと第１のコンデンサＣ１と第２のコンデンサ
Ｃ２とで直列共振回路が形成される Fifth Embodiment Next, a DC-DC converter according to a fifth embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 11, portions common to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The circuit of FIG.
A special capacitor Cr for forming a series resonance circuit is connected in series to the first inductance Lr together with r, and the other components are configured in the same manner as in FIG. FIG.
Since the operation of the first circuit is substantially the same as that of the circuit of FIG. 3, the same operation and effect as those of the circuit of FIG. 3 can be obtained.
Note that the series resonance circuit includes the first inductance Lr and the first inductance Lr.
And a capacitor connected in series.
Therefore, in FIG. 11, the inductance Lr and the resonance capacitor
Denser Cr, first capacitor C1, and second capacitor
A series resonance circuit is formed with C2.
【００２３】[0023]
【第６の実施例】次に、図１２を参照して第６の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１２にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１２の回路は共振用コンデンサＣr と
第１のインダクタンスＬr との直列共振回路を１次巻線
Ｎ1 を介して第２のスイッチＱ2 に並列に接続したもの
であり、その他は図３と同様に構成されている。図１２
の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、
図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。Sixth Embodiment Next, a DC-DC converter according to a sixth embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 12, portions common to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The circuit of FIG. 12 is a circuit in which a series resonance circuit of a resonance capacitor Cr and a first inductance Lr is connected in parallel to a second switch Q2 via a primary winding N1, and the other components are the same as in FIG. It is configured. FIG.
The operation of the circuit is substantially the same as the circuit of FIG.
The same operation and effect as the circuit of FIG. 3 can be obtained.
【００２４】[0024]
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 第２のインダクタンスＬp を２次巻線Ｎ2 に並
列に接続することができる。また、センタタップを有す
る２次巻線Ｎ2 の上半分と下半分とにそれぞれ並列に第
２のインダクタンスＬp を接続することができる。ま
た、トランスＴに３次巻線を設け、ここに並列に第２の
インダクタンスＬp を接続することができる。 （２） 第１のインダクタンスＬr とトランスＴの１次
巻線Ｎ1 とを同一のコアに巻回すこと、また第２のイン
ダクタンスＬp とトランスＴの１次巻線Ｎ1 とを同一の
コアに巻回すことができる。また、１次巻線Ｎ1 のイン
ダクタンス成分を第１のインダクタンスＬr として兼用
することができる。また、第１のインダクタンスＬｒに
中間タップを設け、ここに第２のインダクタンスＬｐの
上端を接続することができる。 （３） 図８及び図１０の回路においても図１１と同一
の位置に専用の共振用コンデンサＣr を接続することが
できる。また、第３及び第４のコンデンサＣ3、Ｃ4 を
第１のインダクタンスＬr との直列共振用コンデンサと
して兼用することができる。また、コンデンサＣr とＣ
1 〜Ｃ4 との任意の組み合せを第１のインダクタンスＬ
r との直列共振回路用コンデンサとしてもよい。また、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のドレイン・ソース
間の浮遊容量を共振用コンデンサＣr として使用するこ
とができる。 （４） 制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を
検出する代りに、電源１又はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧を検出し、これを所望値にするように制御パルスを形
成してもよい。 （５） 電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流
器とし、平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を
得ることができる。 （６） 各実施例において、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 がキャリアのストレ−ジ作用を実質的に有さな
い半導体スイッチの場合には、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 を相互間にデット・タイムを設けないで交互
にオン・オフ制御することができる。 （７） 各実施例において、デッド・タイムの時間幅を
出力電圧に応じて制御するように構成することができ
る。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) The second inductance Lp can be connected in parallel to the secondary winding N2. Further, a second inductance Lp can be connected in parallel to the upper half and the lower half of the secondary winding N2 having a center tap. Further, a tertiary winding can be provided in the transformer T, and a second inductance Lp can be connected in parallel to the tertiary winding. (2) The first inductance Lr and the primary winding N1 of the transformer T are wound around the same core, and the second inductance Lp and the primary winding N1 of the transformer T are wound around the same core. be able to. Further, the inductance component of the primary winding N1 can also be used as the first inductance Lr. Further, an intermediate tap may be provided in the first inductance Lr, and the upper end of the second inductance Lp may be connected to the intermediate tap. (3) In the circuits of FIGS. 8 and 10, a dedicated resonance capacitor Cr can be connected to the same position as in FIG. Further, the third and fourth capacitors C3 and C4 can also be used as a series resonance capacitor with the first inductance Lr. Also, the capacitors Cr and C
Any combination with 1 to C4 can be used as the first inductance L
It may be a capacitor for a series resonance circuit with r. Also,
The stray capacitance between the drain and the source of the first and second switches Q1 and Q2 can be used as the resonance capacitor Cr. (4) Instead of detecting the output voltage in order to control the voltage by the control circuit 6a, the voltage of the power supply 1 or the capacitors C1 and C2 may be detected and a control pulse may be formed so as to set the voltage to a desired value. (5) The power supply 1 is a full-wave rectifier connected to a sine-wave AC power supply, and a non-smoothed pulsating flow is input to obtain a power factor improving effect. (6) In each embodiment, the first and second switches Q
1, when Q2 is a semiconductor switch having substantially no carrier storage effect, the first and second switches Q1 and Q2 are alternately turned on and off without a dead time between them. Can be controlled. (7) In each embodiment, the time width of the dead time can be controlled according to the output voltage.
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC converter.
【図２】図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図
である。FIG. 2 is a waveform diagram schematically showing a state of each part of the circuit of FIG.
【図３】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to the first embodiment of the present invention.
【図４】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。FIG. 4 is a waveform diagram schematically showing a state of each unit in FIG. 3;
【図５】図３の一部を等価的に示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram equivalently showing a part of FIG. 3;
【図６】図３及び図５の各部の状態を概略的に示す波形
図である。FIG. 6 is a waveform diagram schematically showing a state of each unit in FIGS. 3 and 5;
【図７】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a second embodiment.
【図８】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a third embodiment.
【図９】図８の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。FIG. 9 is a waveform diagram schematically showing a state of each unit in FIG. 8;
【図１０】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a fourth embodiment.
【図１１】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a fifth embodiment.
【図１２】第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す
回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC-DC converter according to a sixth embodiment.
Ｌr 第１のインダクタンス Ｌp 第２のインダクタンス Lr first inductance Lp second inductance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28 H02M 3/335 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H02M 3/28 H02M 3/335
Claims (10)
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続された
出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、 前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）
に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用インダク
タンス（Ｌｒ）と、 前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）
及び前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）に対してそ
れぞれ直列に接続された直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）
と、 前記１次巻線（Ｎ１）に対して、又は前記１次巻線（Ｎ
１）と前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）の少なく
とも一部との直列回路に対して並列に接続された補助イ
ンダクタンス（Ｌｐ）と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記直
列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直列共振回路に
流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設定され、
且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン
・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力電圧を調
整するように構成されている制御回路とを備えているこ
とを特徴とする直流一直流変換器。1. A DC power supply (1), and first and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1) and capable of on / off control.
2) a primary circuit (N1) of an output transformer (T) connected in parallel to the second switch (Q2); a primary winding (N1); Switch (Q2)
, A series resonance inductance (Lr) connected in series with the primary winding (N1) and the second switch (Q2).
And a series resonance capacitor (Cr) connected in series to the series resonance inductance (Lr).
Or for the primary winding (N1) or for the primary winding (N1).
1) an auxiliary inductance (Lp) connected in parallel to a series circuit of at least a part of the series resonance inductance (Lr), and a secondary winding electromagnetically coupled to the primary winding (N1). Line (N
2); a bidirectional rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding (N2); and a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2). Circuit that
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) is a half-wave of a series resonance current flowing through a series resonance circuit including the series resonance inductance (Lr) and the series resonance capacitor (Cr). Is set to be longer than
And a control circuit configured to adjust an output voltage of the rectifying / smoothing circuit by changing an ON / OFF cycle of the first and second switches (Q1, Q2). DC-DC converter.
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第２のスイッチ（Ｑ２）に対して並列に接続され且
つ直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）を有してい
る出力トランス（Ｔ）の１次巻線（Ｎ１）と、 前記１次巻線（Ｎ１）及び前記第２のスイッチ（Ｑ２）
に対してそれぞれ直列に接続された直列共振用コンデン
サ（Ｃｒ）と、前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に接
続された補助インダクタンス（Ｌｐ）と、前記１次巻線
（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ２）と、前記２
次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑回路
と、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）を交互
にオン状態にするための制御信号を発生する回路であっ
て、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン
時間幅が、前記直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌ
ｒ）と前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）とから成る直
列共振回路に流れる直列共振電流の半波の期間よりも長
く設定され、且つ前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，
Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の
出力電圧を調整するように構成されている制御回路（６
ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とする直流一直
流変換器。2. A DC power supply (1), and first and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1) and capable of on / off control.
2) a primary circuit (N1) of an output transformer (T) connected in parallel with the second switch (Q2) and having a leakage inductance (Lr) for series resonance; And the primary winding (N1) and the second switch (Q2).
, A series resonance capacitor (Cr) connected in series with each other, an auxiliary inductance (Lp) connected in parallel with the primary winding (N1), and a primary winding (N1). An electromagnetically coupled secondary winding (N2);
A bidirectional rectifying / smoothing circuit connected to the next winding (N2); and a circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2). The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the leakage inductance (L
r) and the series resonance capacitor (Cr) are set to be longer than a half-wave period of a series resonance current flowing through a series resonance circuit, and the first and second switches (Q1,
A control circuit (6) configured to adjust the output voltage of the rectifying / smoothing circuit by changing the ON / OFF cycle of Q2).
a or 6b).
の一端と他端との間に接続された第１及び第２のコンデ
ンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、前記直流電源（１）
の一端と他端との間に接続されたオン・オフ制御可能な
第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路と、
前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌ
ｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）
と、前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線
（Ｎ２）と、前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向
性の整流平滑回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄ
ｂ，Ｃｏ１及びＣｏ２）と、前記第１及び第２のスイッ
チ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接続された第３及び第４のコ
ンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、前記１次巻線（Ｎ１）に対
して並列に、又は前記１次巻線（Ｎ１）と前記直列共振
用インダクタンス（Ｌｒ）との直列回路に対して並列に
接続され且つ前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）よ
りも大きなインダクタンス値を有している補助インダク
タンス（Ｌｐ）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。3. A DC power supply (1), and said DC power supply (1)
A series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1)
A series circuit of first and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of the first switch, the first switch and the second switch being controllable on / off;
A series resonance inductance (L) is provided between the interconnection midpoint of the first and second capacitors (C1, C2) and the interconnection midpoint of the first and second switches (Q1, Q2).
r) primary winding (N1) of the transformer connected via
A secondary winding (N2) electromagnetically coupled to the primary winding (N1), and a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, connected to the secondary winding (N2), or Da, D
b, Co1 and Co2), third and fourth capacitors (C3, C4) connected in parallel to the first and second switches (Q1, Q2), and the primary winding (N1). On the other hand, it is connected in parallel or in parallel with a series circuit of the primary winding (N1) and the series resonance inductance (Lr), and has an inductance value larger than the series resonance inductance (Lr). A circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2);
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
2) is set to be longer than the half-wave period of the series resonance current of the series resonance circuit formed by (2), and the rectification is performed by changing the ON / OFF cycle of the first and second switches (Q1, Q2). A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオ
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に接続され且つ直列共振用の漏れイ
ンダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線
（Ｎ１）と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及
びＣｏ２）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接
続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、 前記１次巻線（Ｎ１）に対して並列に接続され且つ前記
直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きな
インダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌ
ｐ）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。4. A DC power supply (1), a series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1), First and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of (1) and controllable on / off.
2) a series circuit connected between an interconnection midpoint of the first and second capacitors (C1, C2) and an interconnection midpoint of the first and second switches (Q1, Q2); A primary winding (N1) of a transformer having a leakage inductance (Lr) for series resonance, and a secondary winding (N1) electromagnetically coupled to the primary winding (N1).
2); a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, or Da, Db, Co1 and Co2) connected to the secondary winding (N2); and the first and second switches (Q1). , Q2) connected in parallel to the primary winding (N1) and the third and fourth capacitors (C3, C4) connected in parallel to the primary winding (N1). The auxiliary inductance (L
p), a circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2),
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
2) is set to be longer than the half-wave period of the series resonance current of the series resonance circuit formed by (2), and the rectification is performed by changing the ON / OFF cycle of the first and second switches (Q1, Q2). A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオ
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌ
ｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）
と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及
びＣｏ２）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接
続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、 前記１次巻線（Ｎ1）と前記直列共振用インダクタンス
（Ｌｒ）との直列回路に対して並列に接続され且つ前記
直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダ
クタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）
と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。5. A DC power supply (1), a series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1), First and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of (1) and controllable on / off.
2) a series resonance between a series connection point of the first and second capacitors (C1, C2) and a connection point of the first and second switches (Q1, Q2); Inductance (L
r) primary winding (N1) of the transformer connected via
And a secondary winding (N) electromagnetically coupled to the primary winding (N1).
2); a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, or Da, Db, Co1 and Co2) connected to the secondary winding (N2); and the first and second switches (Q1). , connected in parallel with the series circuit of the the third and fourth capacitors (C3, C4) connected in parallel with Q2), and said primary winding (N1) and said series resonant inductance (Lr) And an auxiliary inductance (Lp) having a larger inductance value than the series resonance inductance (Lr).
And a circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2),
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
Than the period of half-wave of the series resonance current of the series resonant circuit formed out with 2) is set longer, the rectifier and by varying the period of the on-off of the first and second switches (Q1, Q2) A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオ
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に接続され且つ直列共振用の漏れイ
ンダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線
（Ｎ１）と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及
びＣｏ２）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接
続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、 前記２次巻線（Ｎ２）に対して並列に接続され且つ前記
直列共振用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きな
インダクタンス値を有している補助インダクタンス（Ｌ
ｐ）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。6. A DC power supply (1), a series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1); First and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of (1) and controllable on / off.
2) a series circuit connected between an interconnection midpoint of the first and second capacitors (C1, C2) and an interconnection midpoint of the first and second switches (Q1, Q2); A primary winding (N1) of a transformer having a leakage inductance (Lr) for series resonance, and a secondary winding (N1) electromagnetically coupled to the primary winding (N1).
2); a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, or Da, Db, Co1 and Co2) connected to the secondary winding (N2); and the first and second switches (Q1). , Q2) and the third and fourth capacitors (C3, C4) connected in parallel to the secondary winding (N2) and from the leakage inductance (Lr) for series resonance. The auxiliary inductance (L
p), a circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2),
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
Than the period of half-wave of the series resonance current of the series resonant circuit that will be formed out with 2) is set longer, the rectifier and by varying the period of the on-off of the first and second switches (Q1, Q2) A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオ
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に直列共振用インダクタンス（Ｌ
ｒ）を介して接続されたトランスの１次巻線（Ｎ１）
と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）及び３次巻線と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及
びＣｏ２）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接
続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、 前記３次巻線に対して並列に接続され且つ前記直列共振
用インダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダクタンス
値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。7. A DC power supply (1), a series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1), First and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of (1) and controllable on / off.
2) a series resonance between a series connection point of the first and second capacitors (C1, C2) and a connection point of the first and second switches (Q1, Q2); Inductance (L
r) primary winding (N1) of the transformer connected via
And a secondary winding (N) electromagnetically coupled to the primary winding (N1).
2) and a tertiary winding; a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, or Da, Db, Co1 and Co2) connected to the secondary winding (N2); A third and a fourth capacitor (C3, C4) connected in parallel to the second switch (Q1, Q2); and a third capacitor (C3, C4) connected in parallel to the tertiary winding and connected to the series resonance inductance (Lr). A circuit for generating an auxiliary inductance (Lp) having a large inductance value, and a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2),
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
Than the period of half-wave of the series resonance current of the series resonant circuit that will be formed out with 2) is set longer, the rectifier and by varying the period of the on-off of the first and second switches (Q1, Q2) A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の直列回路と、 前記直流電源（１）の一端と他端との間に接続されたオ
ン・オフ制御可能な第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ
２）の直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の相互接
続中点と前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
相互接続中点との間に接続され且つ直列共振用の漏れイ
ンダクタンス（Ｌｒ）を有しているトランスの１次巻線
（Ｎ１）と、 前記１次巻線（Ｎ１）に電磁結合された２次巻線（Ｎ
２）及び３次巻線と、 前記２次巻線（Ｎ２）に接続された両方向性の整流平滑
回路（Ｄａ，Ｄｂ及びＣｏ、又はＤａ、Ｄｂ，Ｃｏ１及
びＣｏ２）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）に並列に接
続された第３及び第４のコンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）と、 前記３次巻線に対して並列に接続され且つ前記直列共振
用の漏れインダクタンス（Ｌｒ）よりも大きなインダク
タンス値を有している補助インダクタンス（Ｌｐ）と、 前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を交互にオ
ン状態にするための制御信号を発生する回路であって、
前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間
幅が、前記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）と前記第
１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
２）とで形成される直列共振回路の直列共振電流の半波
の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン・オフの周期を変えて前記
整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成された制
御回路（６ａ又は６ｂ）とを備えていることを特徴とす
る直流−直流変換器。8. A DC power supply (1), a series circuit of first and second capacitors (C1, C2) connected between one end and the other end of the DC power supply (1), First and second switches (Q1, Q2) connected between one end and the other end of (1) and controllable on / off.
2) a series circuit connected between an interconnection midpoint of the first and second capacitors (C1, C2) and an interconnection midpoint of the first and second switches (Q1, Q2); A primary winding (N1) of a transformer having a leakage inductance (Lr) for series resonance, and a secondary winding (N1) electromagnetically coupled to the primary winding (N1).
2) and a tertiary winding; a bidirectional rectifying / smoothing circuit (Da, Db and Co, or Da, Db, Co1 and Co2) connected to the secondary winding (N2); And third and fourth capacitors (C3, C4) connected in parallel to the second switch (Q1, Q2), and the leakage inductance (Lr) connected in parallel to the tertiary winding and for the series resonance. And a control signal for alternately turning on the first and second switches (Q1, Q2).
The on-time width of the first and second switches (Q1, Q2) depends on the series resonance inductance (Lr), the first capacitor (C1), and the second capacitor (C
Than the period of half-wave of the series resonance current of the series resonant circuit that will be formed out with 2) is set longer, the rectifier and by varying the period of the on-off of the first and second switches (Q1, Q2) A DC-DC converter, comprising: a control circuit (6a or 6b) configured to adjust an output voltage of the smoothing circuit.
（Ｃ１，Ｃ２）の相互接続中点と前記第１及び第２のス
イッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続中点との間において前
記トランスの１次巻線（Ｎ１）に直列に接続された直列
共振用コンデンサ（Ｃｒ）を有しており、且つ前記第１
及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）のオン時間幅が、前
記直列共振用インダクタンス（Ｌｒ）又は前記漏れイン
ダクタンスと前記直列共振用コンデンサ（Ｃｒ）と前記
第１のコンデンサ（Ｃ１）と前記第２のコンデンサ（Ｃ
2）とからなる直列共振回路の直列共振電流の半波の期
間よりも長く設定されていることを特徴とする請求項３
又は４又は５又は６又は７又は８記載の直流―直流変換
器。9. The first and second capacitors
(C1, C2) and the first and second switches.
Before the middle point of the switch (Q1, Q2)
A series resonance capacitor (Cr) connected in series to a primary winding (N1) of the transformer;
And the ON time width of the second switch (Q1, Q2) is equal to the series resonance inductance (Lr) or the leakage inductance, the series resonance capacitor (Cr) ,
A first capacitor (C1) and the second capacitor (C
4. The system according to claim 3, wherein the period is set to be longer than a half-wave period of the series resonance current of the series resonance circuit composed of 2).
Or the DC-DC converter according to 4 or 5 or 6 or 7 or 8.
２の２次巻線（Ｎ２ａ，Ｎ２ｂ）を有し、 前記整流平滑回路は前記第１の２次巻線（Ｎ２ａ）に接
続された第１の整流平滑回路（Ｄａ，Ｃｏ１）と、前記
第２の２次巻線（Ｎ２ｂ）に接続された第２の整流平滑
回路（Ｄｂ，Ｃｏ２）とを有し、 前記制御回路は、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，
Ｑ２）のオン時間幅が互いに異なるように制御信号を形
成するものであることを特徴とする請求項３又は４又は
５又は６又は７又は８又は９記載の直流−直流変換器。10. The secondary winding (N2) includes first and second secondary windings (N2a, N2b), and the rectifying and smoothing circuit includes the first secondary winding (N2a). And a second rectifying / smoothing circuit (Db, Co2) connected to the second secondary winding (N2b). The circuit includes the first and second switches (Q1, Q2).
10. The DC-DC converter according to claim 3, wherein the control signal is formed such that the on-time widths of Q2) are different from each other.
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| JPH07255169A JPH07255169A (en) | 1995-10-03 |
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| GB2508774B (en) | 2011-10-21 | 2018-09-19 | Murata Manufacturing Co | Switching power supply device |
| US9331584B2 (en) * | 2014-06-30 | 2016-05-03 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power-supply device |
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1994
- 1994-03-11 JP JP06067679A patent/JP3080128B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009303474A (en) * | 2008-05-14 | 2009-12-24 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Switching power supply |
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