JPH07255169A - Resonance-type dc-dc converter - Google Patents
Resonance-type dc-dc converterInfo
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- JPH07255169A JPH07255169A JP6067679A JP6767994A JPH07255169A JP H07255169 A JPH07255169 A JP H07255169A JP 6067679 A JP6067679 A JP 6067679A JP 6767994 A JP6767994 A JP 6767994A JP H07255169 A JPH07255169 A JP H07255169A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチと、出力トラ
ンスと、出力整流平滑回路と、共振用のインダクタンス
及びコンデンサとから成る共振型直流−直流変換器（Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ）に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonance type DC-DC converter (D) comprising a switch, an output transformer, an output rectifying / smoothing circuit, a resonance inductance and a capacitor.
C-DC converter).
【０００２】[0002]
【従来の技術】ゼロ電流スイッチングを達成するため
に、共振型のＤＣ−ＤＣコンバータを図１に示すように
構成することができる。この回路では交流電源に接続さ
れた整流器と平滑用コンデンサ（省くことも可能）から
成る電源回路又は電池等から成る直流電源１の一端と他
端との間にＦＥＴから成る第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の直列回路が接続されていると共に、同一容量
の第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の直列回路が接
続されている。出力トランスＴの１次巻線Ｎ1 は共振用
インダクタンスＬr を介して第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の相互接続点２と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の相互接続点３との間に接続されている。出力
トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップ形式に形成さ
れ、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介して平滑
用コンデンサＣo の一端に接続され、センタタップはコ
ンデンサＣo の他端に接続されている。直流電圧を負荷
（図示せず）に供給するための出力端子４、５はコンデ
ンサＣo の両端に接続されている。制御回路６はスイッ
チＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフ制御するための信号を
発生する。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
ソースをサブストレートに接続した構造の絶縁ゲート型
（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、等価的に
ドレイン・ソース間に第１及び第２の制御スイッチＳ1
、Ｓ2 とこれに逆並列に接続された第１及び第２のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 を有する。この第１及び第２のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 はバイポーラトランジスタとこれに逆並
列接続されたダイオードとで構成することもできる。2. Description of the Related Art In order to achieve zero current switching, a resonant DC-DC converter can be constructed as shown in FIG. In this circuit, the first and second FETs are formed between one end and the other end of a DC power supply 1 including a power supply circuit including a rectifier connected to an AC power supply and a smoothing capacitor (may be omitted) or a battery. Switch Q1
, Q2 are connected in series, and a series circuit of first and second capacitors C1, C2 having the same capacitance is connected. The primary winding N1 of the output transformer T is connected to the first and second switches Q via the resonance inductance Lr.
1, Q2 interconnection point 2 and first and second capacitors C
It is connected to the interconnection point 3 of C1 and C2. The secondary winding N2 of the output transformer T is formed in a center tap type, and both ends thereof are connected to one end of a smoothing capacitor Co via output rectifying diodes Da and Db, and the center tap is connected to the other end of the capacitor Co. There is. Output terminals 4 and 5 for supplying a DC voltage to a load (not shown) are connected across the capacitor Co. The control circuit 6 generates a signal for alternately turning on and off the switches Q1 and Q2. The first and second switches Q1 and Q2 are insulated gate type (MOS type) field effect transistors having a structure in which the sources are connected to the substrate, and equivalently, the first and second switches are provided between the drain and the source. Control switch S1
, S2 and first and second diodes D1 and D2 connected in anti-parallel thereto. The first and second switches Q1 and Q2 may be composed of a bipolar transistor and a diode connected in antiparallel thereto.
【０００３】図１のＤＣ−ＤＣコンバータを駆動する場
合には、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のゲート
（制御端子）に図２（Ａ）（Ｂ）に示すように一定周期
で制御信号（ゲート信号）Ｖg1、Ｖg2を供給し、第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けて一定周期で交互にオン・オ
フする。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
は共振電流の半波の期間に対応させる。直列共振回路
は、インダクタンスＬr と第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の並列回路に相当する等価コンデンサＣr とで
形成される。第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds2 と電流Ｉ
d1とは図２（Ｃ）（Ｄ）に示すように変化する。電流Ｉ
d1は共振作用によって第１のスイッチＱ1 がオンになっ
てから正弦波で立上り、半波だけ流れる。この半波が流
れ終って電流がゼロになった時に第１のスイッチＱ1 を
ターンオフすれば、ゼロ電流スイッチングが達成され、
スイッチング損失が少なくなる。第２のスイッチＱ2 の
電流及び電圧も同様に変化する。When the DC-DC converter of FIG. 1 is driven, the gates (control terminals) of the first and second switches Q1 and Q2 are controlled at a constant cycle as shown in FIGS. The signals (gate signals) Vg1 and Vg2 are supplied, and the first and second switches Q1 and Q2 are connected to each other by a slight dead line.
A time (pause period) is provided to alternately turn on and off at regular intervals. The ON periods of the first and second switches Q1 and Q2 correspond to the half-wave period of the resonance current. The series resonance circuit includes an inductance Lr and first and second capacitors C.
It is formed by an equivalent capacitor Cr corresponding to a parallel circuit of 1 and C2. The voltage Vds2 and current I of the first switch Q1
The d1 changes as shown in FIGS. Current I
The d1 rises as a sine wave after the first switch Q1 is turned on by the resonance action, and only half wave flows. If the first switch Q1 is turned off when this half wave ends and the current becomes zero, zero current switching is achieved,
Switching loss is reduced. The current and voltage of the second switch Q2 changes as well.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、図１に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータではＬr Ｃr の回路定数で決定さ
れる共振電流の半サイクルに対応して第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅が固定されている。従っ
て、この回路のみでは出力電圧の調整を行うことができ
ない。By the way, in the DC-DC converter shown in FIG. 1, the first and second switches Q1 and Q2 are turned on in response to a half cycle of the resonance current determined by the circuit constant of Lr Cr. The time width is fixed. Therefore, the output voltage cannot be adjusted only with this circuit.
【０００５】上記問題を解決するために、第１及び第２
のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間にデッド・タ
イム（休止期間）の時間幅を制御することが考えられ
る。しかし、回路が複雑になるのみでなく、スイッチの
オン・オフの周波数が大幅に変化する。また、電圧制御
のために、共振電流の半波が流れ終る前にスイッチをオ
フにする方式も考えられるが、ターンオフ時のゼロ電流
スイッチができなくなるばかりでなく、無負荷の場合に
はスイッチのオン時間幅が狭くなって動作が不安定にな
る。また、電源回路においてはレベルの異なる複数の出
力電圧が要求されることがある。この場合、個々に電源
回路を設けると大型且つコスト高になる。In order to solve the above problems, first and second
It is conceivable to control the time width of the dead time (pause period) between the ON periods of the switches Q1 and Q2. However, not only the circuit becomes complicated, but also the on / off frequency of the switch changes significantly. In addition, for voltage control, a method of turning off the switch before the half wave of the resonance current has finished is conceivable.However, not only does the zero current switch at the time of turn-off become impossible, but in the case of no load, the switch The on-time width becomes narrow and the operation becomes unstable. Further, a power supply circuit may require a plurality of output voltages having different levels. In this case, if each power supply circuit is provided, it becomes large and costly.
【０００６】そこで、本発明の目的は、スイッチにおけ
る電力損失を比較的簡単な回路構成で達成することがで
きる直流−直流変換器を提供することにある。本発明の
別の目的は、スイッチのオン・オフ繰返し周波数の大幅
な変動を伴なわないで、出力電圧を安定化させることが
できる直流−直流変換器を提供することにある。また、
本発明の更に別の目的は、比較的簡単な回路構成で電圧
レベルの異なる２つの出力を得ることができる直流−直
流変換器を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a DC / DC converter which can achieve power loss in a switch with a relatively simple circuit configuration. Another object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of stabilizing an output voltage without causing a large variation in the on / off repetition frequency of a switch. Also,
Still another object of the present invention is to provide a DC-DC converter capable of obtaining two outputs having different voltage levels with a relatively simple circuit configuration.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、直流電源と出力トランスの１次巻線との間
に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回路
及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイッ
チを含み、前記出力トランスの２次巻線に整流平滑回路
が接続された構成の共振型直流−直流変換器において、
前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、前記スイッチをオン・オ
フするための制御信号を発生する回路であって、前記ス
イッチのオン時間幅が前記第１のインダクタンスと前記
コンデンサとの直列共振回路に基づいて流れる直列共振
電流の半波の期間よりも長く設定され、且つ前記スイッ
チのオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路の出力
電圧を調整するように構成された制御回路とを備えてい
ることを特徴とする直流−直流変換器に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のコン
デンサの直列回路と第１及び第２のスイッチの直列回路
と第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及び
第４のコンデンサとを有するように構成することが望ま
しい。また、請求項３に示すように、第１及び第２のス
イッチのオン時間幅に差を持たせ、２次巻線に接続され
た２つの整流平滑回路から異なる出力電圧を得ることが
できる。The present invention for achieving the above object provides a series resonance circuit of a first inductance and a capacitor between a DC power supply and a primary winding of an output transformer, and the DC power supply. A resonance type DC-DC converter including a switch for turning on / off a voltage, wherein a rectifying / smoothing circuit is connected to a secondary winding of the output transformer,
Is connected in parallel to the primary winding with or without the first inductance or in parallel to a winding electromagnetically coupled to the primary winding, and A second inductance having an inductance value larger than that of the first inductance and a circuit for generating a control signal for turning on / off the switch, wherein an on-time width of the switch is the first inductance and the capacitor. Control that is set to be longer than the half-wave period of the series resonance current flowing based on the series resonance circuit of and that adjusts the output voltage of the rectifying and smoothing circuit by changing the ON / OFF cycle of the switch. And a DC-DC converter comprising a circuit. As described in claim 2, the series circuit of the first and second capacitors, the series circuit of the first and second switches, and the third and fourth series connected in parallel to the first and second switches. It is desirable to have a capacitor of Further, as described in claim 3, it is possible to obtain different output voltages from the two rectifying and smoothing circuits connected to the secondary windings by making the ON time widths of the first and second switches different from each other.
【０００８】[0008]
【発明の作用及び効果】請求項１及び２に従う発明にお
いて、第２のインダクタンスの蓄積及び放出エネルギー
の大小が直列共振回路の共振電流の大小に影響する。従
って、スイッチのオン時間幅を変えて第２のインダクタ
ンスの蓄積及び放出エネルギーを調整すると、出力電圧
が変化し、電圧調整が達成される。また、スイッチのオ
ン時間幅即ちオン・オフ周波数を大幅に変えることなし
に出力電圧の調整が可能である。請求項３の発明によれ
ば、異なる電圧レベルの２つの出力電圧を容易に得るこ
とができる。In the invention according to claims 1 and 2, the magnitude of the stored and emitted energy of the second inductance affects the magnitude of the resonance current of the series resonance circuit. Therefore, when the ON time width of the switch is changed to adjust the stored and emitted energy of the second inductance, the output voltage changes and voltage adjustment is achieved. Further, the output voltage can be adjusted without significantly changing the on-time width of the switch, that is, the on / off frequency. According to the invention of claim 3, it is possible to easily obtain two output voltages having different voltage levels.
【０００９】[0009]
【第１の実施例】次に、図３〜図６を参照して本発明の
第１の実施例の共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図３において図１と共通する部分には同一の
符号を付してその説明を省略する。図３に示す第１の実
施例のＤＣ−ＤＣコンバータは、図１のＤＣ−ＤＣコン
バータに第２のインダクタンスＬp を付加し、更に制御
回路６に代って電圧制御可能な制御回路６ａを設けた他
は図１と同一に構成したものである。本発明に従う第２
のインダクタンスＬp はトランスＴの１次巻線Ｎ1 に対
して並列に接続されている。この第２のインダクタンス
Ｌp は１次巻線Ｎ1 に直列接続された第１のインダクタ
ンスＬr よりも大きなインダクタンス値を有する。回路
要素の定数の一定を示すと、Ｃ1 ＝Ｃ2 ＝０．３μＦ、
Ｃ3 ＝Ｃ4 ＝２００ｐＦ、Ｌｒ＝５μＨ、Ｌｐ＝10μＨ
である。[First Embodiment] Next, a resonance type DC-DC converter according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. However, in FIG. 3, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In the DC-DC converter of the first embodiment shown in FIG. 3, a second inductance Lp is added to the DC-DC converter of FIG. 1, and a control circuit 6a capable of voltage control is provided instead of the control circuit 6. Other than that, the configuration is the same as that of FIG. Second according to the invention
Of the transformer L is connected in parallel to the primary winding N1 of the transformer T. This second inductance Lp has a larger inductance value than the first inductance Lr connected in series with the primary winding N1. When the constants of the circuit elements are shown to be constant, C1 = C2 = 0.3 μF,
C3 = C4 = 200 pF, Lr = 5 μH, Lp = 10 μH
Is.
【００１０】制御回路６ａは出力電圧又は入力電圧の変
動に応じて第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン・
オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構
成されている。このため、制御回路６ａは出力端子４、
５間に接続された電圧検出用分圧抵抗７、８と、基準電
圧源９と、誤差増幅器（差動増幅器）１０と、発光ダイ
オード１１と、ホトトランジスタ１２と、抵抗１３と、
ＶＣＯ（電圧制御発振器）１４と、波形整形及び駆動回
路１５とから成る。The control circuit 6a turns on / off the first and second switches Q1 and Q2 in accordance with the fluctuation of the output voltage or the input voltage.
It is configured to control the output voltage at a constant value by changing the off frequency. Therefore, the control circuit 6a has the output terminal 4,
Voltage detection voltage dividing resistors 7 and 8 connected between 5 and 5, a reference voltage source 9, an error amplifier (differential amplifier) 10, a light emitting diode 11, a phototransistor 12, a resistor 13,
It comprises a VCO (voltage controlled oscillator) 14 and a waveform shaping and driving circuit 15.
【００１１】誤差増幅器１０の一方の入力端子は分圧抵
抗７、８の分圧点に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源９に接続されている。従って、検出電圧と基準電圧
との差に対応する出力電圧が誤差増幅器１０から得られ
る。発光ダイオード１１は誤差増幅器１０の出力端子と
グランドとの間に接続されているので、誤差出力に対応
して発光する。発光ダイオード１１に光結合されたホト
トランジスタ１２は＋Ｖで示す電源端子とグランドとの
間に抵抗１３を介して接続されている。従って、出力電
圧が上昇して発光ダイオード１１の出力が大きくなる
と、抵抗１３の電圧が高くなる。ホトトランジスタ１２
と抵抗１３との分圧点に接続されたＶＣＯ１４は抵抗１
３の電圧に比例した周波数信号を出力する。ＶＣＯ１４
に接続された波形整形及び駆動回路１５はＶＣＯ１４の
出力を方形波に整形してライン１６ａで第１のスイッチ
Ｑ1 の制御端子（ゲート）に供給すると共に、ライン１
６ａの方形波を位相反転し且つ相互間に僅かなデット・
タイム（休止期間）を設けた制御信号（パルス）をライ
ン１６ｂを介して第２のスイッチＱ2 の制御端子（ゲー
ト）に供給する。One input terminal of the error amplifier 10 is connected to the voltage dividing points of the voltage dividing resistors 7 and 8, and the other input terminal is connected to the reference voltage source 9. Therefore, the output voltage corresponding to the difference between the detected voltage and the reference voltage is obtained from the error amplifier 10. Since the light emitting diode 11 is connected between the output terminal of the error amplifier 10 and the ground, it emits light corresponding to the error output. The phototransistor 12 optically coupled to the light emitting diode 11 is connected via a resistor 13 between the power supply terminal indicated by + V and the ground. Therefore, when the output voltage increases and the output of the light emitting diode 11 increases, the voltage of the resistor 13 increases. Phototransistor 12
VCO14 connected to the voltage dividing point of
A frequency signal proportional to the voltage of 3 is output. VCO14
The waveform shaping and driving circuit 15 connected to the VCO 14 shapes the output of the VCO 14 into a square wave and supplies it to the control terminal (gate) of the first switch Q1 through the line 16a.
6a square wave phase inversion and a slight debt
A control signal (pulse) provided with a time (pause period) is supplied to the control terminal (gate) of the second switch Q2 via the line 16b.
【００１２】この制御回路６ａにおいて重要なことは、
第１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価
なコンデンサＣr と第１のインダクタンスＬr との直列
共振回路に基づく共振電流の半波の時間幅よりも第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2のオン時間幅が長くなるよ
うにＶＣＯ１４の周波数が設定されていることである。
この理由は追って詳しく説明する。What is important in this control circuit 6a is that
The first and second switches Q1, which are shorter than the time width of the half-wave of the resonance current based on the series resonance circuit of the capacitor Cr and the first inductance Lr, which are equivalent to the parallel circuit of the first and second capacitors C1 and C2, That is, the frequency of the VCO 14 is set so that the ON time width of Q2 becomes long.
The reason for this will be described later in detail.
【００１３】[0013]
【動作】次に、図３の回路の動作を、各部の波形を示す
図４及び図６と、図３の一部を抽出して示す図５とを参
照して説明する。図４の左半分は全負荷時の図３の各部
の状態を概略的に示し、右半分はこれよりも軽負荷の場
合の図３の各部の状態を概略的に示す。なお、第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン制御パルスの相互間に
は僅かなデット・タイムがあるが省略されて示されてい
る。今、図４のｔ0 時点で第１のスイッチＱ1 をオンに
するための制御信号が図４（Ａ）に示すように発生し、
この直後のｔ1 で第１のスイッチＱ1 のドレイン・ソー
ス間電圧がゼロになると、第１のコンデンサＣ1 と第１
のスイッチＱ1 と第１のインダクタンスＬr と１次巻線
Ｎ1 との閉回路が形成される。図１でも説明したように
第２のコンデンサＣ2 は第１のコンデンサＣ1 に電源１
を介して並列に接続されているので、第１及び第２のコ
ンデンサＣ1、Ｃ2 の並列回路の等価コンデンサをＣr
とすれば、図１の場合と同様にＬr 、Ｃr の直列共振回
路が形成され、これによる共振電流Ｉr が図６（Ｂ）で
点線で示すように正弦波形に流れる。共振電流Ｉr がｔ
3 でゼロになった後に、出力整流ダイオードＤa 、Ｄb
によってコンデンサＣ0 がトランスＴの２次巻線Ｎ2 か
ら切り離された状態になるので、交流的に１次巻線Ｎ1
が無限大のインピーダンスとなり、負の半波の共振電流
がｔ0 〜ｔ4 期間に流れない。一方、第２のインダクタ
ンスＬp のエネルギーの蓄積及び放出に基づく電流Ｉp
が図６（Ｂ）の実線で示すように流れる。ｔ0 時点にお
いて第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーが放出
されており、図６のｔ0 〜ｔ2 期間では電流Ｉp が上向
きに流れている。即ち、ｔ0 〜ｔ3 期間では電流Ｉp が
第２のインダクタンスＬp と第１のインダクタンスＬr
と第１のスイッチＱ1 と電源１と第２のコンデンサＣ2
とから成る閉回路で電流が流れる。これにより、第２の
コンデンサＣ2 は逆充電され、この電圧Ｖc2は図６
（Ｃ）に示すようにｔ0 〜ｔ2 期間でＥ／２よりも低下
する。第２のインダクタンスＬ2 の蓄積エネルギーの放
出がｔ2 時点で終了すると、電源１と第１のスイッチＱ
1 と第１及び第２のインダクタンスＬr 、Ｌp と第２の
コンデンサＣ2 とから成る閉回路に電流が流れ、第２の
インダクタンスＬpのエネルギーの蓄積が行われると共
に、第２のコンデンサＣ2 の充電が行われ、第２のコン
デンサＣ2 の電圧Ｖc2は上昇する。図６のｔ0 〜ｔ4 期
間においては、第２のコンデンサＣ2 の電圧がＥ／２よ
りも低いので、第１のコンデンサＣ1の電圧Ｖc1は電源
電圧Ｅから第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2を差し引い
た値Ｅ−Ｖc2になる。従って、ｔ0 〜ｔ4 期間では第１
のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1が高められた状態になる。
このため、ｔ0 〜ｔ4 期間内における第１のコンデンサ
Ｃ1 と第１のスイッチＱ1 と第１のインダクタンスＬr
と１次巻線Ｎ1 とから成る共振回路の動作は、電源電圧
Ｅを高めた場合と同様な動作になり、振幅の大きな共振
電流Ｉr を流すことができる。なお、ｔ0 〜ｔ4 期間の
共振に第２のコンデンサＣ2 も幾らか寄与するが、第１
のコンデンサＣ1 に比べて寄与度が低いので、共振容量
Ｃr は第１のコンデンサＣ1 のみとみなすことができ
る。[Operation] Next, the operation of the circuit of FIG. 3 will be described with reference to FIGS. 4 and 6 showing waveforms of respective portions and FIG. 5 showing a part of FIG. 3 extracted. The left half of FIG. 4 schematically shows the state of each part of FIG. 3 at full load, and the right half schematically shows the state of each part of FIG. 3 when the load is lighter than this. It should be noted that although there is a slight dead time between the ON control pulses of the first and second switches Q1 and Q2, they are omitted. Now, at time t0 in FIG. 4, a control signal for turning on the first switch Q1 is generated as shown in FIG.
Immediately after this, when the drain-source voltage of the first switch Q1 becomes zero at t1, the first capacitor C1 and the first switch C1
Of the switch Q1, the first inductance Lr, and the primary winding N1 form a closed circuit. As described in FIG. 1, the second capacitor C2 is connected to the first capacitor C1 by the power source 1
Since it is connected in parallel through the capacitor, the equivalent capacitor of the parallel circuit of the first and second capacitors C1 and C2 is Cr.
Then, as in the case of FIG. 1, a series resonant circuit of Lr and Cr is formed, and the resonant current Ir thereby flows in a sinusoidal waveform as shown by the dotted line in FIG. 6 (B). The resonance current Ir is t
After reaching zero at 3, output rectifier diodes Da and Db
As a result, the capacitor C0 is separated from the secondary winding N2 of the transformer T, so that the AC primary winding N1
Becomes an infinite impedance, and the negative half-wave resonance current does not flow in the period t0 to t4. On the other hand, the current Ip based on the energy storage and release of the second inductance Lp
Flows as shown by the solid line in FIG. The stored energy of the second inductance Lp is released at time t0, and the current Ip flows upward during the period t0 to t2 in FIG. That is, in the period from t0 to t3, the current Ip is equal to the second inductance Lp and the first inductance Lr.
And the first switch Q1, the power supply 1 and the second capacitor C2
Current flows in a closed circuit consisting of and. As a result, the second capacitor C2 is reversely charged, and this voltage Vc2 is shown in FIG.
As shown in (C), it becomes lower than E / 2 in the period from t0 to t2. When the release of the stored energy of the second inductance L2 ends at time t2, the power source 1 and the first switch Q
A current flows in a closed circuit composed of 1 and the first and second inductances Lr and Lp and the second capacitor C2, energy of the second inductance Lp is stored, and the second capacitor C2 is charged. Then, the voltage Vc2 of the second capacitor C2 rises. Since the voltage of the second capacitor C2 is lower than E / 2 in the period from t0 to t4 of FIG. 6, the voltage Vc1 of the first capacitor C1 is obtained by subtracting the voltage Vc2 of the second capacitor C2 from the power supply voltage E. The value becomes E-Vc2. Therefore, in the period from t0 to t4, the first
The voltage Vc1 of the capacitor C1 is increased.
Therefore, the first capacitor C1, the first switch Q1, and the first inductance Lr within the period t0 to t4.
The operation of the resonance circuit including the primary winding N1 and the primary winding N1 is the same as that when the power supply voltage E is increased, and a resonance current Ir having a large amplitude can be passed. Although the second capacitor C2 contributes to the resonance during the period t0 to t4 to some extent,
Since its contribution is lower than that of the first capacitor C1, the resonance capacitance Cr can be regarded as only the first capacitor C1.
【００１４】ｔ0 〜ｔ4 期間に第１のスイッチＱ1 に流
れる電流Ｉd1は、図６（Ｂ）に示す第２のインダクタン
スＬp のＩp とＬr Ｃr 共振電流Ｉr との和になり、図
４（Ｄ）に示すように流れる。電圧部分共振のための第
３のコンデンサＣ3 はｔ0 以前に電源電圧Ｅに充電され
ている。もし、第１のスイッチＱ1 のオンによって第３
のコンデンサＣ3 の蓄積エネルギーが第１のスイッチＱ
1 に流れると電力損失を生じる。図３の回路では、ｔ0
〜ｔ1 期間に第２のインダクタンスＬp と第１のインダ
クタンスＬr と第３のコンデンサＣ3 と第１のコンデン
サＣ1 とから成る回路で第３のコンデンサＣ3 を逆充電
する向きの電流が流れ、第３のコンデンサＣ3 の蓄積エ
ネルギーが第１のコンデンサＣ1 に帰還され、電力損失
にならない。また、第１のスイッチＱ1 の電流Ｉds1 は
第１のスイッチＱ1 の電圧Ｖds1がゼロになってから流
れ始めるので、ゼロ電圧スイッチングが達成され、ター
ンオン時のスイッチング損失が小さい。第１のスイッチ
Ｑ1 のターンオフ時においては、この電圧Ｖds1 が第３
のコンデンサＣ3 の働きによって緩やかに立上るので、
電流Ｉd1と電圧Ｖds1 の交差面積が小さくなり、スイッ
チング損失が低減される。また高周波ノイズが抑制され
る。The current Id1 flowing through the first switch Q1 in the period from t0 to t4 is the sum of Ip of the second inductance Lp and Lr Cr resonance current Ir shown in FIG. 6 (B), and FIG. 4 (D). Flow as shown in. The third capacitor C3 for voltage partial resonance is charged to the power supply voltage E before t0. If the first switch Q1 is turned on, the third switch
The energy stored in the capacitor C3 of the first switch Q
Flowing to 1 causes power loss. In the circuit of FIG. 3, t0
During the period from t1 to t1, the current flowing in the direction in which the third capacitor C3 is reversely charged flows in the circuit composed of the second inductance Lp, the first inductance Lr, the third capacitor C3 and the first capacitor C1. The energy stored in the capacitor C3 is fed back to the first capacitor C1 and no power loss occurs. Further, the current Ids1 of the first switch Q1 starts to flow after the voltage Vds1 of the first switch Q1 becomes zero, so that zero voltage switching is achieved and the switching loss at turn-on is small. When the first switch Q1 is turned off, this voltage Vds1 becomes the third voltage Vds1.
Since it rises gently due to the action of the capacitor C3,
The crossing area between the current Id1 and the voltage Vds1 is reduced, and the switching loss is reduced. In addition, high frequency noise is suppressed.
【００１５】図４及び図６のｔ4 〜ｔ6 区間において
は、第２のスイッチＱ2 においてｔ0〜ｔ4 区間と同様
な動作が生じる。即ち、ｔ4 の直後に第２のスイッチＱ
2 の電圧Ｖds2 がゼロになると、第１及び第２のコンデ
ンサＣ1 、Ｃ2 の並列回路に等価なコンデンサＣr と１
次巻線Ｎ1 と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッ
チＱ2 の閉回路で図６（Ｂ）で点線で示すような正弦波
状の共振電流Ｉr が流れる。また、ｔ4 〜ｔ5 期間に
は、第２のインダクタンスＬp の蓄積エネルギーの放出
に基づいて、第２のインダクタンスＬp と第２のコンデ
ンサＣ2 と第２のスイッチＱ2 との閉回路に電流Ｉp が
流れ、ｔ5 〜ｔ6 期間には、第２のコンデンサＣ2 を電
源として第２のコンデンサＣ2 と第２のインダクタンス
Ｌp と第１のインダクタンスＬr と第２のスイッチＱ2
とから成る閉回路に電流Ｉp が流れる。これにより、第
１及び第２のコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電圧は図６（Ｃ）
のｔ4〜ｔ6 区間に示すように変化する。第２のスイッ
チＱ2 の電流Ｉd2は、第２のインダクタンスＬp の電流
Ｉp と共振電流Ｉr との和になる。第２のスイッチＱ2
のターンオン時及びターンオフ時には、第１のスイッチ
Ｑ1 と同様な動作が生じるので、電力損失が低減され
る。In the section t4 to t6 of FIGS. 4 and 6, the same operation as in the section t0 to t4 occurs in the second switch Q2. That is, immediately after t4, the second switch Q
When the voltage Vds2 of 2 becomes zero, capacitors Cr and 1 equivalent to the parallel circuit of the first and second capacitors C1 and C2 are formed.
In the closed circuit of the secondary winding N1, the first inductance Lr, and the second switch Q2, a sinusoidal resonance current Ir as shown by the dotted line in FIG. 6B flows. Further, during the period from t4 to t5, the current Ip flows through the closed circuit of the second inductance Lp, the second capacitor C2 and the second switch Q2 based on the release of the stored energy of the second inductance Lp, During the period from t5 to t6, the second capacitor C2 is used as a power source, the second capacitor C2, the second inductance Lp, the first inductance Lr, and the second switch Q2.
A current Ip flows in a closed circuit composed of and. As a result, the voltages of the first and second capacitors C1 and C2 are shown in FIG.
It changes as shown in the section from t4 to t6. The current Id2 of the second switch Q2 is the sum of the current Ip of the second inductance Lp and the resonance current Ir. Second switch Q2
At the time of turn-on and turn-off, the same operation as that of the first switch Q1 occurs, so that the power loss is reduced.
【００１６】ところで、図３の回路において、出力端子
４、５間に接続される負荷の大きさが変化すると、共振
電流Ｉr の振幅が図４（Ｄ）及び図６（Ｂ）で点線で示
すように変化する。即ち、例えば負荷のインピーダンス
が大きくなって軽負荷に図３の１次巻線Ｎ1 から負荷ま
での交流インピーダンスが大きくなり、共振電流Ｉrの
最大振幅が低下する。共振電流Ｉr の最大振幅が低下す
れば、出力平滑用コンデンサＣo 及び負荷に対して供給
するエネルギーも低下し、負荷変動に基づく出力電圧変
動を自動的に補償することができる。しかし、電源１の
電圧変動に基づく出力電圧変動の補償は上記の共振電流
Ｉr の振幅変化によって達成できない。By the way, in the circuit of FIG. 3, when the magnitude of the load connected between the output terminals 4 and 5 changes, the amplitude of the resonance current Ir is shown by the dotted line in FIGS. 4 (D) and 6 (B). To change. That is, for example, the impedance of the load increases, and the AC impedance from the primary winding N1 in FIG. 3 to the load increases for a light load, and the maximum amplitude of the resonance current Ir decreases. If the maximum amplitude of the resonance current Ir decreases, the energy supplied to the output smoothing capacitor Co and the load also decreases, and the output voltage fluctuation due to the load fluctuation can be automatically compensated. However, the compensation of the output voltage fluctuation based on the voltage fluctuation of the power source 1 cannot be achieved by the amplitude change of the resonance current Ir.
【００１７】そこで、本実施例では次のようにして電源
電圧Ｅの変動による出力電圧の制御を行う。誤差増幅器
１０は出力電圧の検出値と基準電圧との差に対応する出
力を発生し、発光ダイオード１１は誤差出力に対応して
発光する。従って、出力電圧が所望値よりも高くなった
場合には、発光ダイオード１１の発光の強さが基準値よ
りも大きくなる。これにより、発光ダイオード１１に光
結合されたホトカプラー１２の抵抗は低下し、抵抗１３
の電圧が今迄よりも高くなり、ＶＣＯ１４の出力周波数
が今迄よりも高くなる。この結果、図４の右半分のｔ7
〜ｔ11区間に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、
Ｑ2 のオン・オフの周期Ｔ2 が左半分のＴ1 よりも短く
なる。このため、第２のインダクタンスＬp のエネルギ
ーの蓄積及び放出に基づく第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2の変動幅が図６（Ｃ）の点線
で示すように小さくなる。今、第１のスイッチＱ1 のオ
ン期間ｔ0 〜ｔ4 について考察すると、第１のコンデン
サＣ1 の電圧Ｖc1が実線から点線に変化したということ
は共振回路の電源電圧を低下させたことに相当し、共振
電流Ｉr の最大振幅の低下が生じる。このため、出力平
滑用コンデンサＣoに対する電力供給量が低下し、出力
電圧を所望値に向って低下させる作用が生じる。出力電
圧が所望値よりも低くなった時には上述と逆の動作が生
じる。この実施例では電源１の電圧変動分にほぼ相当す
る調整を行うのみであるから、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 のオン・オフ周波数の大幅の変動が生じな
い。従って、無負荷から全負荷まで安定的に動作させる
ことができる。また、第１及び第２のコンデンサＣ1 、
Ｃ2 を電源電圧の分割用として使用するのみでなく、直
列共振用コンデンサとしても使用するので、回路構成の
簡単化が図られている。Therefore, in this embodiment, the output voltage is controlled by the fluctuation of the power supply voltage E as follows. The error amplifier 10 generates an output corresponding to the difference between the detected output voltage and the reference voltage, and the light emitting diode 11 emits light corresponding to the error output. Therefore, when the output voltage becomes higher than the desired value, the light emission intensity of the light emitting diode 11 becomes higher than the reference value. As a result, the resistance of the photocoupler 12 optically coupled to the light emitting diode 11 decreases, and the resistance 13
Is higher than ever, and the output frequency of the VCO 14 is higher than ever. As a result, t7 in the right half of FIG.
The first and second switches Q1,
The ON / OFF cycle T2 of Q2 becomes shorter than the left half T1. Therefore, the first and second capacitors C based on the energy storage and release of the second inductance Lp.
The fluctuation range of the voltages Vc1 and Vc2 of 1 and C2 becomes small as shown by the dotted line in FIG. 6 (C). Considering the on period t0 to t4 of the first switch Q1, the fact that the voltage Vc1 of the first capacitor C1 changes from the solid line to the dotted line corresponds to the reduction of the power supply voltage of the resonance circuit, and the resonance. The maximum amplitude of the current Ir drops. Therefore, the amount of power supplied to the output smoothing capacitor Co is reduced, and the output voltage is reduced toward a desired value. When the output voltage becomes lower than the desired value, the operation opposite to the above occurs. In this embodiment, only the adjustment corresponding to the voltage fluctuation of the power supply 1 is performed, so that the ON / OFF frequencies of the first and second switches Q1 and Q2 do not significantly change. Therefore, it is possible to stably operate from no load to full load. Also, the first and second capacitors C1,
Since C2 is used not only for dividing the power supply voltage but also as a series resonance capacitor, the circuit configuration is simplified.
【００１８】[0018]
【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
ＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図７において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図７のＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、共振用
の第１のインダクタンスＬr を第２のインダクタンスＬ
p と１次巻線Ｎ1 との間に移したものに相当し、その他
は図３と同一に形成されている。但し、この実施例で
は、小型化及び低コスト化を達成するために共通のコア
に１次及び２次巻線Ｎ1 、Ｎ2 と第１及び第２のインダ
クタンスＬr 、Ｌp のための巻線とが巻回されている。
その他は第１の実施例と同一であるので、同一の作用効
果が得られる。[Second Embodiment] Next, a DC-DC converter of a second embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 7, the same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The DC-DC converter circuit of FIG. 7 uses the first inductance Lr for resonance as the second inductance Lr.
It corresponds to the one transferred between p and the primary winding N1 and is otherwise formed in the same manner as in FIG. However, in this embodiment, the primary and secondary windings N1 and N2 and the windings for the first and second inductances Lr and Lp are provided in the common core in order to achieve downsizing and cost reduction. It is wound.
Since the other points are the same as those in the first embodiment, the same operational effects can be obtained.
【００１９】[0019]
【第３の実施例】次に、図８及び図９を参照して本発明
の第３の実施例に係わるＤＣ−ＤＣコンバータを説明す
る。但し、図８及び図９において図３〜図７と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図８
の回路は図３の回路の第１のインダクタンスＬr を図７
と同じ位置に移し、２次巻線Ｎ2 の上側端子とセンタタ
ップとの間に第１の整流ダイオードＤa を介して第１の
平滑用コンデンサＣa を接続し、２次巻線Ｎ2 の下側端
子とセンタタップとの間に第２の整流ダイオードＤb を
介して第２の平滑用コンデンサＣb を接続し、センタタ
ップに接続された端子５を中心に上下に第１及び第２の
出力端子４ａ、４ｂを設け、制御回路６ｂから図９
（Ａ）（Ｂ）に示すように互いに異なるオン時間幅Ｔa
、Ｔb のパルスを第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2
のゲート（制御端子）に与えるように構成したものであ
る。図８の回路の上記以外は図３と同一に構成されてい
る。なお、２次巻線Ｎ2 の上半分Ｎ2aと下半分Ｎ2bとは
同一の巻数に設定されている。[Third Embodiment] A DC-DC converter according to a third embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. However, in FIGS. 8 and 9, the same parts as those in FIGS. 3 to 7 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted. Figure 8
The circuit of FIG. 7 shows the first inductance Lr of the circuit of FIG.
And the first smoothing capacitor Ca is connected between the upper terminal of the secondary winding N2 and the center tap via the first rectifying diode Da, and the lower terminal of the secondary winding N2 is connected. The second smoothing capacitor Cb is connected between the center tap and the center tap through the second rectifying diode Db, and the first and second output terminals 4a are vertically arranged around the terminal 5 connected to the center tap. 4b, and the control circuit 6b to FIG.
As shown in (A) and (B), different on-time widths Ta
, Tb pulses to the first and second switches Q1, Q2
It is configured to be applied to the gate (control terminal) of. The circuit of FIG. 8 has the same configuration as that of FIG. 3 except for the above. The upper half N2a and the lower half N2b of the secondary winding N2 are set to have the same number of turns.
【００２０】図８の回路で第１のスイッチＱ1 のオン時
間幅Ｔa を第２のスイッチＱ2 のオン時間幅Ｔb よりも
短くすると、ｔ0 〜ｔ1 の第１のスイッチＱ1 のオン期
間に第２のインダクタンスＬp の上向きのエネルギーの
放出に基づく第２のコンデンサＣ2 の逆充電の量が少な
くなり、第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増加分が少
なくなる。逆に、ｔ1 〜ｔ2 の第２のスイッチＱ2 のオ
ン期間における第２のインダクタンスＬp の蓄積エネル
ギーに基づく第１のコンデンサＣ1 の逆充電の量が大き
くなり、第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の増大の割合
がｔ0 〜ｔ1 の第１のコンデンサＣ1 の電圧Ｖc1の増大
の割合よりも大きくなる。第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 の電圧Ｖc1、Ｖc2は共振電流Ｉr の最大振幅に
対して比例的に作用するので、ｔ0 〜ｔ1 期間とｔ1 〜
ｔ2 期間とでトランスＴの２次側に異なる電力を供給す
ることになる。第１のスイッチＱ1 のオン期間の電力は
第１の整流ダイオードＤa を介して第１の平滑用コンデ
ンサＣo1及び第１の出力端子４ａに供給され、第２のス
イッチＱ2 のオン期間の電力は第２の整流ダイオードＤ
b を介して第２の平滑用コンデンサＣo2及び第２の出力
端子４ｂに供給されるので、中間端子５と第１の出力端
子４ａとの間の第１の出力電圧Ｖo1と中間端子５と第２
の出力端子４ｂとの間の第２の出力電圧Ｖo2とは異なる
値になり、電圧値の異なる２つの出力電圧Ｖo1、Ｖo2を
簡単な回路構成によって容易に得ることができる。な
お、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のスイッチング
損失の低減効果及びその他の効果は第１及び第２の実施
例と同様に得ることができる。In the circuit of FIG. 8, when the ON time width Ta of the first switch Q1 is made shorter than the ON time width Tb of the second switch Q2, the second switch is turned on during the ON period of the first switch Q1 from t0 to t1. The amount of reverse charging of the second capacitor C2 due to the upward release of energy of the inductance Lp is reduced, and the increment of the voltage Vc1 of the first capacitor C1 is reduced. On the contrary, the amount of reverse charge of the first capacitor C1 based on the stored energy of the second inductance Lp during the ON period of the second switch Q2 from t1 to t2 increases, and the voltage Vc2 of the second capacitor C2 increases. Is greater than the rate of increase of the voltage Vc1 of the first capacitor C1 from t0 to t1. First and second capacitors C
Since the voltages Vc1 and Vc2 of C1 and C2 act in proportion to the maximum amplitude of the resonance current Ir, the period t0 to t1 and the period t1 to t1.
Different power is supplied to the secondary side of the transformer T during the period t2. The power during the ON period of the first switch Q1 is supplied to the first smoothing capacitor Co1 and the first output terminal 4a via the first rectifying diode Da, and the power during the ON period of the second switch Q2 is 2 rectifier diode D
Since it is supplied to the second smoothing capacitor Co2 and the second output terminal 4b via b, the first output voltage Vo1 between the intermediate terminal 5 and the first output terminal 4a and the intermediate terminal 5 Two
The second output voltage Vo2 between the output terminal 4b and the second output voltage 4b has a different value, and two output voltages Vo1 and Vo2 having different voltage values can be easily obtained by a simple circuit configuration. The effect of reducing the switching loss of the first and second switches Q1 and Q2 and other effects can be obtained as in the first and second embodiments.
【００２１】[0021]
【第４の実施例】次に、図１０に示す第４の実施例のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１０において
図３と共通する部分には同一の符号を付してその説明を
省略する。図１０の回路は図３の回路の２次巻線Ｎ2 の
センタタップを省き、２次巻線Ｎ2 の下側端子を中間出
力端子５に接続し、２次巻線Ｎ2 の上側端子と下側端子
との間に互いに方向の異なるダイオードＤa 、Ｄb を介
して第１及び第２の平滑用コンデンサＣo1、Ｃo2を接続
し、コンデンサＣo1、Ｃo2に第１及び第２の出力端子４
ａ、４ｂを接続したものである。これにより、第１の平
滑用コンデンサＣo1が第１の整流ダイオードＤa を通る
電流で充電され、第２の平滑用コンデンサＣo2が第２の
整流ダイオードＤb を通る電流で充電される。従って、
正の第１の出力電圧Ｖo1と負の第２の出力電圧Ｖo2とを
容易に得ることができる。また、図１０の回路は第１の
実施例と同様の作用効果も勿論有する。なお、図１０の
制御回路６ａを図９に示す制御回路６ｂに置き換えて、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅に差を
持たせることもできる。この場合には正と負の値の異な
る出力電圧を得ることができる。[Fourth Embodiment] Next, the D of the fourth embodiment shown in FIG.
The C-DC converter will be described. However, in FIG. 10, the same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The circuit of FIG. 10 omits the center tap of the secondary winding N2 of the circuit of FIG. 3, connects the lower side terminal of the secondary winding N2 to the intermediate output terminal 5, and connects the upper side terminal and the lower side of the secondary winding N2. First and second smoothing capacitors Co1 and Co2 are connected to the terminals through diodes Da and Db having different directions, and the first and second output terminals 4 are connected to the capacitors Co1 and Co2.
a and 4b are connected. As a result, the first smoothing capacitor Co1 is charged with the current passing through the first rectifying diode Da, and the second smoothing capacitor Co2 is charged with the current passing through the second rectifying diode Db. Therefore,
It is possible to easily obtain the positive first output voltage Vo1 and the negative second output voltage Vo2. The circuit shown in FIG. 10 also has the same effects as the first embodiment. The control circuit 6a in FIG. 10 is replaced with the control circuit 6b shown in FIG.
It is also possible to make the ON time widths of the first and second switches Q1 and Q2 different. In this case, output voltages having different positive and negative values can be obtained.
【００２２】[0022]
【第５の実施例】次に、図１１を参照して第５の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１１にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１１の回路は第１のインダクタンスＬ
r と共に直列共振回路を形成するための専用のコンデン
サＣr を第１のインダクタンスＬr に直列に接続したも
のであり、その他は図３と同様に構成されている。図１
１の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるの
で、図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。[Fifth Embodiment] Next, a DC-DC converter of a fifth embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 11, the same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The circuit of FIG. 11 has a first inductance L.
A dedicated capacitor Cr for forming a series resonance circuit together with r is connected in series to the first inductance Lr, and the others are configured similarly to FIG. Figure 1
Since the operation of the circuit of No. 1 is substantially the same as that of the circuit of FIG. 3, it is possible to obtain the same effect as the circuit of FIG.
【００２３】[0023]
【第６の実施例】次に、図１２を参照して第６の実施例
のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図１２にお
いて図３と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図１２の回路は共振用コンデンサＣr と
第１のインダクタンスＬr との直列共振回路を１次巻線
Ｎ1 を介して第２のスイッチＱ2 に並列に接続したもの
であり、その他は図３と同様に構成されている。図１２
の回路の動作は図３の回路と実質的に同一であるので、
図３の回路と同一の作用効果を得ることができる。[Sixth Embodiment] Next, a DC-DC converter of a sixth embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 12, the same parts as those in FIG. 3 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. The circuit of FIG. 12 is obtained by connecting a series resonance circuit of a resonance capacitor Cr and a first inductance Lr in parallel to a second switch Q2 via a primary winding N1, and otherwise the same as FIG. It is configured. 12
Since the operation of the circuit of is substantially the same as that of the circuit of FIG.
It is possible to obtain the same effect as that of the circuit of FIG.
【００２４】[0024]
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 第２のインダクタンスＬp を２次巻線Ｎ2 に並
列に接続することができる。また、センタタップを有す
る２次巻線Ｎ2 の上半分と下半分とにそれぞれ並列に第
２のインダクタンスＬp を接続することができる。ま
た、トランスＴに３次巻線を設け、ここに並列に第２の
インダクタンスＬp を接続することができる。 （２） 第１のインダクタンスＬr とトランスＴの１次
巻線Ｎ1 とを同一のコアに巻回すこと、また第２のイン
ダクタンスＬp とトランスＴの１次巻線Ｎ1 とを同一の
コアに巻回すことができる。また、１次巻線Ｎ1 のイン
ダクタンス成分を第１のインダクタンスＬr として兼用
することができる。また、第１のインダクタンスＬｒに
中間タップを設け、ここに第２のインダクタンスＬｐの
上端を接続することができる。 （３） 図８及び図１０の回路においても図１１と同一
の位置に専用の共振用コンデンサＣr を接続することが
できる。また、第３及び第４のコンデンサＣ3、Ｃ4 を
第１のインダクタンスＬr との直列共振用コンデンサと
して兼用することができる。また、コンデンサＣr とＣ
1 〜Ｃ4 との任意の組み合せを第１のインダクタンスＬ
r との直列共振回路用コンデンサとしてもよい。また、
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のドレイン・ソース
間の浮遊容量を共振用コンデンサＣr として使用するこ
とができる。 （４） 制御回路６ａで電圧制御するために出力電圧を
検出する代りに、電源１又はコンデンサＣ1 、Ｃ2 の電
圧を検出し、これを所望値にするように制御パルスを形
成してもよい。 （５） 電源１を正弦波交流電源に接続された全波整流
器とし、平滑されない脈流を入力させ、力率改善効果を
得ることができる。 （６） 各実施例において、第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 がキャリアのストレ−ジ作用を実質的に有さな
い半導体スイッチの場合には、第１及び第２のスイッチ
Ｑ1 、Ｑ2 を相互間にデット・タイムを設けないで交互
にオン・オフ制御することができる。 （７） 各実施例において、デッド・タイムの時間幅を
出力電圧に応じて制御するように構成することができ
る。MODIFICATION The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and the following modifications are possible. (1) The second inductance Lp can be connected in parallel with the secondary winding N2. Further, the second inductance Lp can be connected in parallel to the upper half and the lower half of the secondary winding N2 having the center tap. Further, the transformer T may be provided with a tertiary winding, and the second inductance Lp may be connected in parallel therewith. (2) The first inductance Lr and the primary winding N1 of the transformer T are wound on the same core, and the second inductance Lp and the primary winding N1 of the transformer T are wound on the same core. be able to. Further, the inductance component of the primary winding N1 can also be used as the first inductance Lr. Further, an intermediate tap may be provided on the first inductance Lr, and the upper end of the second inductance Lp may be connected to the intermediate tap. (3) In the circuits of FIGS. 8 and 10, a dedicated resonance capacitor Cr can be connected at the same position as in FIG. Further, the third and fourth capacitors C3 and C4 can also be used as capacitors for series resonance with the first inductance Lr. Also, the capacitors Cr and C
Any combination of 1 to C4 can be used for the first inductance L
It may be a capacitor for series resonance circuit with r. Also,
The stray capacitance between the drain and source of the first and second switches Q1 and Q2 can be used as the resonance capacitor Cr. (4) Instead of detecting the output voltage for voltage control by the control circuit 6a, the voltage of the power source 1 or the capacitors C1 and C2 may be detected and a control pulse may be formed to bring this to a desired value. (5) The power supply 1 is a full-wave rectifier connected to a sinusoidal AC power supply, and an unsmoothed pulsating current is input to obtain a power factor improving effect. (6) In each embodiment, the first and second switches Q
When 1 and Q2 are semiconductor switches having substantially no carrier storage effect, the first and second switches Q1 and Q2 are alternately turned on and off without providing a dead time between them. Can be controlled. (7) In each of the embodiments, the dead time width may be controlled according to the output voltage.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional DC-DC converter.
【図２】図１の回路の各部の状態を概略的に示す波形図
である。FIG. 2 is a waveform diagram schematically showing a state of each part of the circuit of FIG.
【図３】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a first embodiment of the present invention.
【図４】図３の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。FIG. 4 is a waveform diagram schematically showing a state of each part of FIG.
【図５】図３の一部を等価的に示す回路図である。5 is a circuit diagram equivalently showing a part of FIG. 3. FIG.
【図６】図３及び図５の各部の状態を概略的に示す波形
図である。FIG. 6 is a waveform diagram schematically showing a state of each part of FIGS. 3 and 5.
【図７】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a second embodiment.
【図８】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a third embodiment.
【図９】図８の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。9 is a waveform diagram schematically showing a state of each part of FIG.
【図１０】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a fourth embodiment.
【図１１】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す
回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a fifth embodiment.
【図１２】第６の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す
回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a DC-DC converter of a sixth embodiment.
Ｌr 第１のインダクタンス Ｌp 第２のインダクタンス Lr first inductance Lp second inductance
Claims (3)
間に第１のインダクタンスとコンデンサとの直列共振回
路及び前記直流電源の電圧をオン・オフするためのスイ
ッチを含み、前記出力トランスの２次巻線に平滑整流回
路が接続された構成の共振型直流−直流変換器におい
て、 前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、 前記スイッチをオン・オフするための制御信号を発生す
る回路であって、前記スイッチのオン時間幅が前記第１
のインダクタンスと前記コンデンサとの直列共振回路に
基づいて流れる直列共振電流の半波の期間よりも長く設
定され、且つ前記スイッチのオン・オフの周期を変えて
前記整流平滑回路の出力電圧を調整するように構成され
た制御回路とを備えていることを特徴とする直流−直流
変換器。1. An output transformer including a series resonance circuit of a first inductance and a capacitor between a DC power supply and a primary winding of the output transformer, and a switch for turning on / off the voltage of the DC power supply. In a resonance type DC-DC converter having a configuration in which a smoothing rectification circuit is connected to the secondary winding of the above, in parallel to the primary winding with or without the first inductance, or A second inductance connected in parallel to a winding electromagnetically coupled to the next winding and having an inductance value larger than the first inductance; and a control signal for turning on / off the switch. For generating the ON time width of the switch.
Is set longer than the half-wave period of the series resonance current flowing based on the series resonance circuit of the inductance and the capacitor, and the output voltage of the rectifying and smoothing circuit is adjusted by changing the ON / OFF cycle of the switch. And a control circuit configured as described above.
た第１及び第２のコンデンサの直列回路と、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチの直列回路と、 前記第１及び第２のコンデンサの相互接続中点と前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点との間に第１のイ
ンダクタンスを介して接続されたトランスの１次巻線と
前記トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及
び第４のコンデンサと、 前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する第２のインダクタンスと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
２のスイッチのオン時間幅が前記第１のインダクタンス
に対して実際に又は等価的に直列に接続されたコンデン
サとの直列共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半
波の期間よりも長く設定され、且つ前記第１及び第２の
スイッチのオン・オフの周期を変えて前記整流平滑回路
の出力電圧を調整するように構成された制御回路とを備
えていることを特徴とする直流−直流変換器。2. A series circuit of first and second capacitors connected between one end and the other end of a DC power supply, and first and second series circuits connected between one end and the other end of the DC power supply. A transformer connected in series via a first inductor between a series circuit of two switches and an interconnection midpoint of the first and second capacitors and an interconnection midpoint of the first and second switches. Rectifying and smoothing circuit connected to the primary winding of the transformer and the secondary winding of the transformer, third and fourth capacitors connected in parallel to the first and second switches, and the primary winding Is connected in parallel with or without the first inductance, or in parallel with a winding electromagnetically coupled to the primary winding, and is larger than the first inductance. A second inductance having an inductance value A circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches, wherein an on-time width of the first and second switches is actually equal to the first inductance. Is set longer than the half-wave period of the series resonance current flowing based on a series resonance circuit with a capacitor connected in series or equivalently, and the ON / OFF cycle of the first and second switches is set. And a control circuit configured to adjust the output voltage of the rectifying and smoothing circuit instead.
た第１及び第２のコンデンサと、 前記直流電源の一端と他端との間に接続された第１及び
第２のスイッチと、 前記第１及び第２のコンデンサの相互接続中点と前記第
１及び第２のスイッチの相互接続中点との間に第１のイ
ンダクタンスを介して接続されたトランスの１次巻線と
前記トランスの第１の２次巻線に接続された第１の整流
平滑回路と、 前記トランスの第２の２次巻線に接続された第２の整流
平滑回路と、 前記第１及び第２のスイッチに並列に接続された第３及
び第４のコンデンサと、 前記１次巻線に対して前記第１のインダクタンスを介し
て又は介さないで並列に、又は前記１次巻線に対して電
磁結合された巻線に対して並列に接続され、且つ前記第
１のインダクタンスよりも大きなインダクタンス値を有
する１個又は複数個の第２のインダクタンスと、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン状態にするた
めの制御信号を発生する回路であって、前記第１及び第
２のスイッチのオン時間幅が互いに異なるように設定さ
れていると共に、前記第１のインダクタンスに対して実
際に又は等価的に直列に接続されたコンデンサとの直列
共振回路に基づいて流れる直列共振電流の半波の期間よ
りもそれぞれ長く設定されている制御回路と、を備えて
いることを特徴とする直流−直流変換器。3. A first and a second capacitor connected between one end and the other end of the DC power supply, and a first and a second switch connected between one end and the other end of the DC power supply. And a primary winding of a transformer connected via a first inductance between an interconnection midpoint of the first and second capacitors and an interconnection midpoint of the first and second switches. A first rectifying and smoothing circuit connected to the first secondary winding of the transformer; a second rectifying and smoothing circuit connected to the second secondary winding of the transformer; the first and second A third and a fourth capacitor connected in parallel to the switch, and in parallel with the primary winding with or without the first inductance, or with respect to the primary winding. Is connected in parallel to the coupled windings and is connected to the first inductance A circuit for generating a control signal for alternately turning on the first and second switches, and one or a plurality of second inductances having a large inductance value. A series resonance current flowing based on a series resonance circuit with a capacitor that is actually or equivalently connected in series to the first inductance while the ON time widths of the two switches are set to be different from each other. A DC-DC converter comprising: a control circuit that is set to be longer than each half-wave period.
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