JP3053809B1 - 線形増幅回路 - Google Patents
線形増幅回路Info
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Abstract
【要約】
【課題】 広範囲な入力信号電圧で線形化できると共
に、任意の利得とできるようにする。 【解決手段】 正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ
１１および負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
により構成される第１のプッシュプル回路と、正補償電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７および負補償電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８により構成され
る第２のプッシュプル回路より負荷回路１０に負荷電流
ＩLを供給する。第１のプッシュプル回路で供給される
非線形の電流が、第２のプッシュプル回路で供給される
補償電流により線形化される。第１のレベルシフト回路
３０のレベルシフト量と第２のレベルシフト回路３１の
レベルシフト量とを、互いに絶対値が略等しく正負の極
性が反転する量ずつ可変することにより、利得を調整す
ることができる。
に、任意の利得とできるようにする。 【解決手段】 正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ
１１および負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
により構成される第１のプッシュプル回路と、正補償電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７および負補償電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８により構成され
る第２のプッシュプル回路より負荷回路１０に負荷電流
ＩLを供給する。第１のプッシュプル回路で供給される
非線形の電流が、第２のプッシュプル回路で供給される
補償電流により線形化される。第１のレベルシフト回路
３０のレベルシフト量と第２のレベルシフト回路３１の
レベルシフト量とを、互いに絶対値が略等しく正負の極
性が反転する量ずつ可変することにより、利得を調整す
ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、汎用の増幅回路に
係り、特に大出力かつ高線形増幅が要求される音声や無
線通信用の電力増幅器における出力段の増幅回路に関す
る。
係り、特に大出力かつ高線形増幅が要求される音声や無
線通信用の電力増幅器における出力段の増幅回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】無線通信用の電力増幅器には隣接するチ
ャネルに妨害を与えないために高い線形性が求められ
る。また、業務用の無線システムでは通信エリアが広い
ため出力電力の大きい増幅器が必要となる。このような
背景の基で従来の電力増幅器の出力段として、特公平７
−２８１８５号公報、特公平７−１０１８２２号公報、
トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ Ｎｏ．３２ 第１１
頁 図９等に開示されるようなプッシュプル増幅回路が
用いられていた。図５に従来のプッシュプル増幅回路の
基本構成を示すが、このプッシュプル増幅回路は、正電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレインが正
電源供給端子１０１に、ゲートが入力端子１０３に、ソ
ースが負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のド
レインに接続され、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２のドレインが正電流供給用Ｎ型電界効果トラン
ジスタ１１のソースに、ゲートがレベルシフト回路１４
の出力端子に、ソースが負電源供給端子１０２に接続さ
れている。さらに、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１のソースと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２のドレインの接続部と、接地端子２００間には
負荷回路１０が接続され、入力端子１０３とレベルシフ
ト回路１４の入力端子間には増幅度１の反転増幅器１３
が接続されている。
ャネルに妨害を与えないために高い線形性が求められ
る。また、業務用の無線システムでは通信エリアが広い
ため出力電力の大きい増幅器が必要となる。このような
背景の基で従来の電力増幅器の出力段として、特公平７
−２８１８５号公報、特公平７−１０１８２２号公報、
トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ Ｎｏ．３２ 第１１
頁 図９等に開示されるようなプッシュプル増幅回路が
用いられていた。図５に従来のプッシュプル増幅回路の
基本構成を示すが、このプッシュプル増幅回路は、正電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレインが正
電源供給端子１０１に、ゲートが入力端子１０３に、ソ
ースが負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のド
レインに接続され、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２のドレインが正電流供給用Ｎ型電界効果トラン
ジスタ１１のソースに、ゲートがレベルシフト回路１４
の出力端子に、ソースが負電源供給端子１０２に接続さ
れている。さらに、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１のソースと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２のドレインの接続部と、接地端子２００間には
負荷回路１０が接続され、入力端子１０３とレベルシフ
ト回路１４の入力端子間には増幅度１の反転増幅器１３
が接続されている。
【０００３】図５に示すプッシュプル増幅器の動作を説
明すると、入力端子１０３より入力された電圧信号は負
荷回路１０に正電流を供給する正電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１１のゲートに印加されると共に、増幅
度１の反転増幅器１３に入力されて正負の極性が反転さ
れた電圧信号とされる。正電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１１は、印加された電圧信号が正電圧領域にお
いて能動状態となり、電圧信号をその値に応じたドレイ
ン電流に変換して、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１のソースに接続された負荷回路１０に供給す
る。
明すると、入力端子１０３より入力された電圧信号は負
荷回路１０に正電流を供給する正電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１１のゲートに印加されると共に、増幅
度１の反転増幅器１３に入力されて正負の極性が反転さ
れた電圧信号とされる。正電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１１は、印加された電圧信号が正電圧領域にお
いて能動状態となり、電圧信号をその値に応じたドレイ
ン電流に変換して、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１のソースに接続された負荷回路１０に供給す
る。
【０００４】一方、負荷回路１０に負電流を供給する負
電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のゲートに
は、増幅度１の反転増幅器１３により正負の極性が反転
された電圧信号が、レベルシフト回路１４にてレベルシ
フトされて印加される。このレベルシフト回路１４のレ
ベルシフト量が、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１２のソースの電位すなわち負電源供給端子１０２の
電圧までのレベルシフト量とされると、入力端子１０３
に入力された電圧信号の負電圧領域において能動状態と
なり、電圧信号をその値に応じたドレイン電流に変換し
て、そのドレインに接続された負荷回路１０に供給す
る。以上の動作より、入力端子１０３に入力される正お
よび負の電圧信号が、その電圧値に応じた電流として負
荷回路１０に供給されることが分かる。なお、図５にお
ける正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１および
負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のしきい値
電圧は０〔Ｖ〕としている。
電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のゲートに
は、増幅度１の反転増幅器１３により正負の極性が反転
された電圧信号が、レベルシフト回路１４にてレベルシ
フトされて印加される。このレベルシフト回路１４のレ
ベルシフト量が、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１２のソースの電位すなわち負電源供給端子１０２の
電圧までのレベルシフト量とされると、入力端子１０３
に入力された電圧信号の負電圧領域において能動状態と
なり、電圧信号をその値に応じたドレイン電流に変換し
て、そのドレインに接続された負荷回路１０に供給す
る。以上の動作より、入力端子１０３に入力される正お
よび負の電圧信号が、その電圧値に応じた電流として負
荷回路１０に供給されることが分かる。なお、図５にお
ける正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１および
負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のしきい値
電圧は０〔Ｖ〕としている。
【０００５】また、図６に従来のプッシュプル増幅回路
の他の基本構成を示すが、このプッシュプル増幅回路
は、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレ
インが正電源供給端子１０１に、ゲートが入力端子１０
３に、ソースが負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ
２４のソースに接続され、負電流供給用Ｐ型電界効果ト
ランジスタ２４のソースが正電流供給用Ｎ型電界効果ト
ランジスタ１１のソースに、ゲートがレベルシフト回路
１４の出力端子に、ドレインが負電源供給端子１０２に
接続されている。正電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１１のソースと負電流供給用Ｐ型電界効果トランジス
タ２４のソースとの接続部と、接地端子２００間には負
荷回路１０が接続されており、入力端子１０３はレベル
シフト回路１４の入力端子に接続されている。
の他の基本構成を示すが、このプッシュプル増幅回路
は、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレ
インが正電源供給端子１０１に、ゲートが入力端子１０
３に、ソースが負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ
２４のソースに接続され、負電流供給用Ｐ型電界効果ト
ランジスタ２４のソースが正電流供給用Ｎ型電界効果ト
ランジスタ１１のソースに、ゲートがレベルシフト回路
１４の出力端子に、ドレインが負電源供給端子１０２に
接続されている。正電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１１のソースと負電流供給用Ｐ型電界効果トランジス
タ２４のソースとの接続部と、接地端子２００間には負
荷回路１０が接続されており、入力端子１０３はレベル
シフト回路１４の入力端子に接続されている。
【０００６】このような図６に示すプッシュプル増幅回
路は、図５に示すプッシュプル増幅回路における負電流
供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２を負電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２４に置換すると共に、増幅度
１の反転増幅器１３を削除した簡単な構成とされてい
る。この回路では、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２４のソースを負荷回路１０に接続することによ
り、入力信号の負領域の電圧信号の電圧値に応じた負荷
電流を取り出している。
路は、図５に示すプッシュプル増幅回路における負電流
供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２を負電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２４に置換すると共に、増幅度
１の反転増幅器１３を削除した簡単な構成とされてい
る。この回路では、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２４のソースを負荷回路１０に接続することによ
り、入力信号の負領域の電圧信号の電圧値に応じた負荷
電流を取り出している。
【０００７】図５および図６における以上の動作は入力
電圧が０〔Ｖ〕時に負荷電流が０〔Ａ〕となるＢ級動作
としているが、入力電圧が０〔Ｖ〕時に電流を流すＡＢ
級やＡ級などの動作も可能である。この場合、一つの方
法として正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１の
ゲートと入力端子１０３間に新たにレベルシフト回路を
挿入して、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１
のゲート電圧を調整し、負電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１２あるいは負電流供給用Ｐ型電界効果トラン
ジスタ２４については、既存のレベルシフト回路１４の
レベルシフト量を変更することでゲート電圧を調整し、
所望のバイアス電流が流れるようにすればよい。
電圧が０〔Ｖ〕時に負荷電流が０〔Ａ〕となるＢ級動作
としているが、入力電圧が０〔Ｖ〕時に電流を流すＡＢ
級やＡ級などの動作も可能である。この場合、一つの方
法として正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１の
ゲートと入力端子１０３間に新たにレベルシフト回路を
挿入して、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１
のゲート電圧を調整し、負電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１２あるいは負電流供給用Ｐ型電界効果トラン
ジスタ２４については、既存のレベルシフト回路１４の
レベルシフト量を変更することでゲート電圧を調整し、
所望のバイアス電流が流れるようにすればよい。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図５および図６に示し
た従来回路の動作を線形性の観点より詳細に述べる。な
お、図６に示すプッシュプル増幅回路の動作は図５に示
すプッシュプル増幅回路の動作に等価なため図５を用い
て説明することとする。正電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１１および負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２の相互コンダクタンス係数をＫ、しきい値電圧
（スレシホールド電圧）をVth、正電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１１および負電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１２のゲート・ソース間電圧をそれぞれVg
sa、Vgsbとすると、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１に流れるドレイン電流Ia、および、負電流供給
用Ｎ型電界効果トランジスタ１２に流れるドレイン電流
Ibは次式で示される。 Ia＝Ｋ（Vgsa−Vth）2 但し Vgsa＞Vth （１） Ia＝０ 但し Vgsa≦Vth （２） Ib＝−Ｋ（Vgsb−Vth）2 但し Vgsb＞Vth （３） Ib＝０ 但し Vgsb≦Vth （４）
た従来回路の動作を線形性の観点より詳細に述べる。な
お、図６に示すプッシュプル増幅回路の動作は図５に示
すプッシュプル増幅回路の動作に等価なため図５を用い
て説明することとする。正電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１１および負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２の相互コンダクタンス係数をＫ、しきい値電圧
（スレシホールド電圧）をVth、正電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１１および負電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１２のゲート・ソース間電圧をそれぞれVg
sa、Vgsbとすると、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１に流れるドレイン電流Ia、および、負電流供給
用Ｎ型電界効果トランジスタ１２に流れるドレイン電流
Ibは次式で示される。 Ia＝Ｋ（Vgsa−Vth）2 但し Vgsa＞Vth （１） Ia＝０ 但し Vgsa≦Vth （２） Ib＝−Ｋ（Vgsb−Vth）2 但し Vgsb＞Vth （３） Ib＝０ 但し Vgsb≦Vth （４）
【０００９】ここで、ドレイン電流Iaとドレイン電流Ib
が流れる負荷回路１０において、ドレイン電流Ibの向き
はドレイン電流Iaの向きとは逆向きに流れるためマイナ
スの符号を付けている。入力端子１０３に入力される入
力信号電圧をVin、負荷回路１０の抵抗値をＲLとする
と、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のゲー
ト・ソース間電圧Vgsaは、 Vgsa＝Vin−ＲL・Ia （５） で与えられる。また、同じく入力端子１０３に入力され
る入力信号電圧をVin、レベルシフト回路１４のレベル
シフト量をVd、負電源供給端子１０２の負電源電圧をVs
sとすると、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１
２のゲート・ソース間電圧Vgsbは、 Vgsb＝−Vin＋Vd−Vss （６） で与えられる。
が流れる負荷回路１０において、ドレイン電流Ibの向き
はドレイン電流Iaの向きとは逆向きに流れるためマイナ
スの符号を付けている。入力端子１０３に入力される入
力信号電圧をVin、負荷回路１０の抵抗値をＲLとする
と、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のゲー
ト・ソース間電圧Vgsaは、 Vgsa＝Vin−ＲL・Ia （５） で与えられる。また、同じく入力端子１０３に入力され
る入力信号電圧をVin、レベルシフト回路１４のレベル
シフト量をVd、負電源供給端子１０２の負電源電圧をVs
sとすると、負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１
２のゲート・ソース間電圧Vgsbは、 Vgsb＝−Vin＋Vd−Vss （６） で与えられる。
【００１０】上記した（５）式を（１）式、（２）式に
代入し、上記した（６）式を（３）式、（４）式に代入
するとドレイン電流Ia、ドレイン電流Ibは、 Ia＝Ｋ（Vin−ＲL・Ia−Vth）2 但し Vin＞Vth＋ＲL・Ia （７） Ia＝０ 但し Vin≦Vth＋ＲL・Ia （８） Ib＝−Ｋ（−Vin＋Vd−Vss−Vth）2 （９） 但し Vin＜（−Vth＋Vd−Vss） Ib＝０ 但し Vin≧（−Vth＋Vd−Vss） （１０） となる。ここで、（７）式、（８）式において負荷回路
１０における電圧降下ＲL・Iaが小さいならばドレイン
電流Iaは、 Ia＝Ｋ（Vin−Vth）2 但し Vin＞Vth （７−２） Ia＝０ 但し Vin≦Vth （８−２） となる。
代入し、上記した（６）式を（３）式、（４）式に代入
するとドレイン電流Ia、ドレイン電流Ibは、 Ia＝Ｋ（Vin−ＲL・Ia−Vth）2 但し Vin＞Vth＋ＲL・Ia （７） Ia＝０ 但し Vin≦Vth＋ＲL・Ia （８） Ib＝−Ｋ（−Vin＋Vd−Vss−Vth）2 （９） 但し Vin＜（−Vth＋Vd−Vss） Ib＝０ 但し Vin≧（−Vth＋Vd−Vss） （１０） となる。ここで、（７）式、（８）式において負荷回路
１０における電圧降下ＲL・Iaが小さいならばドレイン
電流Iaは、 Ia＝Ｋ（Vin−Vth）2 但し Vin＞Vth （７−２） Ia＝０ 但し Vin≦Vth （８−２） となる。
【００１１】さらに、（７−２）式、（８−２）式、
（９）式、（１０）式において、例えばＫ＝１〔Ａ／Ｖ
2〕、Vth＝０〔Ｖ〕、Vd−Vss＝０〔Ｖ〕とした場合に
は、ドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibは、 Ia＝Vin2 但しVin＞０ （１１） Ia＝０ 但しVin≦０ （１２） Ib＝−（−Vin）2 但しVin＜０ （１３） Ib＝０ 但しVin≧０ （１４） となる。この場合、負荷回路１０に流れる負荷電流ＩL
はドレイン電流Iaとドレイン電流Ibを合成した合成電流
であるから、 ＩL＝Ia＋Ib （１５） である。
（９）式、（１０）式において、例えばＫ＝１〔Ａ／Ｖ
2〕、Vth＝０〔Ｖ〕、Vd−Vss＝０〔Ｖ〕とした場合に
は、ドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibは、 Ia＝Vin2 但しVin＞０ （１１） Ia＝０ 但しVin≦０ （１２） Ib＝−（−Vin）2 但しVin＜０ （１３） Ib＝０ 但しVin≧０ （１４） となる。この場合、負荷回路１０に流れる負荷電流ＩL
はドレイン電流Iaとドレイン電流Ibを合成した合成電流
であるから、 ＩL＝Ia＋Ib （１５） である。
【００１２】ここで（１１）式、（１２）式よりドレイ
ン電流Iaは入力信号電圧Vinが０〔Ｖ〕を超える正電圧
の時のみに流れ、（１３）式、（１４）式よりドレイン
電流Ibは入力信号電圧Vinが０〔Ｖ〕未満の負電圧の時
のみに流れることが分かる。従ってドレイン電流Iaとド
レイン電流Ibの合成電流で得られる負荷電流ＩLの特性
はドレイン電流Iaとドレイン電流Ibの特性がそのまま現
れることになる。してみると、（１１）〜（１４）式よ
りドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibは共に、入力信
号電圧Vinの２次関数になっているため線形性は非常に
悪く大きな歪みを発生することになる。なお、上記した
ような動作点で動作する増幅器を一般にＢ級増幅器と呼
んでいる。
ン電流Iaは入力信号電圧Vinが０〔Ｖ〕を超える正電圧
の時のみに流れ、（１３）式、（１４）式よりドレイン
電流Ibは入力信号電圧Vinが０〔Ｖ〕未満の負電圧の時
のみに流れることが分かる。従ってドレイン電流Iaとド
レイン電流Ibの合成電流で得られる負荷電流ＩLの特性
はドレイン電流Iaとドレイン電流Ibの特性がそのまま現
れることになる。してみると、（１１）〜（１４）式よ
りドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibは共に、入力信
号電圧Vinの２次関数になっているため線形性は非常に
悪く大きな歪みを発生することになる。なお、上記した
ような動作点で動作する増幅器を一般にＢ級増幅器と呼
んでいる。
【００１３】このようなＢ級増幅器の線形性の改善に
は、レベルシフト回路１４のレベルシフト量Vdを負電源
電圧Vssより小さくし、（Vd−Vss）が正の電圧となるよ
うにする一方法がある。例えば、Ｋ＝１、Vth＝０
〔Ｖ〕、（Vd−Vss）＝５〔Ｖ〕とした場合、上記した
（９）式、（１０）式は、 Ib＝−（−Vin＋５）2 但し Vin＜５ （１６） Ib＝０ 但し Vin≧５ （１７） で表される。この場合、負荷電流ＩLは上記した（１
１）式、（１２）式、（１６）式、（１７）式より、 ＩL＝−（−Vin＋５）2 但し Vin＜０ （１８） ＩL＝Ia＋Ib＝１０・Vin−２５ 但し ０≦Vin≦５ （１９） ＩL＝Ia＝Vin2 但し Vin＞５ （２０） となる。
は、レベルシフト回路１４のレベルシフト量Vdを負電源
電圧Vssより小さくし、（Vd−Vss）が正の電圧となるよ
うにする一方法がある。例えば、Ｋ＝１、Vth＝０
〔Ｖ〕、（Vd−Vss）＝５〔Ｖ〕とした場合、上記した
（９）式、（１０）式は、 Ib＝−（−Vin＋５）2 但し Vin＜５ （１６） Ib＝０ 但し Vin≧５ （１７） で表される。この場合、負荷電流ＩLは上記した（１
１）式、（１２）式、（１６）式、（１７）式より、 ＩL＝−（−Vin＋５）2 但し Vin＜０ （１８） ＩL＝Ia＋Ib＝１０・Vin−２５ 但し ０≦Vin≦５ （１９） ＩL＝Ia＝Vin2 但し Vin＞５ （２０） となる。
【００１４】負荷電流ＩLの線形性を求めるために（１
８）式、（１９）式、（２０）式を入力信号電圧Vinで
微分すると、 ＩL’＝−２・Vin＋１０ 但し Vin＜０ （２１） ＩL’＝Ia＋Ib＝１０ 但し ０≦Vin≦５ （２２） ＩL’＝Ia＝２・Vin 但し Vin＞５ （２３） を得る。図７にドレイン電流Ia、ドレイン電流Ib、負荷
電流ＩLおよび負荷電流の傾きＩL’の特性を示す。（２
１）式〜（２３）式および図７より負荷電流ＩLの傾き
ＩL’が入力信号電圧Vinに依存しない入力信号電圧Vin
の範囲は０≦Vin≦５であることが分かる。従って、こ
の範囲では線形増幅が可能となるが、入力信号電圧Vin
がVin＜０またはVin＞５の範囲では負荷電流の傾き
ＩL’が入力信号電圧Vinに依存するようになる。すなわ
ち、入力信号電圧Vinの値によって負荷電流ＩLの傾きが
変化するため非線形となってしまうことになる。
８）式、（１９）式、（２０）式を入力信号電圧Vinで
微分すると、 ＩL’＝−２・Vin＋１０ 但し Vin＜０ （２１） ＩL’＝Ia＋Ib＝１０ 但し ０≦Vin≦５ （２２） ＩL’＝Ia＝２・Vin 但し Vin＞５ （２３） を得る。図７にドレイン電流Ia、ドレイン電流Ib、負荷
電流ＩLおよび負荷電流の傾きＩL’の特性を示す。（２
１）式〜（２３）式および図７より負荷電流ＩLの傾き
ＩL’が入力信号電圧Vinに依存しない入力信号電圧Vin
の範囲は０≦Vin≦５であることが分かる。従って、こ
の範囲では線形増幅が可能となるが、入力信号電圧Vin
がVin＜０またはVin＞５の範囲では負荷電流の傾き
ＩL’が入力信号電圧Vinに依存するようになる。すなわ
ち、入力信号電圧Vinの値によって負荷電流ＩLの傾きが
変化するため非線形となってしまうことになる。
【００１５】この回路で入力信号電圧Vinに対する線形
増幅範囲を拡大するためには、（２２）式の範囲の上限
値を決めている（Vd−Vss）を大きくとるようにレベル
シフト量Vd を決めれば良いが、この場合には入力信号
電圧Vinの変化に対する負荷電流ＩLの傾きＩL’が大き
くなる。この負荷電流ＩLの傾きＩL’は、変化の割合で
あってプッシュプル増幅器の利得になる。すなわち、線
形領域が決まると利得Ｉ L’が一意的に決定されてしま
うため、設計の柔軟性に欠けるという問題が発生する。
なお、上記の非線形特性の問題はバイポーラトランジス
タを用いた場合にも同様に発生することになる。そこ
で、本発明は、入力された入力信号電圧Vinに対する広
範囲な線形化を行える線形増幅回路とできると共に、任
意の利得とすることのできる線形増幅回路を提供するこ
とを目的としている。
増幅範囲を拡大するためには、（２２）式の範囲の上限
値を決めている（Vd−Vss）を大きくとるようにレベル
シフト量Vd を決めれば良いが、この場合には入力信号
電圧Vinの変化に対する負荷電流ＩLの傾きＩL’が大き
くなる。この負荷電流ＩLの傾きＩL’は、変化の割合で
あってプッシュプル増幅器の利得になる。すなわち、線
形領域が決まると利得Ｉ L’が一意的に決定されてしま
うため、設計の柔軟性に欠けるという問題が発生する。
なお、上記の非線形特性の問題はバイポーラトランジス
タを用いた場合にも同様に発生することになる。そこ
で、本発明は、入力された入力信号電圧Vinに対する広
範囲な線形化を行える線形増幅回路とできると共に、任
意の利得とすることのできる線形増幅回路を提供するこ
とを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の第１の線形増幅回路は、入力信号がゲート電
極あるいはベース電極に供給される第１のトランジスタ
のソース電極あるいはエミッタ電極と、反転された入力
信号が第１のレベルシフト回路でレベルシフトされてゲ
ート電極あるいはベース電極に供給される第２のトラン
ジスタのドレイン電極あるいはコレクタ電極とが接続さ
れることにより構成された第１のプッシュプル増幅回路
と、反転された入力信号がゲート電極あるいはベース電
極に供給される第３のトランジスタのソース電極あるい
はエミッタ電極と、入力信号が第２のレベルシフト回路
でレベルシフトされてゲート電極あるいはベース電極に
供給される第４のトランジスタのドレイン電極あるいは
コレクタ電極とが接続されることにより構成された第２
のプッシュプル増幅回路と、前記第１のトランジスタと
第２のトランジスタの接続点と、前記第３のトランジス
タと第４のトランジスタの接続点とを接続すると共に、
この接続点とアース間に接続された負荷回路とを備えて
いる。
に本発明の第１の線形増幅回路は、入力信号がゲート電
極あるいはベース電極に供給される第１のトランジスタ
のソース電極あるいはエミッタ電極と、反転された入力
信号が第１のレベルシフト回路でレベルシフトされてゲ
ート電極あるいはベース電極に供給される第２のトラン
ジスタのドレイン電極あるいはコレクタ電極とが接続さ
れることにより構成された第１のプッシュプル増幅回路
と、反転された入力信号がゲート電極あるいはベース電
極に供給される第３のトランジスタのソース電極あるい
はエミッタ電極と、入力信号が第２のレベルシフト回路
でレベルシフトされてゲート電極あるいはベース電極に
供給される第４のトランジスタのドレイン電極あるいは
コレクタ電極とが接続されることにより構成された第２
のプッシュプル増幅回路と、前記第１のトランジスタと
第２のトランジスタの接続点と、前記第３のトランジス
タと第４のトランジスタの接続点とを接続すると共に、
この接続点とアース間に接続された負荷回路とを備えて
いる。
【００１７】また、上記本発明の第１の線形増幅回路に
おいて、前記第１のトランジスタが非能動状態から能動
状態に移行する入力信号電圧値と、前記第３のトランジ
スタが非能動状態から能動状態に移行する入力信号電圧
値とが等しくされていると共に、前記第２のトランジス
タが非能動状態から能動状態に移行する入力信号電圧値
と、前記第４のトランジスタが非能動状態から能動状態
に移行する入力信号電圧値とが等しくなるように、前記
第１のレベルシフト回路におけるレベルシフト量と、前
記第２のレベルシフト回路におけるレベルシフト量とが
設定されていてもよい。さらに、上記本発明の第１の線
形増幅回路において、前記第１のレベルシフト回路にお
けるレベルシフト量と、前記第２のレベルシフト回路に
おけるレベルシフト量とを可変することにより、前記負
荷回路に流れる電流の変化の傾きを所望の傾きに設定す
るようにしてもよい。
おいて、前記第１のトランジスタが非能動状態から能動
状態に移行する入力信号電圧値と、前記第３のトランジ
スタが非能動状態から能動状態に移行する入力信号電圧
値とが等しくされていると共に、前記第２のトランジス
タが非能動状態から能動状態に移行する入力信号電圧値
と、前記第４のトランジスタが非能動状態から能動状態
に移行する入力信号電圧値とが等しくなるように、前記
第１のレベルシフト回路におけるレベルシフト量と、前
記第２のレベルシフト回路におけるレベルシフト量とが
設定されていてもよい。さらに、上記本発明の第１の線
形増幅回路において、前記第１のレベルシフト回路にお
けるレベルシフト量と、前記第２のレベルシフト回路に
おけるレベルシフト量とを可変することにより、前記負
荷回路に流れる電流の変化の傾きを所望の傾きに設定す
るようにしてもよい。
【００１８】上記目的を達成することのできる本発明の
第２の線形増幅回路は、入力信号がゲート電極あるいは
ベース電極に供給される一方型の第１のトランジスタの
ソース電極あるいはエミッタ電極と、入力信号がレベル
シフト回路でレベルシフトされてゲート電極あるいはベ
ース電極に供給される他方型の第２のトランジスタのソ
ース電極あるいはエミッタ電極とが接続されることによ
り構成された第１のプッシュプル増幅回路と、反転され
た入力信号がゲート電極あるいはベース電極に供給され
る一方型の第３のトランジスタのソース電極あるいはエ
ミッタ電極と、前記レベルシフト回路でレベルシフトさ
れた入力電圧が反転されてゲート電極あるいはベース電
極に供給される他方型の第４のトランジスタのソース電
極あるいはエミッタ電極とが接続されることにより構成
された第２のプッシュプル増幅回路と、前記第１のトラ
ンジスタと第２のトランジスタの接続点と、前記第３の
トランジスタと第４のトランジスタの接続点とを接続す
ると共に、この接続点とアース間に接続された負荷回路
とを備えている。
第２の線形増幅回路は、入力信号がゲート電極あるいは
ベース電極に供給される一方型の第１のトランジスタの
ソース電極あるいはエミッタ電極と、入力信号がレベル
シフト回路でレベルシフトされてゲート電極あるいはベ
ース電極に供給される他方型の第２のトランジスタのソ
ース電極あるいはエミッタ電極とが接続されることによ
り構成された第１のプッシュプル増幅回路と、反転され
た入力信号がゲート電極あるいはベース電極に供給され
る一方型の第３のトランジスタのソース電極あるいはエ
ミッタ電極と、前記レベルシフト回路でレベルシフトさ
れた入力電圧が反転されてゲート電極あるいはベース電
極に供給される他方型の第４のトランジスタのソース電
極あるいはエミッタ電極とが接続されることにより構成
された第２のプッシュプル増幅回路と、前記第１のトラ
ンジスタと第２のトランジスタの接続点と、前記第３の
トランジスタと第４のトランジスタの接続点とを接続す
ると共に、この接続点とアース間に接続された負荷回路
とを備えている。
【００１９】また、上記本発明の第２の線形増幅回路に
おいて、前記レベルシフト回路におけるレベルシフト量
を可変することにより、前記負荷回路に流れる電流の変
化の傾きを所望の傾きに設定するようにしてもよい。さ
らに、上記本発明の第２の線形増幅回路において、前記
第１のトランジスタが非能動状態から能動状態に移行す
る入力信号電圧値と、前記第３のトランジスタが非能動
状態から能動状態に移行する入力信号電圧値とが等しく
されていると共に、前記第２のトランジスタが非能動状
態から能動状態に移行する入力信号電圧値と、前記第４
のトランジスタが非能動状態から能動状態に移行する入
力信号電圧値とが等しくされていてもよい。
おいて、前記レベルシフト回路におけるレベルシフト量
を可変することにより、前記負荷回路に流れる電流の変
化の傾きを所望の傾きに設定するようにしてもよい。さ
らに、上記本発明の第２の線形増幅回路において、前記
第１のトランジスタが非能動状態から能動状態に移行す
る入力信号電圧値と、前記第３のトランジスタが非能動
状態から能動状態に移行する入力信号電圧値とが等しく
されていると共に、前記第２のトランジスタが非能動状
態から能動状態に移行する入力信号電圧値と、前記第４
のトランジスタが非能動状態から能動状態に移行する入
力信号電圧値とが等しくされていてもよい。
【００２０】さらにまた、上記本発明の第１および第２
の線形増幅回路において、前記入力信号電圧がＶｏから
一方向へ変化した際には、前記第１のトランジスタに流
れる出力電流が変化すると共に、前記第３のトランジス
タに流れる出力電流は変化せず、前記入力信号電圧がＶ
ｏから他方向へ変化した際には、前記第３のトランジス
タに流れる出力電流が変化すると共に、前記第１のトラ
ンジスタに流れる出力電流は変化せず、前記入力信号電
圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）から一方向へ変化した際には、前記
第４のトランジスタに流れる出力電流が変化すると共
に、前記第２のトランジスタに流れる出力電流は変化せ
ず、前記入力信号電圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）から他方向へ変
化した際には、前記第２のトランジスタに流れる出力電
流が変化すると共に、前記第４のトランジスタに流れる
出力電流は変化しないようにされていてもよい。
の線形増幅回路において、前記入力信号電圧がＶｏから
一方向へ変化した際には、前記第１のトランジスタに流
れる出力電流が変化すると共に、前記第３のトランジス
タに流れる出力電流は変化せず、前記入力信号電圧がＶ
ｏから他方向へ変化した際には、前記第３のトランジス
タに流れる出力電流が変化すると共に、前記第１のトラ
ンジスタに流れる出力電流は変化せず、前記入力信号電
圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）から一方向へ変化した際には、前記
第４のトランジスタに流れる出力電流が変化すると共
に、前記第２のトランジスタに流れる出力電流は変化せ
ず、前記入力信号電圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）から他方向へ変
化した際には、前記第２のトランジスタに流れる出力電
流が変化すると共に、前記第４のトランジスタに流れる
出力電流は変化しないようにされていてもよい。
【００２１】このような本発明によれば、正電流を負荷
回路に供給するトランジスタと負電流を負荷に供給する
トランジスタとを縦続接続した第１のプッシュプル増幅
回路に加えて、正電流を補償するトランジスタと負電流
を補償するトランジスタとを縦続接続した第２のプッシ
ュプル増幅回路を設けて、第１のプッシュプル増幅回路
の出力電流を第２のプッシュプル増幅回路の出力電流に
より補償するようにしたので、全ての入力信号電圧の範
囲において線形性を確保することができるようになる。
また、負電流を負荷回路に供給するトランジスタと正電
流を補償するトランジスタに、レベルシフト回路を介し
て入力信号電圧を供給するようにしており、そのレベル
シフト量を変更することにより、線形増幅器の利得を任
意の利得になるように調整することができる。
回路に供給するトランジスタと負電流を負荷に供給する
トランジスタとを縦続接続した第１のプッシュプル増幅
回路に加えて、正電流を補償するトランジスタと負電流
を補償するトランジスタとを縦続接続した第２のプッシ
ュプル増幅回路を設けて、第１のプッシュプル増幅回路
の出力電流を第２のプッシュプル増幅回路の出力電流に
より補償するようにしたので、全ての入力信号電圧の範
囲において線形性を確保することができるようになる。
また、負電流を負荷回路に供給するトランジスタと正電
流を補償するトランジスタに、レベルシフト回路を介し
て入力信号電圧を供給するようにしており、そのレベル
シフト量を変更することにより、線形増幅器の利得を任
意の利得になるように調整することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明の線形増幅回路の実施の形
態における第１の回路構成を図１に示す。図１に示す線
形増幅回路において、正電流供給用Ｎ型電界効果トラン
ジスタ１１のドレインは正電源供給端子１０１に接続さ
れ、そのゲートは入力端子１０３に接続され、そのソー
スは負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のドレ
インに接続されている。また、負電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１２のドレインは正電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１１のソースに接続され、ゲートは第
１のレベルシフト回路３０の出力端子に接続され、ソー
スは負電源供給端子１０２に接続されている。このよう
に、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１と負電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２とが縦続に接続
されて第１のプッシュプル増幅回路が構成されている。
態における第１の回路構成を図１に示す。図１に示す線
形増幅回路において、正電流供給用Ｎ型電界効果トラン
ジスタ１１のドレインは正電源供給端子１０１に接続さ
れ、そのゲートは入力端子１０３に接続され、そのソー
スは負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２のドレ
インに接続されている。また、負電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１２のドレインは正電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１１のソースに接続され、ゲートは第
１のレベルシフト回路３０の出力端子に接続され、ソー
スは負電源供給端子１０２に接続されている。このよう
に、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１と負電
流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２とが縦続に接続
されて第１のプッシュプル増幅回路が構成されている。
【００２３】また、正補償電流供給用Ｎ型電界効果トラ
ンジスタ１７のドレインは正電源供給端子１０１に接続
され、そのゲートは増幅度１の反転増幅器１３の出力端
子に接続され、そのソースが負補償電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１８のドレインに接続されている。さ
らに、負補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８
のドレインは正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１７のソースに接続され、そのゲートは第２のレベル
シフト回路３１の出力端子に接続され、ソースは負電源
供給端子１０２に接続されている。このように、正補償
電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７と負補償電流
供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８とが縦続に接続さ
れて第２のプッシュプル増幅回路が構成されている。さ
らにまた、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１
のソースと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
のドレインとの接続部と、正補償電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１７のソースと負補償電流供給用Ｎ型電
界効果トランジスタ１８のドレインとの接続部とが接続
され、この接続点と接地端子２００間に負荷回路１０が
接続されている。なお、増幅度１の反転増幅器１３およ
び第２レベルシフト回路３１には入力端子１０３から入
力された電圧信号が印加され、増幅度１の反転増幅器１
３の出力は第１のレベルシフト回路３０に印加される。
ンジスタ１７のドレインは正電源供給端子１０１に接続
され、そのゲートは増幅度１の反転増幅器１３の出力端
子に接続され、そのソースが負補償電流供給用Ｎ型電界
効果トランジスタ１８のドレインに接続されている。さ
らに、負補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８
のドレインは正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジス
タ１７のソースに接続され、そのゲートは第２のレベル
シフト回路３１の出力端子に接続され、ソースは負電源
供給端子１０２に接続されている。このように、正補償
電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７と負補償電流
供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８とが縦続に接続さ
れて第２のプッシュプル増幅回路が構成されている。さ
らにまた、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１
のソースと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
のドレインとの接続部と、正補償電流供給用Ｎ型電界効
果トランジスタ１７のソースと負補償電流供給用Ｎ型電
界効果トランジスタ１８のドレインとの接続部とが接続
され、この接続点と接地端子２００間に負荷回路１０が
接続されている。なお、増幅度１の反転増幅器１３およ
び第２レベルシフト回路３１には入力端子１０３から入
力された電圧信号が印加され、増幅度１の反転増幅器１
３の出力は第１のレベルシフト回路３０に印加される。
【００２４】次に、図１に示す本発明の線形増幅器の動
作を説明する。図５および図６に示す従来の増幅回路で
は、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１に流れ
るドレイン電流Iaと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２に流れるドレイン電流Ibを合成することによ
り、図７に示すように入力される入力信号電圧Vinに対
して線形となる負荷電流ＩLの領域を確保していた。こ
の場合、ドレイン電流Iaまたはドレイン電流Ibが０にな
る点、すなわち前述したように０≦Vin≦（Vd−Vss）の
領域では正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１と
負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２の両者にド
レイン電流が流れているため合成された電流として供給
される負荷電流ＩLは線形性が確保できる。しかし、Vin
＜０およびVin＞（Vd−Vss）の領域では正電流供給用Ｎ
型電界効果トランジスタ１１あるいは負電流供給用Ｎ型
電界効果トランジスタ１２の一方のみにドレイン電流が
流れる。このため、使用している電界トランジスタの出
力特性（２次関数特性）がそのままＩLの特性として現
れ非線形になってしまうことになっていた。
作を説明する。図５および図６に示す従来の増幅回路で
は、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１に流れ
るドレイン電流Iaと負電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１２に流れるドレイン電流Ibを合成することによ
り、図７に示すように入力される入力信号電圧Vinに対
して線形となる負荷電流ＩLの領域を確保していた。こ
の場合、ドレイン電流Iaまたはドレイン電流Ibが０にな
る点、すなわち前述したように０≦Vin≦（Vd−Vss）の
領域では正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１と
負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２の両者にド
レイン電流が流れているため合成された電流として供給
される負荷電流ＩLは線形性が確保できる。しかし、Vin
＜０およびVin＞（Vd−Vss）の領域では正電流供給用Ｎ
型電界効果トランジスタ１１あるいは負電流供給用Ｎ型
電界効果トランジスタ１２の一方のみにドレイン電流が
流れる。このため、使用している電界トランジスタの出
力特性（２次関数特性）がそのままＩLの特性として現
れ非線形になってしまうことになっていた。
【００２５】そこで、本発明にかかる第１の線形増幅回
路では、入力信号電圧Vinの値によらず負荷電流ＩLを線
形にするために、補償用電流源として正補償電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１７と負補償電流供給用Ｎ型
電界効果トランジスタ１８を設けている。これらのトラ
ンジスタ１７，１８に流れる負電流を補償する補償ドレ
イン電流Ia’、および、正電流を補償するドレイン電流
Ib’と、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１お
よび負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２に流れ
るドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibとの関係の一例
を図２に示す。ここでドレイン電流Iaおよびドレイン電
流Ibは、第１のレベルシフト回路３０のレベルシフト量
をVdとし、図７で示した従来例と同じ（Vd−Vss）＝５
〔Ｖ〕、Ｋ＝１、Vth＝０〔Ｖ〕を与えた時の特性であ
る。ドレイン電流Ia’はドレイン電流Iaが０となる点
（Vin＝０）を基準にして縦軸に対して線対称としてい
る。また、第２のレベルシフト回路３１のレベルシフト
量をVdiとし、（Vdi−Vss）＝−５〔Ｖ〕とすること
で、ドレイン電流Ib’をドレイン電流Ibが０となる点
（Vin＝５〔Ｖ〕）を基準にして同じく縦軸に対して線
対称としている。すなわち、（Vd−Vss）の電圧値と、
（Vdi−Vss）の電圧値とは絶対値が等しく正負の極性が
逆極性となる。
路では、入力信号電圧Vinの値によらず負荷電流ＩLを線
形にするために、補償用電流源として正補償電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１７と負補償電流供給用Ｎ型
電界効果トランジスタ１８を設けている。これらのトラ
ンジスタ１７，１８に流れる負電流を補償する補償ドレ
イン電流Ia’、および、正電流を補償するドレイン電流
Ib’と、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１お
よび負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２に流れ
るドレイン電流Iaおよびドレイン電流Ibとの関係の一例
を図２に示す。ここでドレイン電流Iaおよびドレイン電
流Ibは、第１のレベルシフト回路３０のレベルシフト量
をVdとし、図７で示した従来例と同じ（Vd−Vss）＝５
〔Ｖ〕、Ｋ＝１、Vth＝０〔Ｖ〕を与えた時の特性であ
る。ドレイン電流Ia’はドレイン電流Iaが０となる点
（Vin＝０）を基準にして縦軸に対して線対称としてい
る。また、第２のレベルシフト回路３１のレベルシフト
量をVdiとし、（Vdi−Vss）＝−５〔Ｖ〕とすること
で、ドレイン電流Ib’をドレイン電流Ibが０となる点
（Vin＝５〔Ｖ〕）を基準にして同じく縦軸に対して線
対称としている。すなわち、（Vd−Vss）の電圧値と、
（Vdi−Vss）の電圧値とは絶対値が等しく正負の極性が
逆極性となる。
【００２６】負荷電流ＩLは、それぞれの電界効果トラ
ンジスタ１１，１２，１７，１８に流れる電流の総和で
あるから、 ＩL＝Ia＋Ia’＋Ib＋Ib’ （２４） で表される。Ia＋Ia’およびIb＋Ib’は、図２に示すよ
うにVin＝０を基準にして縦軸に対して線対称となるの
で、 Ia＋Ia’＝Vin2 （２５） Ib＋Ib’＝−（Vin−５）2 （２６） となる。従って、（２５）式および（２６）式を（２
４）式に代入すると、 ＩL＝Vin2−（Vin−５）2＝１０・Vin−２５ （２７） となる。ここで、（２７）式をVinで微分すると、 ＩL’＝１０ （２８） となり、負荷電流ＩLは傾き１０の直線となることが分
かる。このことから、本発明にかかる第１の線形増幅回
路は、図２に示すように入力信号電圧Vinに依存せず全
ての入力信号電圧値に対して線形であることが分かる。
ンジスタ１１，１２，１７，１８に流れる電流の総和で
あるから、 ＩL＝Ia＋Ia’＋Ib＋Ib’ （２４） で表される。Ia＋Ia’およびIb＋Ib’は、図２に示すよ
うにVin＝０を基準にして縦軸に対して線対称となるの
で、 Ia＋Ia’＝Vin2 （２５） Ib＋Ib’＝−（Vin−５）2 （２６） となる。従って、（２５）式および（２６）式を（２
４）式に代入すると、 ＩL＝Vin2−（Vin−５）2＝１０・Vin−２５ （２７） となる。ここで、（２７）式をVinで微分すると、 ＩL’＝１０ （２８） となり、負荷電流ＩLは傾き１０の直線となることが分
かる。このことから、本発明にかかる第１の線形増幅回
路は、図２に示すように入力信号電圧Vinに依存せず全
ての入力信号電圧値に対して線形であることが分かる。
【００２７】また、本発明にかかる第１の線形増幅回路
は、第１のレベルシフト回路３０のレベルシフト量Vdと
第２のレベルシフト回路３１のレベルシフト量Vdiを変
更することにより、負荷電流ＩLの傾きを変更すること
が可能となる。負荷電流ＩLの傾きＩL’は入力信号電圧
Vinの変化に対する負荷電流ＩLの変化の割合であるから
利得であり、レベルシフト量Vdとレベルシフト量Vdiを
変更することにより、利得ＩL’を調整することができ
る。すなわち、（Vd−Vss）および（Vdi−Vss）の電圧
値を選択する（ドレイン電流Ibとドレイン電流Ib’が０
〔Ａ〕となる入力信号電圧Vinを変える）ことにより利
得ＩL’を変更することができる。利得ＩL’を調整する
ことができることを図３に示す例を参照しながら説明す
る。
は、第１のレベルシフト回路３０のレベルシフト量Vdと
第２のレベルシフト回路３１のレベルシフト量Vdiを変
更することにより、負荷電流ＩLの傾きを変更すること
が可能となる。負荷電流ＩLの傾きＩL’は入力信号電圧
Vinの変化に対する負荷電流ＩLの変化の割合であるから
利得であり、レベルシフト量Vdとレベルシフト量Vdiを
変更することにより、利得ＩL’を調整することができ
る。すなわち、（Vd−Vss）および（Vdi−Vss）の電圧
値を選択する（ドレイン電流Ibとドレイン電流Ib’が０
〔Ａ〕となる入力信号電圧Vinを変える）ことにより利
得ＩL’を変更することができる。利得ＩL’を調整する
ことができることを図３に示す例を参照しながら説明す
る。
【００２８】図３（ａ）は、（Vd−Vss）を１０〔Ｖ〕
とし、（Vdi−Vss）を−１０〔Ｖ〕とした場合であり、
この場合はドレイン電流（Ia＋Ia’）の特性曲線はａに
示すようになり、ドレイン電流（Ib＋Ib’）の特性曲線
はｂに示すようになる。この場合は、負荷電流ＩL1の傾
きである利得ＩL1’は２０となる。また、図３（ｂ）に
示すように（Vd−Vss）を変更して２０〔Ｖ〕、（Vdi−
Vss）を−２０〔Ｖ〕とすると、ドレイン電流（Ia＋I
a’）の特性曲線はａに示すようになり、ドレイン電流
（Ib＋Ib’）の特性曲線はｂに示すように離れるように
なる。この場合は、負荷電流ＩL2の傾きである利得
ＩL2’は４０に上昇する。さらに、（Vd−Vss）を変更
して４〔Ｖ〕、（Vdi−Vss）を−４〔Ｖ〕とすると、ド
レイン電流（Ia＋Ia’）の特性曲線はａに示すようにな
り、ドレイン電流（Ib＋Ib’）の特性曲線はｂに示すよ
うに近づくようになる。この場合は、負荷電流ＩL3の傾
きである利得ＩL3’は８と低下する。
とし、（Vdi−Vss）を−１０〔Ｖ〕とした場合であり、
この場合はドレイン電流（Ia＋Ia’）の特性曲線はａに
示すようになり、ドレイン電流（Ib＋Ib’）の特性曲線
はｂに示すようになる。この場合は、負荷電流ＩL1の傾
きである利得ＩL1’は２０となる。また、図３（ｂ）に
示すように（Vd−Vss）を変更して２０〔Ｖ〕、（Vdi−
Vss）を−２０〔Ｖ〕とすると、ドレイン電流（Ia＋I
a’）の特性曲線はａに示すようになり、ドレイン電流
（Ib＋Ib’）の特性曲線はｂに示すように離れるように
なる。この場合は、負荷電流ＩL2の傾きである利得
ＩL2’は４０に上昇する。さらに、（Vd−Vss）を変更
して４〔Ｖ〕、（Vdi−Vss）を−４〔Ｖ〕とすると、ド
レイン電流（Ia＋Ia’）の特性曲線はａに示すようにな
り、ドレイン電流（Ib＋Ib’）の特性曲線はｂに示すよ
うに近づくようになる。この場合は、負荷電流ＩL3の傾
きである利得ＩL3’は８と低下する。
【００２９】このように、（Vd−Vss）と（Vdi−Vss）
の絶対値を大きくすると、特性曲線ａと特性曲線ｂとが
離れるようになり、利得ＩL’を大きくすることがで
き、逆に（Vd−Vss）と（Vdi−Vss）の絶対値を小さく
すると、特性曲線ａと特性曲線ｂとが近づくようにな
り、利得ＩL’を小さくすることができる。さらに、（V
d−Vss）と（Vdi−Vss）の値を０〔Ｖ〕とすると利得Ｉ
L’は０となり、（Vd−Vss）を負電圧とし、（Vdi−Vs
s）を正電圧とすると利得ＩL’は傾きが負となることか
ら、利得ＩL’も負とすることができる。すなわち、正
の利得から負の利得までの任意の利得とすることができ
る。この場合、レベルシフト量Vd、Vdiまたは負電源電
圧Vssの電圧値を外部より制御し、（Vd−Vss）と（Vdi
−Vss）の電圧値を変えることにより、本発明にかかる
第１の線形増幅器を可変利得増幅回路として使用するこ
ともできる。なお、（Vd−Vss）と（Vdi−Vss）の電圧
値とは絶対値がほぼ等しく正負の極性が逆極性となるよ
うに可変する。
の絶対値を大きくすると、特性曲線ａと特性曲線ｂとが
離れるようになり、利得ＩL’を大きくすることがで
き、逆に（Vd−Vss）と（Vdi−Vss）の絶対値を小さく
すると、特性曲線ａと特性曲線ｂとが近づくようにな
り、利得ＩL’を小さくすることができる。さらに、（V
d−Vss）と（Vdi−Vss）の値を０〔Ｖ〕とすると利得Ｉ
L’は０となり、（Vd−Vss）を負電圧とし、（Vdi−Vs
s）を正電圧とすると利得ＩL’は傾きが負となることか
ら、利得ＩL’も負とすることができる。すなわち、正
の利得から負の利得までの任意の利得とすることができ
る。この場合、レベルシフト量Vd、Vdiまたは負電源電
圧Vssの電圧値を外部より制御し、（Vd−Vss）と（Vdi
−Vss）の電圧値を変えることにより、本発明にかかる
第１の線形増幅器を可変利得増幅回路として使用するこ
ともできる。なお、（Vd−Vss）と（Vdi−Vss）の電圧
値とは絶対値がほぼ等しく正負の極性が逆極性となるよ
うに可変する。
【００３０】なお、上記した本発明にかかる第１の線形
増幅器では、Ｎ型電界効果トランジスタにより回路を構
成したが、正電源Vddと負電源Vssの正負の極性を逆極性
とすることにより、Ｐ型の電界効果トランジスタで回路
を構成することができる。上記した本発明にかかる第１
の線形増幅器における電界効果トランジスタはしきい値
電圧を０〔Ｖ〕としたが、エンハンスメント型でもデプ
レッション型であってもよい。このようにしきい値電圧
が０〔Ｖ〕でない場合は、図２に示す電流関係を満足す
るように第１のレベルシフト回路３０および第２のレベ
ルシフト回路３１のレベルシフト量を調整すると共に、
正補償電流供給用電界効果トランジスタ１７のゲートに
しきい値電圧に応じたレベルシフト量のレベルシフト回
路を設ければよい。また、電界効果トランジスタは、Ｍ
ＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）、ＭＩＳ（Metal I
nsulator Semiconductor）等の絶縁ゲート型、ＭＥＳ
（Metal Semiconductor ）、ＳＩＴ（Static induction
Transistor）等のジャンクション型のいずれでもよ
い。
増幅器では、Ｎ型電界効果トランジスタにより回路を構
成したが、正電源Vddと負電源Vssの正負の極性を逆極性
とすることにより、Ｐ型の電界効果トランジスタで回路
を構成することができる。上記した本発明にかかる第１
の線形増幅器における電界効果トランジスタはしきい値
電圧を０〔Ｖ〕としたが、エンハンスメント型でもデプ
レッション型であってもよい。このようにしきい値電圧
が０〔Ｖ〕でない場合は、図２に示す電流関係を満足す
るように第１のレベルシフト回路３０および第２のレベ
ルシフト回路３１のレベルシフト量を調整すると共に、
正補償電流供給用電界効果トランジスタ１７のゲートに
しきい値電圧に応じたレベルシフト量のレベルシフト回
路を設ければよい。また、電界効果トランジスタは、Ｍ
ＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）、ＭＩＳ（Metal I
nsulator Semiconductor）等の絶縁ゲート型、ＭＥＳ
（Metal Semiconductor ）、ＳＩＴ（Static induction
Transistor）等のジャンクション型のいずれでもよ
い。
【００３１】また、Ｎ型電界効果トランジスタをＮＰＮ
型バイポーラトランジスタに置換することもできる。こ
の場合は、ドレインをコレクタに、ゲートをベースに、
ソースをエミッタに置き換え、図２に示す電流関係を満
足するように第１のレベルシフト回路３０および第２の
レベルシフト回路３１のレベルシフト量を調整すること
により同様の効果を得ることができる。但し、使用する
ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのコレクタ電流が流れ
始めるベース・エミッタ間電圧Vbe（シリコントランジ
スタの場合には０．８〔Ｖ〕程度）に相当するレベルシ
フト量を持つレベルシフト回路をそれぞれのＮＰＮ型バ
イポーラトランジスタのベースに挿入する必要がある。
また、正電源と負電源の正負の極性を反転させることに
より、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタに替えてＰＮＰ
型バイポーラトランジスタを用いることもできる。さら
に、電界効果トランジスタに替えてＨＥＭＴ（High Ele
ctron Mobility Transistor）やＨＢＴ（Heterojunctio
n Bipolar Transistor）を使用してもよい。
型バイポーラトランジスタに置換することもできる。こ
の場合は、ドレインをコレクタに、ゲートをベースに、
ソースをエミッタに置き換え、図２に示す電流関係を満
足するように第１のレベルシフト回路３０および第２の
レベルシフト回路３１のレベルシフト量を調整すること
により同様の効果を得ることができる。但し、使用する
ＮＰＮ型バイポーラトランジスタのコレクタ電流が流れ
始めるベース・エミッタ間電圧Vbe（シリコントランジ
スタの場合には０．８〔Ｖ〕程度）に相当するレベルシ
フト量を持つレベルシフト回路をそれぞれのＮＰＮ型バ
イポーラトランジスタのベースに挿入する必要がある。
また、正電源と負電源の正負の極性を反転させることに
より、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタに替えてＰＮＰ
型バイポーラトランジスタを用いることもできる。さら
に、電界効果トランジスタに替えてＨＥＭＴ（High Ele
ctron Mobility Transistor）やＨＢＴ（Heterojunctio
n Bipolar Transistor）を使用してもよい。
【００３２】次に、本発明にかかる第２の線形増幅回路
の回路構成を図４に示す。図４に示すように、正電流供
給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレインが正電源
供給端子１０１に接続され、そのゲートが入力端子１０
３に接続され、そのソースが負電流供給用Ｐ型電界効果
トランジスタ２０のソースに接続されており、負電流供
給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０のソースが正電流供
給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のソースに接続さ
れ、そのゲートがレベルシフト回路１６の出力端子に接
続され、そのドレインが負電源供給端子１０２に接続さ
れて、第１のプッシュプル増幅回路が構成されている。
また、正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７
のドレインが正電源供給端子１０２に接続され、そのゲ
ートが増幅度１の第１の反転増幅器１３−１の出力端子
に接続され、そのソースが負補償電流供給用Ｐ型電界効
果トランジスタ２２のソースに接続されており、負補償
電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２のソースが正
補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７のソース
に接続され、そのゲートが増幅度１の第２の反転増幅器
１３−２の出力端子に接続され、そのドレインが負電源
供給端子１０３に接続されて第２のプッシュプル増幅回
路が構成されている。
の回路構成を図４に示す。図４に示すように、正電流供
給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のドレインが正電源
供給端子１０１に接続され、そのゲートが入力端子１０
３に接続され、そのソースが負電流供給用Ｐ型電界効果
トランジスタ２０のソースに接続されており、負電流供
給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０のソースが正電流供
給用Ｎ型電界効果トランジスタ１１のソースに接続さ
れ、そのゲートがレベルシフト回路１６の出力端子に接
続され、そのドレインが負電源供給端子１０２に接続さ
れて、第１のプッシュプル増幅回路が構成されている。
また、正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７
のドレインが正電源供給端子１０２に接続され、そのゲ
ートが増幅度１の第１の反転増幅器１３−１の出力端子
に接続され、そのソースが負補償電流供給用Ｐ型電界効
果トランジスタ２２のソースに接続されており、負補償
電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２のソースが正
補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１７のソース
に接続され、そのゲートが増幅度１の第２の反転増幅器
１３−２の出力端子に接続され、そのドレインが負電源
供給端子１０３に接続されて第２のプッシュプル増幅回
路が構成されている。
【００３３】また、正電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１１のソースと負電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２０のソースの接続部と、正補償電流供給用Ｎ型電
界効果トランジスタ１７のソースと負補償電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２２のソースの接続部とが接続
され、この接続部と接地端子２００間に負荷回路１０が
接続されている。さらに、入力端子１０３から入力され
る入力信号電圧Vinは、レベルシフト回路１６および増
幅度１の第１の反転増幅器１３−１にも印加され、レベ
ルシフト回路１６の出力は増幅度１の第２の反転増幅器
１３−２にも印加されている。
スタ１１のソースと負電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２０のソースの接続部と、正補償電流供給用Ｎ型電
界効果トランジスタ１７のソースと負補償電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２２のソースの接続部とが接続
され、この接続部と接地端子２００間に負荷回路１０が
接続されている。さらに、入力端子１０３から入力され
る入力信号電圧Vinは、レベルシフト回路１６および増
幅度１の第１の反転増幅器１３−１にも印加され、レベ
ルシフト回路１６の出力は増幅度１の第２の反転増幅器
１３−２にも印加されている。
【００３４】図４に示す本発明にかかる第２の線形増幅
回路は、図１に示す前記した本発明にかかる第１の線形
増幅回路の負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
および負補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８
を、それぞれ負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２
０と負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２に
置き換えることにより、本発明にかかる第１の線形増幅
回路と同様の作用効果を得ている。
回路は、図１に示す前記した本発明にかかる第１の線形
増幅回路の負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１２
および負補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ１８
を、それぞれ負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２
０と負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２に
置き換えることにより、本発明にかかる第１の線形増幅
回路と同様の作用効果を得ている。
【００３５】すなわち、図４に示す本発明にかかる線形
増幅回路では、正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１７のゲートには増幅度１の第１の反転増幅器１３
−１を挿入して、入力信号電圧VinがVin＜０の領域でド
レイン電流Ia’が流れるようにしている。また、負荷回
路１０での電圧効果が小さいと仮定し、レベルシフト回
路１６のレベルシフト量をVdとすれば、負電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２０のゲート・ソース間電圧Vg
scは、 Vgsc＝Vin＋Vd−０＝Vin＋Vd （２９） となる。一方、負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２２のゲート・ソース間電圧Vgsdは、そのトランジ
スタ２２のゲートに増幅度１の第２の反転増幅器１３−
２が挿入されているため、Vgsdの極性は反転されて、 Vgsd＝−（Vin＋Vd）−０＝−（Vin＋Vd） （３０） となる。
増幅回路では、正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジ
スタ１７のゲートには増幅度１の第１の反転増幅器１３
−１を挿入して、入力信号電圧VinがVin＜０の領域でド
レイン電流Ia’が流れるようにしている。また、負荷回
路１０での電圧効果が小さいと仮定し、レベルシフト回
路１６のレベルシフト量をVdとすれば、負電流供給用Ｐ
型電界効果トランジスタ２０のゲート・ソース間電圧Vg
scは、 Vgsc＝Vin＋Vd−０＝Vin＋Vd （２９） となる。一方、負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジ
スタ２２のゲート・ソース間電圧Vgsdは、そのトランジ
スタ２２のゲートに増幅度１の第２の反転増幅器１３−
２が挿入されているため、Vgsdの極性は反転されて、 Vgsd＝−（Vin＋Vd）−０＝−（Vin＋Vd） （３０） となる。
【００３６】ここで、しきい電圧Vth＝０とすると、Vgs
c＝Vgsd＝０においてドレイン電流Ibおよびドレイン電
流Ib’が流れ始める。この場合、ドレイン電流Ibおよび
ドレイン電流Ib’が流れ始める入力信号電圧Vinは（２
９）式および（３０）式のゲート・ソース間電圧Vgscと
ゲート・ソース間電圧Vgsdに０を代入すればよいから、 Vin＝−Vd （３１） となる。この（３１）式より入力信号電圧VinはVin＝−
Vdの時に、ドレイン電流Ibおよびドレイン電流Ib’が共
に０となり、Vin＜−Vdの電圧範囲ではゲート・ソース
間電圧VgscがVgsc＜０となるため、ドレイン電流Ibが流
れるようになる。さらに、入力信号電圧VinがVin＞−Vd
の電圧範囲ではゲート・ソース間電圧VgsdがVgsd＜０と
なるため、ドレイン電流Ib’が流れるようになる。この
ように、図２に示す電流特性に一致させるにはレベルシ
フト量VdをVd＝−５〔Ｖ〕にすればよく、ドレイン電流
Ibとドレイン電流Ib’について図２示す電流特性に一致
するようになる。以上の構成により、本発明の第２の線
形増幅回路は、本発明の第１の線形増幅回路と同様の効
果を得ることができる。
c＝Vgsd＝０においてドレイン電流Ibおよびドレイン電
流Ib’が流れ始める。この場合、ドレイン電流Ibおよび
ドレイン電流Ib’が流れ始める入力信号電圧Vinは（２
９）式および（３０）式のゲート・ソース間電圧Vgscと
ゲート・ソース間電圧Vgsdに０を代入すればよいから、 Vin＝−Vd （３１） となる。この（３１）式より入力信号電圧VinはVin＝−
Vdの時に、ドレイン電流Ibおよびドレイン電流Ib’が共
に０となり、Vin＜−Vdの電圧範囲ではゲート・ソース
間電圧VgscがVgsc＜０となるため、ドレイン電流Ibが流
れるようになる。さらに、入力信号電圧VinがVin＞−Vd
の電圧範囲ではゲート・ソース間電圧VgsdがVgsd＜０と
なるため、ドレイン電流Ib’が流れるようになる。この
ように、図２に示す電流特性に一致させるにはレベルシ
フト量VdをVd＝−５〔Ｖ〕にすればよく、ドレイン電流
Ibとドレイン電流Ib’について図２示す電流特性に一致
するようになる。以上の構成により、本発明の第２の線
形増幅回路は、本発明の第１の線形増幅回路と同様の効
果を得ることができる。
【００３７】なお、上記本発明の第２の線形増幅器にお
いて、電界効果トランジスタに替えてバイポーラトラン
ジスタを用いることもできる。すなわち、正電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１１および正補償電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１７のそれぞれを、第１およ
び第３のＮＰＮ型バイポーラトランジスタに置換すると
共に、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０およ
び負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２のそ
れぞれを、第２および第４のＰＮＰ型バイポーラトラン
ジスタに置換する。さらに、正電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１１および正補償電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１７の各々のドレイン、ゲートおよびソー
スに対応して、第１および第３のＮＰＮ型バイポーラト
ランジスタのコレクタ、ベースおよびエミッタを接続
し、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０および
負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２の各々
のドレイン、ゲートおよびソースに対応して第２および
第４のＰＮＰ型バイポーラトランジスタのコレクタ、ベ
ースおよびエミッタを接続する。そして、レベルシフト
回路１６のレベルシフト量を調整することにより図２に
示す電流関係の線形増幅回路とすることができる。但
し、使用するＮＰＮ型バイポーラトランジスタもしくは
ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのコレクタ電流が流れ
始めるベース・エミッタ間電圧Vbe（シリコントランジ
スタの場合には０．８〔Ｖ〕程度）に相当するレベルシ
フト量を持つレベルシフト回路をそれぞれのＮＰＮ型バ
イポーラトランジスタもしくはＰＮＰ型バイポーラトラ
ンジスタのベースに挿入する必要がある。
いて、電界効果トランジスタに替えてバイポーラトラン
ジスタを用いることもできる。すなわち、正電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１１および正補償電流供給用
Ｎ型電界効果トランジスタ１７のそれぞれを、第１およ
び第３のＮＰＮ型バイポーラトランジスタに置換すると
共に、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０およ
び負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２のそ
れぞれを、第２および第４のＰＮＰ型バイポーラトラン
ジスタに置換する。さらに、正電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１１および正補償電流供給用Ｎ型電界効果
トランジスタ１７の各々のドレイン、ゲートおよびソー
スに対応して、第１および第３のＮＰＮ型バイポーラト
ランジスタのコレクタ、ベースおよびエミッタを接続
し、負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２０および
負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ２２の各々
のドレイン、ゲートおよびソースに対応して第２および
第４のＰＮＰ型バイポーラトランジスタのコレクタ、ベ
ースおよびエミッタを接続する。そして、レベルシフト
回路１６のレベルシフト量を調整することにより図２に
示す電流関係の線形増幅回路とすることができる。但
し、使用するＮＰＮ型バイポーラトランジスタもしくは
ＰＮＰ型バイポーラトランジスタのコレクタ電流が流れ
始めるベース・エミッタ間電圧Vbe（シリコントランジ
スタの場合には０．８〔Ｖ〕程度）に相当するレベルシ
フト量を持つレベルシフト回路をそれぞれのＮＰＮ型バ
イポーラトランジスタもしくはＰＮＰ型バイポーラトラ
ンジスタのベースに挿入する必要がある。
【００３８】また、上記した本発明にかかる第２の線形
増幅器における電界効果トランジスタはしきい値電圧を
０〔Ｖ〕としたが、エンハンスメント型でもデプレッシ
ョン型であってもよい。このようにしきい値電圧が０
〔Ｖ〕でない場合は、図２に示す電流関係を満足するよ
うにレベルシフト回路１６のレベルシフト量を調整する
と共に、正補償電流供給用電界効果トランジスタ１７お
よび負補償電流供給用電界効果トランジスタ２２のゲー
トにしきい値電圧に応じてレベルシフト量が設定された
レベルシフト回路を設ければよい。さらに、図４に示す
Ｎ型電界効果トランジスタおよびＰ型電界効果トランジ
スタは、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）、ＭＩ
Ｓ（Metal Insulator Semiconductor）等の絶縁ゲート
型、ＭＥＳ（Metal Semiconductor ）、ＳＩＴ（Static
induction Transistor）等のジャンクション型のいず
れでもよい。
増幅器における電界効果トランジスタはしきい値電圧を
０〔Ｖ〕としたが、エンハンスメント型でもデプレッシ
ョン型であってもよい。このようにしきい値電圧が０
〔Ｖ〕でない場合は、図２に示す電流関係を満足するよ
うにレベルシフト回路１６のレベルシフト量を調整する
と共に、正補償電流供給用電界効果トランジスタ１７お
よび負補償電流供給用電界効果トランジスタ２２のゲー
トにしきい値電圧に応じてレベルシフト量が設定された
レベルシフト回路を設ければよい。さらに、図４に示す
Ｎ型電界効果トランジスタおよびＰ型電界効果トランジ
スタは、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）、ＭＩ
Ｓ（Metal Insulator Semiconductor）等の絶縁ゲート
型、ＭＥＳ（Metal Semiconductor ）、ＳＩＴ（Static
induction Transistor）等のジャンクション型のいず
れでもよい。
【００３９】なお、本書においてＮ型電界効果トランジ
スタ（あるいはＰ型電界効果トランジスタ）を一方型の
トランジスタと表した場合は、他方型のトランジスタは
Ｐ型電界効果トランジスタ（あるいはＮ型電界効果トラ
ンジスタ）であり、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
（あるいはＰＮＰ型バイポーラトランジスタ）を一方型
のトランジスタと表した場合は、他方型のトランジスタ
はＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（あるいはＮＰＮ型
バイポーラトランジスタ）である。さらにまた、電界効
果トランジスタに替えてＨＥＭＴ（High Electron Mobi
lity Transistor）やＨＢＴ（Heterojunction Bipolar
Transistor）を使用することもできる。
スタ（あるいはＰ型電界効果トランジスタ）を一方型の
トランジスタと表した場合は、他方型のトランジスタは
Ｐ型電界効果トランジスタ（あるいはＮ型電界効果トラ
ンジスタ）であり、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ
（あるいはＰＮＰ型バイポーラトランジスタ）を一方型
のトランジスタと表した場合は、他方型のトランジスタ
はＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（あるいはＮＰＮ型
バイポーラトランジスタ）である。さらにまた、電界効
果トランジスタに替えてＨＥＭＴ（High Electron Mobi
lity Transistor）やＨＢＴ（Heterojunction Bipolar
Transistor）を使用することもできる。
【００４０】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、正電流を
負荷回路に供給するトランジスタと負電流を負荷に供給
するトランジスタとを縦続接続した第１のプッシュプル
増幅回路に加えて、正電流を補償するトランジスタと負
電流を補償するトランジスタとを縦続接続した第２のプ
ッシュプル増幅回路を設けて、第１のプッシュプル増幅
回路の出力電流を第２のプッシュプル増幅回路の出力電
流により補償するようにしたので、全ての入力信号電圧
の範囲において線形性を確保することができるようにな
る。また、負電流を負荷回路に供給するトランジスタと
正電流を補償するトランジスタに、レベルシフト回路を
介して入力信号電圧を供給するようにしており、そのレ
ベルシフト量を変更することにより、線形増幅器の利得
を任意の利得になるように調整することができる。
負荷回路に供給するトランジスタと負電流を負荷に供給
するトランジスタとを縦続接続した第１のプッシュプル
増幅回路に加えて、正電流を補償するトランジスタと負
電流を補償するトランジスタとを縦続接続した第２のプ
ッシュプル増幅回路を設けて、第１のプッシュプル増幅
回路の出力電流を第２のプッシュプル増幅回路の出力電
流により補償するようにしたので、全ての入力信号電圧
の範囲において線形性を確保することができるようにな
る。また、負電流を負荷回路に供給するトランジスタと
正電流を補償するトランジスタに、レベルシフト回路を
介して入力信号電圧を供給するようにしており、そのレ
ベルシフト量を変更することにより、線形増幅器の利得
を任意の利得になるように調整することができる。
【図１】本発明の線形増幅回路の実施の形態における第
１の回路構成を示す回路図である。
１の回路構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施の形態の線形増幅回路における負
電流補償用の補償ドレイン電流Ia’、正電流補償用のド
レイン電流Ib’と、正電流供給用のドレイン電流Ia、負
電流供給用のドレイン電流Ibとの関係を示す図である。
電流補償用の補償ドレイン電流Ia’、正電流補償用のド
レイン電流Ib’と、正電流供給用のドレイン電流Ia、負
電流供給用のドレイン電流Ibとの関係を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態の線形増幅回路におけるレ
ベルシフト量と利得との関係を説明する図である。
ベルシフト量と利得との関係を説明する図である。
【図４】本発明の線形増幅回路の実施の形態における第
２の回路構成を示す回路図である。
２の回路構成を示す回路図である。
【図５】従来のプッシュプル増幅回路の回路構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図６】従来のプッシュプル増幅回路の他の回路構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図７】従来のプッシュプル増幅回路の電流の線形性を
説明する図である。
説明する図である。
１０：負荷回路 １１：正電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ １２：負電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ １３，１３−１，１３−２：増幅度１の反転増幅器 １４，１６：レベルシフト回路 １７：正補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ １８：負補償電流供給用Ｎ型電界効果トランジスタ ２０：負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ ２２：負補償電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ ２４：負電流供給用Ｐ型電界効果トランジスタ ３０：第１のレベルシフト回路 ３１：第２のレベルシフト回路 １０１：正電源供給端子 １０２：負電源供給端子 １０３：入力端子 ２００：接地端子
Claims (7)
- 【請求項１】 入力信号がゲート電極あるいはベース電
極に供給される第１のトランジスタのソース電極あるい
はエミッタ電極と、反転された入力信号が第１のレベル
シフト回路でレベルシフトされてゲート電極あるいはベ
ース電極に供給される第２のトランジスタのドレイン電
極あるいはコレクタ電極とが接続されることにより構成
された第１のプッシュプル増幅回路と、 反転された入力信号がゲート電極あるいはベース電極に
供給される第３のトランジスタのソース電極あるいはエ
ミッタ電極と、入力信号が第２のレベルシフト回路でレ
ベルシフトされてゲート電極あるいはベース電極に供給
される第４のトランジスタのドレイン電極あるいはコレ
クタ電極とが接続されることにより構成された第２のプ
ッシュプル増幅回路と、 前記第１のトランジスタと第２のトランジスタの接続点
と、前記第３のトランジスタと第４のトランジスタの接
続点とを接続すると共に、この接続点とアース間に接続
された負荷回路と、 を備えるようにしたことを特徴とする線形増幅回路。 - 【請求項２】 前記第１のトランジスタが非能動状態か
ら能動状態に移行する入力信号電圧値と、前記第３のト
ランジスタが非能動状態から能動状態に移行する入力信
号電圧値とが等しくされていると共に、前記第２のトラ
ンジスタが非能動状態から能動状態に移行する入力信号
電圧値と、前記第４のトランジスタが非能動状態から能
動状態に移行する入力信号電圧値とが等しくなるよう
に、前記第１のレベルシフト回路におけるレベルシフト
量と、前記第２のレベルシフト回路におけるレベルシフ
ト量とが設定されていることを特徴とする請求項１記載
の線形増幅回路。 - 【請求項３】 前記第１のレベルシフト回路におけるレ
ベルシフト量と、前記第２のレベルシフト回路における
レベルシフト量とを可変することにより、前記負荷回路
に流れる電流の変化の傾きを所望の傾きに設定するよう
にしたことを特徴とする請求項１記載の線形増幅回路。 - 【請求項４】 入力信号がゲート電極あるいはベース電
極に供給される一方型の第１のトランジスタのソース電
極あるいはエミッタ電極と、入力信号がレベルシフト回
路でレベルシフトされてゲート電極あるいはベース電極
に供給される他方型の第２のトランジスタのソース電極
あるいはエミッタ電極とが接続されることにより構成さ
れた第１のプッシュプル増幅回路と、 反転された入力信号がゲート電極あるいはベース電極に
供給される一方型の第３のトランジスタのソース電極あ
るいはエミッタ電極と、前記レベルシフト回路でレベル
シフトされた入力電圧が反転されてゲート電極あるいは
ベース電極に供給される他方型の第４のトランジスタの
ソース電極あるいはエミッタ電極とが接続されることに
より構成された第２のプッシュプル増幅回路と、 前記第１のトランジスタと第２のトランジスタの接続点
と、前記第３のトランジスタと第４のトランジスタの接
続点とを接続すると共に、この接続点とアース間に接続
された負荷回路と、 を備えるようにしたことを特徴とする線形増幅回路。 - 【請求項５】 前記レベルシフト回路におけるレベルシ
フト量を可変することにより、前記負荷回路に流れる電
流の変化の傾きを所望の傾きに設定するようにしたこと
を特徴とする請求項４記載の線形増幅回路。 - 【請求項６】 前記第１のトランジスタが非能動状態か
ら能動状態に移行する入力信号電圧値と、前記第３のト
ランジスタが非能動状態から能動状態に移行する入力信
号電圧値とが等しくされていると共に、前記第２のトラ
ンジスタが非能動状態から能動状態に移行する入力信号
電圧値と、前記第４のトランジスタが非能動状態から能
動状態に移行する入力信号電圧値とが等しくされている
ことを特徴とする請求項４記載の線形増幅回路。 - 【請求項７】 前記入力信号電圧がＶｏから一方向へ変
化した際には、前記第１のトランジスタに流れる出力電
流が変化すると共に、前記第３のトランジスタに流れる
出力電流は変化せず、前記入力信号電圧がＶｏから他方
向へ変化した際には、前記第３のトランジスタに流れる
出力電流が変化すると共に、前記第１のトランジスタに
流れる出力電流は変化せず、 前記入力信号電圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）から一方向へ変化し
た際には、前記第４のトランジスタに流れる出力電流が
変化すると共に、前記第２のトランジスタに流れる出力
電流は変化せず、前記入力信号電圧が（Ｖｏ＋Ｖａ）か
ら他方向へ変化した際には、前記第２のトランジスタに
流れる出力電流が変化すると共に、前記第４のトランジ
スタに流れる出力電流は変化しないようにされているこ
とを特徴とする請求項１あるいは４記載の線形増幅回
路。
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|---|---|---|---|
| JP11062974A JP3053809B1 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 線形増幅回路 |
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|---|---|---|---|
| JP11062974A JP3053809B1 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 線形増幅回路 |
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| JP3053809B1 true JP3053809B1 (ja) | 2000-06-19 |
| JP2000261262A JP2000261262A (ja) | 2000-09-22 |
Family
ID=13215847
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11062974A Expired - Lifetime JP3053809B1 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 線形増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3053809B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN110829984A (zh) * | 2018-08-14 | 2020-02-21 | 武汉芯泰科技有限公司 | 一种高线性度的功率放大器 |
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-
1999
- 1999-03-10 JP JP11062974A patent/JP3053809B1/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
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