JP3038662B2 - 電気アーク溶接用インバータ電源 - Google Patents
電気アーク溶接用インバータ電源Info
- Publication number
- JP3038662B2 JP3038662B2 JP2115359A JP11535990A JP3038662B2 JP 3038662 B2 JP3038662 B2 JP 3038662B2 JP 2115359 A JP2115359 A JP 2115359A JP 11535990 A JP11535990 A JP 11535990A JP 3038662 B2 JP3038662 B2 JP 3038662B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- winding
- core
- input
- output winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/09—Arrangements or circuits for arc welding with pulsed current or voltage
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23K—SOLDERING OR UNSOLDERING; WELDING; CLADDING OR PLATING BY SOLDERING OR WELDING; CUTTING BY APPLYING HEAT LOCALLY, e.g. FLAME CUTTING; WORKING BY LASER BEAM
- B23K9/00—Arc welding or cutting
- B23K9/10—Other electric circuits therefor; Protective circuits; Remote controls
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
- H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
- H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
- H02H7/122—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for inverters, i.e. dc/ac converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Plasma & Fusion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は一般的には電気アーク溶接の電源に関し、さ
らに詳しくは、電気アーク溶接用インバーターの改良さ
れた出力回路に関するものである。
らに詳しくは、電気アーク溶接用インバーターの改良さ
れた出力回路に関するものである。
ゲート回路がSCR（サイリスタ）で制御される半ブリ
ツジ又は全ブリツジ型の共振インバーターの形を一般に
とるインバーターを採用することが、電気アーク溶接に
おいては一般的である。この型のインバーターの欠点
は、スイツチング素子が制御ラインの論理によつて選択
的に導電性又は非導電性にされるインバーター電源によ
つて克服される。制御スイツチングの利点を用いたより
効果的なインバーター設計の一つは、２つの異なる入力
（１次）巻線を有する出力トランスを採用している。一
連の制御直流電流パルスが、スイツチされる第１パルス
をもつた１次巻線を通つて、予め選ばれている方向にお
いて第１入力巻線に印加されて、第１入力巻線に関連し
たトランスの第１出力巻線の選ばれた極性に対応する電
流を生じさせる。こうして、第一入力巻線を通してスイ
ツチされた直流電流パルスは、第１出力巻線に対応する
出力電流パルスを発生する。この出力巻線は電源の出力
端子と並列に接続されている。溶接電極は、それと直列
の高インピーダンス・チヨークコイルをもつた出力端子
に並列に設けられている。この後、第１パルスが第１入
力巻線に発生し、出力パルスをトランスの第１出力巻
線、出力トランスおよび負荷フリーホイールに出力パル
スを発生して、チヨークコイル内に蓄えられたエネルギ
ーの、チヨークコイルを通して電極と並列に流させる。
過去には、このフリーホイール電流はダイオードを通つ
て流れ、チヨークコイルを含む回路を通つて循環した。
ツジ又は全ブリツジ型の共振インバーターの形を一般に
とるインバーターを採用することが、電気アーク溶接に
おいては一般的である。この型のインバーターの欠点
は、スイツチング素子が制御ラインの論理によつて選択
的に導電性又は非導電性にされるインバーター電源によ
つて克服される。制御スイツチングの利点を用いたより
効果的なインバーター設計の一つは、２つの異なる入力
（１次）巻線を有する出力トランスを採用している。一
連の制御直流電流パルスが、スイツチされる第１パルス
をもつた１次巻線を通つて、予め選ばれている方向にお
いて第１入力巻線に印加されて、第１入力巻線に関連し
たトランスの第１出力巻線の選ばれた極性に対応する電
流を生じさせる。こうして、第一入力巻線を通してスイ
ツチされた直流電流パルスは、第１出力巻線に対応する
出力電流パルスを発生する。この出力巻線は電源の出力
端子と並列に接続されている。溶接電極は、それと直列
の高インピーダンス・チヨークコイルをもつた出力端子
に並列に設けられている。この後、第１パルスが第１入
力巻線に発生し、出力パルスをトランスの第１出力巻
線、出力トランスおよび負荷フリーホイールに出力パル
スを発生して、チヨークコイル内に蓄えられたエネルギ
ーの、チヨークコイルを通して電極と並列に流させる。
過去には、このフリーホイール電流はダイオードを通つ
て流れ、チヨークコイルを含む回路を通つて循環した。
ある例では、単一の１次巻線がトランスの第２出力巻
線に第２パルスを発生するが、この型のインバーター電
源は一般にトランスの第２出力巻線に関連した第２入力
巻線を有しており、第１出力パルスとは反対の極性をも
つ第２出力電流パルスを発生する。この第２パルスは、
第２入力巻線によつて第２出力巻線に導かれる。この反
対極性の出力パルスは、単方向性素子によつて出力端子
に導かれ、第１入力巻線によつて作られた第１出力パル
スと同じ方向に、電極間に出力電流パルスを発生する。
要約すると、フリーホイール電流が第１出力パルスの後
に流れて、第２出力パルスが発生し、第１出力パルスと
同じ極性方向に出力回路を通して導かれる。この第２パ
ルスの後にフリーホイール電流が流れる。この出力パル
スのシーケンスは、電源の出力端子間に与えられた方向
に所定の電流を維持するために、所定の率でくり返され
る。
線に第２パルスを発生するが、この型のインバーター電
源は一般にトランスの第２出力巻線に関連した第２入力
巻線を有しており、第１出力パルスとは反対の極性をも
つ第２出力電流パルスを発生する。この第２パルスは、
第２入力巻線によつて第２出力巻線に導かれる。この反
対極性の出力パルスは、単方向性素子によつて出力端子
に導かれ、第１入力巻線によつて作られた第１出力パル
スと同じ方向に、電極間に出力電流パルスを発生する。
要約すると、フリーホイール電流が第１出力パルスの後
に流れて、第２出力パルスが発生し、第１出力パルスと
同じ極性方向に出力回路を通して導かれる。この第２パ
ルスの後にフリーホイール電流が流れる。この出力パル
スのシーケンスは、電源の出力端子間に与えられた方向
に所定の電流を維持するために、所定の率でくり返され
る。
従来の（標準）トランス技術を使つて、上記出力回路
は、フリーホイール・ダイオードにトランス鉄心の飽和
を防ぎ、その後の出力電流パルスの発生を干渉すること
を軽減するよう要求する。
は、フリーホイール・ダイオードにトランス鉄心の飽和
を防ぎ、その後の出力電流パルスの発生を干渉すること
を軽減するよう要求する。
過去には、上記のようなインバーターの出力回路を使
うために設計されたトランスは、高透磁率磁性体がそれ
ぞれ入力巻線と出力巻線とで巻かれる一般的な標準トラ
ンス技術を採用していた。したがつて、トランスの入力
側でインバーター網を形成するスイツチング素子は、反
射された過渡条件に抗する実質的に増大した電圧・電流
特性を持たなければならなかつた。このスイツチング素
子の容量の増加は、標準トランス技術を電気アーク溶接
用インバーター回路の出力トランスに応用することに関
連してフリー・ホイール・ダイオードとその関連部品の
コストを上げるとともに、全体のコストも上げ、メイン
テナンス問題を増大させた。
うために設計されたトランスは、高透磁率磁性体がそれ
ぞれ入力巻線と出力巻線とで巻かれる一般的な標準トラ
ンス技術を採用していた。したがつて、トランスの入力
側でインバーター網を形成するスイツチング素子は、反
射された過渡条件に抗する実質的に増大した電圧・電流
特性を持たなければならなかつた。このスイツチング素
子の容量の増加は、標準トランス技術を電気アーク溶接
用インバーター回路の出力トランスに応用することに関
連してフリー・ホイール・ダイオードとその関連部品の
コストを上げるとともに、全体のコストも上げ、メイン
テナンス問題を増大させた。
本発明は電気アーク溶接作業を進めるのに使われるイ
ンバーターの出力回路を改良することに関するものであ
り、この改良により、該インバーターの出力回路を設定
するために標準トランス技術を使う際に経験する困難を
克服できる。本発明によれば、電源インバーターの出力
回路の改良がなされる。この改良は、インバーターのス
イツチング素子が被る過渡条件を軽減するばかりでな
く、出力回路にフリーホイール・ダイオードを使う必要
性もなくす。これらの利点は、上記インバーターの出力
回路で使うために、ユニークな構成の出力トランスによ
つて達成される。
ンバーターの出力回路を改良することに関するものであ
り、この改良により、該インバーターの出力回路を設定
するために標準トランス技術を使う際に経験する困難を
克服できる。本発明によれば、電源インバーターの出力
回路の改良がなされる。この改良は、インバーターのス
イツチング素子が被る過渡条件を軽減するばかりでな
く、出力回路にフリーホイール・ダイオードを使う必要
性もなくす。これらの利点は、上記インバーターの出力
回路で使うために、ユニークな構成の出力トランスによ
つて達成される。
また本発明によれば、高透磁率磁気コアと、該コアを
囲む入力巻線を有し、コアに入力電流パルスを印加する
ための入力部材と、コアに巻回された第１出力巻線と、
コアに巻回された第２出力巻線とからなるインバーター
電源の改良がなされる。この電源はさらに、第１・第２
出力端子と、トランスの第１出力巻線を電源端子に並列
に接続された第１出力回路と、トランスの第２出力巻線
を電源端子と並列に接続する第２出力回路と、第１極性
方向にある端子間に第１出力巻線から電流を流させる第
１出力回路の単方向性素子と、同一の第１極性方向にあ
る端子間に第２出力巻線から電流を流させる第２出力回
路の単方向性素子と、出力端子と直列につながれるイン
ダクター（チヨークコイル）と、端子を出力負荷−−好
ましくは溶接電極−−に横切らせるための部材とを含ん
でいる。チヨークコイルは、各出力パルスの後で電流が
急激に落ち込むことを防ぐことにより電源パルス間のア
ークを維持する。電流は入力パルスの幅を変えることに
よつて調整されるので、低電流で出力パルスは実質的に
間隔をおかれる。この間隔は常にスイツチング周波数の
1/2周期よりも大きく、実施例では25ミリ秒である。
囲む入力巻線を有し、コアに入力電流パルスを印加する
ための入力部材と、コアに巻回された第１出力巻線と、
コアに巻回された第２出力巻線とからなるインバーター
電源の改良がなされる。この電源はさらに、第１・第２
出力端子と、トランスの第１出力巻線を電源端子に並列
に接続された第１出力回路と、トランスの第２出力巻線
を電源端子と並列に接続する第２出力回路と、第１極性
方向にある端子間に第１出力巻線から電流を流させる第
１出力回路の単方向性素子と、同一の第１極性方向にあ
る端子間に第２出力巻線から電流を流させる第２出力回
路の単方向性素子と、出力端子と直列につながれるイン
ダクター（チヨークコイル）と、端子を出力負荷−−好
ましくは溶接電極−−に横切らせるための部材とを含ん
でいる。チヨークコイルは、各出力パルスの後で電流が
急激に落ち込むことを防ぐことにより電源パルス間のア
ークを維持する。電流は入力パルスの幅を変えることに
よつて調整されるので、低電流で出力パルスは実質的に
間隔をおかれる。この間隔は常にスイツチング周波数の
1/2周期よりも大きく、実施例では25ミリ秒である。
この型のインバーターの改良は出力回路にあり、第１
・第２出力巻線が同一の巻数でコアに同一方向に巻かれ
ているので、チヨークコイルを維持する電流からのフリ
ーホイール電流がある方向に出力巻線を通つて流れ、コ
アに反対極性の磁束を発生させる。標準トランス技術を
使えば、出力巻線の各々は同一の巻数になるけれども、
コアの回りの巻き方向は反対方向になるので、フリーホ
イール電流はコアを１方向に飽和させる、すなわち磁化
曲線のある象限のところに磁化させやすい。このため、
フリーホイール・ダイオードがフリーホイール期間の
間、トランスの第２ステージに電流が流れるのを防がな
ければならなかつた。このダイオードは、フリーホイー
ル電流を出力巻線には流さないようにさせた。本発明に
よれば、２つの出力巻線は結合係数が0.980、好ましく
は0.990よりも大きく、コアに互いに隣接して巻かれ
る。反対方向の巻線と緊密な結合を用いて、フリーホイ
ール電流は同時に両方の出力巻線を通つて流れやすい。
出力巻線はフリーホイール電流が流れている間、電流ト
ランスと相関して働く。この相互トランス作用が、２つ
の出力巻線を通る電流を、フリーホイール電流が出力巻
線の両方に流れている間、磁化曲線の各象限においてコ
アの飽和を防ぐようにバランスさせる。
・第２出力巻線が同一の巻数でコアに同一方向に巻かれ
ているので、チヨークコイルを維持する電流からのフリ
ーホイール電流がある方向に出力巻線を通つて流れ、コ
アに反対極性の磁束を発生させる。標準トランス技術を
使えば、出力巻線の各々は同一の巻数になるけれども、
コアの回りの巻き方向は反対方向になるので、フリーホ
イール電流はコアを１方向に飽和させる、すなわち磁化
曲線のある象限のところに磁化させやすい。このため、
フリーホイール・ダイオードがフリーホイール期間の
間、トランスの第２ステージに電流が流れるのを防がな
ければならなかつた。このダイオードは、フリーホイー
ル電流を出力巻線には流さないようにさせた。本発明に
よれば、２つの出力巻線は結合係数が0.980、好ましく
は0.990よりも大きく、コアに互いに隣接して巻かれ
る。反対方向の巻線と緊密な結合を用いて、フリーホイ
ール電流は同時に両方の出力巻線を通つて流れやすい。
出力巻線はフリーホイール電流が流れている間、電流ト
ランスと相関して働く。この相互トランス作用が、２つ
の出力巻線を通る電流を、フリーホイール電流が出力巻
線の両方に流れている間、磁化曲線の各象限においてコ
アの飽和を防ぐようにバランスさせる。
また、本発明によれば、出力トランスの各出力巻線は
コアの反対側の脚に巻かれた２つの直列接続コイル部に
分けられる。第１出力巻線の一方のコイル部は第１脚の
第２出力巻線のコイル部の上に巻かれ、第１出力巻線の
もう一方のコイル部は第２脚の第２出力巻線のコイル部
の下に巻かれる。この巻線機構により、相互結合が強め
られ、コイル部を互いに巻くことによつて得られる高い
結合係数で結合されているとき、一方の出力巻線に流れ
るフリーホイール電流がもう一方の出力巻線に等しい電
流を誘導することを保証する。出力巻線は巻線比が1:1
の電流トランスのように働く。したがつて、出力パルス
間にフリーホイール条件がある間、フリーホイール電流
は２つの出力巻線間で等分割される。出力巻線は同一方
向に巻かれるので、出力巻線の各々に流れるフリーホイ
ール電流がコアに反対方向の磁束を発生させる。この反
対方向の磁束は両方の巻線の同一巻き数と同一電流に基
づく大きさをもつているので、誘導磁束は打ち消され
る。コアは感知可能な程には、フリーホイール電流によ
って磁化されない。
コアの反対側の脚に巻かれた２つの直列接続コイル部に
分けられる。第１出力巻線の一方のコイル部は第１脚の
第２出力巻線のコイル部の上に巻かれ、第１出力巻線の
もう一方のコイル部は第２脚の第２出力巻線のコイル部
の下に巻かれる。この巻線機構により、相互結合が強め
られ、コイル部を互いに巻くことによつて得られる高い
結合係数で結合されているとき、一方の出力巻線に流れ
るフリーホイール電流がもう一方の出力巻線に等しい電
流を誘導することを保証する。出力巻線は巻線比が1:1
の電流トランスのように働く。したがつて、出力パルス
間にフリーホイール条件がある間、フリーホイール電流
は２つの出力巻線間で等分割される。出力巻線は同一方
向に巻かれるので、出力巻線の各々に流れるフリーホイ
ール電流がコアに反対方向の磁束を発生させる。この反
対方向の磁束は両方の巻線の同一巻き数と同一電流に基
づく大きさをもつているので、誘導磁束は打ち消され
る。コアは感知可能な程には、フリーホイール電流によ
って磁化されない。
また本発明によれば、トランスの入力ステージは２つ
の交互にパルスされる入力巻線を有し、その１つは第１
出力巻線に関連し、もう１つは第２出力巻線に関連して
いる。第１入力巻線の第１コイル部は第１出力巻線の関
連する第１コイル部の上に直接位置し、第１入力巻線の
第２コイル部は第１出力巻線の第２コイル部の下に直接
位置するようにし、そして更に第２入力巻線も同様の構
成となるように、それぞれの入力巻線は二次出力巻線の
緊密に結合したコイル部分の直接上下にサンドイッチ状
に位置してコア上に巻かれる。したがつて、トランスの
コアは２つの脚を有し、その各々は第１入力巻線のコイ
ル部、第２入力巻線のコイル部、第１出力巻線のコイル
部、および第２出力巻線のコイル部を有し、２つの出力
巻線のコイル部は中央部にあつて、互いに直接結合して
いる。出力巻線のコイル部間の結合係数は0.980よりも
大きい。入力巻線のコイル部は、２つの出力巻線のサン
ドイツチ状の、又は重なり合つたコイル部の上又は下に
直接巻かれ、結合係数は0.980よりも大きく、好ましく
は0.990よりも大きい。この巻線機構は、インバーター
型の電源に対しコンパクトな出力トランスを提供し、こ
こで２つの入力巻線と２つの出力巻線は直列接続コイル
部に分割され、その１つはもう１つのコイル部に関し
て、重なり合いの関係にある。これらの重なり合つた部
分は、出力トランスに使われるコアの各脚の上にある。
の交互にパルスされる入力巻線を有し、その１つは第１
出力巻線に関連し、もう１つは第２出力巻線に関連して
いる。第１入力巻線の第１コイル部は第１出力巻線の関
連する第１コイル部の上に直接位置し、第１入力巻線の
第２コイル部は第１出力巻線の第２コイル部の下に直接
位置するようにし、そして更に第２入力巻線も同様の構
成となるように、それぞれの入力巻線は二次出力巻線の
緊密に結合したコイル部分の直接上下にサンドイッチ状
に位置してコア上に巻かれる。したがつて、トランスの
コアは２つの脚を有し、その各々は第１入力巻線のコイ
ル部、第２入力巻線のコイル部、第１出力巻線のコイル
部、および第２出力巻線のコイル部を有し、２つの出力
巻線のコイル部は中央部にあつて、互いに直接結合して
いる。出力巻線のコイル部間の結合係数は0.980よりも
大きい。入力巻線のコイル部は、２つの出力巻線のサン
ドイツチ状の、又は重なり合つたコイル部の上又は下に
直接巻かれ、結合係数は0.980よりも大きく、好ましく
は0.990よりも大きい。この巻線機構は、インバーター
型の電源に対しコンパクトな出力トランスを提供し、こ
こで２つの入力巻線と２つの出力巻線は直列接続コイル
部に分割され、その１つはもう１つのコイル部に関し
て、重なり合いの関係にある。これらの重なり合つた部
分は、出力トランスに使われるコアの各脚の上にある。
本発明の目的は、２つの交互にパルスされる出力巻線
をもつた出力トランスを採用している型の、電気アーク
溶接などの誘導性負荷に対する改良されたインバーター
を提供することにあり、このインバーターは、トランス
の入力で起こる高レベルの過渡状態を防ぎながら、フリ
ーホイール・ダイオードを必要としない。
をもつた出力トランスを採用している型の、電気アーク
溶接などの誘導性負荷に対する改良されたインバーター
を提供することにあり、このインバーターは、トランス
の入力で起こる高レベルの過渡状態を防ぎながら、フリ
ーホイール・ダイオードを必要としない。
また、本発明の目的は、上記インバーターを提供する
ことにあり、このインバーターは、２つの出力巻線を通
るフリーホイール電流が反対方向の磁束方向に流れ、２
つの出力巻線間の結合係数が十分高いので巻線が巻き数
1:1の相互電流トランスのように働くように、出力トラ
ンスのコアに互いに緊密に巻かれた２つの出力巻線を有
している。
ことにあり、このインバーターは、２つの出力巻線を通
るフリーホイール電流が反対方向の磁束方向に流れ、２
つの出力巻線間の結合係数が十分高いので巻線が巻き数
1:1の相互電流トランスのように働くように、出力トラ
ンスのコアに互いに緊密に巻かれた２つの出力巻線を有
している。
さらに本発明の目的は、インバーターの出力回路とし
てのトランスを提供することにありこのトランスは特別
のフリーホイール・ダイオードも、トランス入力への高
過渡状態の印加も必要とせず、溶接負荷を伴つて使われ
得る。
てのトランスを提供することにありこのトランスは特別
のフリーホイール・ダイオードも、トランス入力への高
過渡状態の印加も必要とせず、溶接負荷を伴つて使われ
得る。
以下、図によつて本発明を具体的に説明する。図は本
発明の実施例を説明するためのものであつて、本発明を
図示の物に限定するものではない。
発明の実施例を説明するためのものであつて、本発明を
図示の物に限定するものではない。
第１図において、インバーターＩは、コアＤを有する
トランスＴを含む出力回路Ｃからなつている。３相又は
単相電力がブリツジ整流器をフイルターのネツトワーク
10に加えられて、端子12−14間と端子12a−14a間に整流
された直流電力を発生する。これらの端子から、トラン
スＴにパルス用の直流電圧を与える。第１スイッチの組
20、22が、第１入力巻線30を通して矢印Ａのように直流
電流パルスを印加させる。同様に、第２スイツチの組2
4、26が第２入力巻線32を通して矢印Ｂのように、直流
電流パルスを流させる。実際には、スイツチ20、22、2
4、26は一般に使われているパルス幅変調制御チツプに
よつて作動される電力FET（電界効果トランジスタ）で
ある。パルス幅は一定の組のスイツチがオン状態にある
時間によつて決められる。スイツチ20、22、24、26は、
制御ラインの論理によつてオン、オフされるので、電源
出力によつて整流されなければならないSCR（サイリス
タ）使用の共振インバーターを使う必要がない。直流電
流パルスの幅は調整可能であるが、周波数は一定であ
る。こうして、出力回路のインピーダンスは同一に保た
れ、負荷を駆動するのに大きなチヨークコイルは必要な
い。好ましくは、作動周波数は約20KHzのような可聴範
囲の上の周波数に固定される。通常の動作では、スイツ
チ20、22はオンにされる。これにより、矢印Ａのように
直流パルスが巻線30を通つて流れる。次に、スイツチ2
0、22はオフになり、パルスＡを止める。次に、スイツ
チ24、26がオンになつて矢印Ｂのように巻線32を通つて
電流パルスを流す。その後で、スイツチ24、26はオフに
なる。第１スイツチと第２スイツチのオン状態の間に、
フリーホイール期間があり、そのとき電流はトランスＴ
の出力回路にのみ流れる。フリーホイールはパルス間に
あるので、パルスが20KHzの周波数であるとき、フリー
ホイールは広い可変持続期間以上にはない。この持続期
間は、トランスの入力回路のパルス幅によつて決められ
る。
トランスＴを含む出力回路Ｃからなつている。３相又は
単相電力がブリツジ整流器をフイルターのネツトワーク
10に加えられて、端子12−14間と端子12a−14a間に整流
された直流電力を発生する。これらの端子から、トラン
スＴにパルス用の直流電圧を与える。第１スイッチの組
20、22が、第１入力巻線30を通して矢印Ａのように直流
電流パルスを印加させる。同様に、第２スイツチの組2
4、26が第２入力巻線32を通して矢印Ｂのように、直流
電流パルスを流させる。実際には、スイツチ20、22、2
4、26は一般に使われているパルス幅変調制御チツプに
よつて作動される電力FET（電界効果トランジスタ）で
ある。パルス幅は一定の組のスイツチがオン状態にある
時間によつて決められる。スイツチ20、22、24、26は、
制御ラインの論理によつてオン、オフされるので、電源
出力によつて整流されなければならないSCR（サイリス
タ）使用の共振インバーターを使う必要がない。直流電
流パルスの幅は調整可能であるが、周波数は一定であ
る。こうして、出力回路のインピーダンスは同一に保た
れ、負荷を駆動するのに大きなチヨークコイルは必要な
い。好ましくは、作動周波数は約20KHzのような可聴範
囲の上の周波数に固定される。通常の動作では、スイツ
チ20、22はオンにされる。これにより、矢印Ａのように
直流パルスが巻線30を通つて流れる。次に、スイツチ2
0、22はオフになり、パルスＡを止める。次に、スイツ
チ24、26がオンになつて矢印Ｂのように巻線32を通つて
電流パルスを流す。その後で、スイツチ24、26はオフに
なる。第１スイツチと第２スイツチのオン状態の間に、
フリーホイール期間があり、そのとき電流はトランスＴ
の出力回路にのみ流れる。フリーホイールはパルス間に
あるので、パルスが20KHzの周波数であるとき、フリー
ホイールは広い可変持続期間以上にはない。この持続期
間は、トランスの入力回路のパルス幅によつて決められ
る。
インバーターＩは交流220〜230Vという低い電圧か又
は交流440〜460Vという高い電圧で動作する。前者低い
電圧の例では、端子12、12aともに整流器10の正出力に
接続され、端子14、14aはともに負出力に接続される。
したがつて、２つのインバーター部分は並列および180
゜位相がずれて動作する。端子12aと14を結ぶことによ
り高電圧が現れるので、２つのインバーター部分は直列
に動作するが、位相は互いに180゜ずれている。コンデ
ンサー16、18の一方を通つて電流が流れる。本発明を実
施するのに採用されるこのユニツトの性質が完全な開示
のために説明される。
は交流440〜460Vという高い電圧で動作する。前者低い
電圧の例では、端子12、12aともに整流器10の正出力に
接続され、端子14、14aはともに負出力に接続される。
したがつて、２つのインバーター部分は並列および180
゜位相がずれて動作する。端子12aと14を結ぶことによ
り高電圧が現れるので、２つのインバーター部分は直列
に動作するが、位相は互いに180゜ずれている。コンデ
ンサー16、18の一方を通つて電流が流れる。本発明を実
施するのに採用されるこのユニツトの性質が完全な開示
のために説明される。
本発明は出力トランスＴの改良に関し、ここで各入力
・出力巻線のコイル部は新しい巻線機構に物理的に結合
されている。本発明の１実施例によれば、入力巻線30、
32はそれぞれ直列接続コイル部P1とP2、およびP3とP4か
ら形成されている。これらのコイル部は高透磁率のコア
Ｄに、第１図の点（・）で示すような極性方向をもつ
て、巻かれている。コイル部P1、P2は入力巻線30を形成
し、コイル部P3、P4は直列に入力巻線32を形成してい
る。端子12から入力巻線30を通つて端子14に向かう電流
は、コアＤに磁束を作つて、第１極性出力パルスを発生
する。端子12a、14a間の入力巻線32を通る電流はコアＤ
に反対極性の磁束を作る。こうして、通常の動作条件に
従つて、電流パルス（矢印Ａ）は第１極性出力パルスを
作り、電流パルス（矢印Ｂ）はトランスに対して反対極
性の出力パルスを作る。
・出力巻線のコイル部は新しい巻線機構に物理的に結合
されている。本発明の１実施例によれば、入力巻線30、
32はそれぞれ直列接続コイル部P1とP2、およびP3とP4か
ら形成されている。これらのコイル部は高透磁率のコア
Ｄに、第１図の点（・）で示すような極性方向をもつ
て、巻かれている。コイル部P1、P2は入力巻線30を形成
し、コイル部P3、P4は直列に入力巻線32を形成してい
る。端子12から入力巻線30を通つて端子14に向かう電流
は、コアＤに磁束を作つて、第１極性出力パルスを発生
する。端子12a、14a間の入力巻線32を通る電流はコアＤ
に反対極性の磁束を作る。こうして、通常の動作条件に
従つて、電流パルス（矢印Ａ）は第１極性出力パルスを
作り、電流パルス（矢印Ｂ）はトランスに対して反対極
性の出力パルスを作る。
トランスＴは、パルスが巻線30に発生したとき、電源
インバーターの出力端子Ｘ、Ｙ間の第１方向に電流を流
させるダイオード（単方向性素子）44を有する第１出力
巻線42を有する第１出力回路40を有している。巻線30、
42は互いに関連し、後述するように緊密に結合してい
る。したがつて、これらの巻線は、巻線30を通る直流電
流パルス（矢印Ａ）を受けると、出力電流パルスを発生
するという点で直接の関係を有している。第２出力回路
50は、ダイオード54を有する第２出力巻線52を有してい
る。また、出力端子Ｘ、Ｙ間に接続されているので、回
路40、50双方の出力パルスは、チヨークコイル（インダ
クタ）60と電極62、64を含む電気アーク溶接装置の形の
誘導性出力負荷を流して流される。チヨークコイル60
は、それぞれ巻線30、32の電流パルスＡ、Ｂによつて作
られた出力パルス間に、アークを維持するために設けら
れている。動作周波数は20KHzなので、この維持動作に
はエネルギーの蓄積を要しない。
インバーターの出力端子Ｘ、Ｙ間の第１方向に電流を流
させるダイオード（単方向性素子）44を有する第１出力
巻線42を有する第１出力回路40を有している。巻線30、
42は互いに関連し、後述するように緊密に結合してい
る。したがつて、これらの巻線は、巻線30を通る直流電
流パルス（矢印Ａ）を受けると、出力電流パルスを発生
するという点で直接の関係を有している。第２出力回路
50は、ダイオード54を有する第２出力巻線52を有してい
る。また、出力端子Ｘ、Ｙ間に接続されているので、回
路40、50双方の出力パルスは、チヨークコイル（インダ
クタ）60と電極62、64を含む電気アーク溶接装置の形の
誘導性出力負荷を流して流される。チヨークコイル60
は、それぞれ巻線30、32の電流パルスＡ、Ｂによつて作
られた出力パルス間に、アークを維持するために設けら
れている。動作周波数は20KHzなので、この維持動作に
はエネルギーの蓄積を要しない。
本発明によれば、出力巻線42、52は並列接続コイル部
S1、S2、S3、S4に分割されている。第１図のように、入
力コイルP1は出力コイルS1に直接関連し、同様に入力コ
イルP2、P3、P4も出力コイルS2、S3、S4にそれぞれ直接
関連している。後述するように、これらの入力−出力コ
イルは互いに重なり合わされて緊密に結合している。
S1、S2、S3、S4に分割されている。第１図のように、入
力コイルP1は出力コイルS1に直接関連し、同様に入力コ
イルP2、P3、P4も出力コイルS2、S3、S4にそれぞれ直接
関連している。後述するように、これらの入力−出力コ
イルは互いに重なり合わされて緊密に結合している。
所望のトランス動作を得たいなら、入力パルス間にチ
ヨークコイル60からのフリーホイール電流を電極62、64
間に流させるために、出力回路40、50にはダイオード7
0、72が必要であろう。しかし、本発明では、ダイオー
ド70、72は不要である。もし、ダイオード70、72を使え
ば、フリーホイール電流を十分に流せない。
ヨークコイル60からのフリーホイール電流を電極62、64
間に流させるために、出力回路40、50にはダイオード7
0、72が必要であろう。しかし、本発明では、ダイオー
ド70、72は不要である。もし、ダイオード70、72を使え
ば、フリーホイール電流を十分に流せない。
トランスＴは第２−４図のように巻かれる。コアＤは
第２図の矢印および第１図の点で示す方向に各コイル部
を巻くための２つの間隔をおかれた脚80、82を有してい
る。第２〜４図は、隣り合うコイルの重なり合いを示し
ている。巻線30のコイル部P1は、少なくとも0.980、好
ましくは0.990よりも大きな結合係数をもつて、巻線42
のコイル部S1の下に直接、巻かれている。同様に、巻線
42のコイル部S1は上記の結合係数をもつて、巻線52のコ
イル部S3の下に直接重ねられ、コイル部P2、S2、S4およ
びP4は脚80の外側から内側に、巻かれている。直列接続
コイル部の内側と外側の間の緊密な結合と交流は、関連
するコイル部間に直接の1:1の関係を与える。直流出力
パルスのような入力パルスＡ、Ｂが、第１図の回路40、
50に作られている。電流パルスＡは脚82の内側コイル部
と、脚80の外側コイル部を通つて流れる。直接隣り合つ
ているこれら２つのコイル部は、それぞれ出力コイルS
1、S2と関連している。こうして、直流電流パルスＡは
巻線52に正の電流パルスを発生する。このパルスはチヨ
ークコイル60を通つて電極62、64の間で回路40を流れ
る。巻線32の直流電流パルスＢは、第２、３、４図のよ
うに、それぞれ脚82の外側と脚80の内側にあるコイル部
P3、P4を通つて流れる。相互に巻かれたコイル部の相対
位置は、第３、４図に最もよく示されている。コイル部
S1とS3、およびS4とS2は、入力巻線の緊密に巻かれたコ
イル部の間に狭まれている。これらのコイル部は互いに
直接隣り合い、0.980以上、好ましくは0.990以上の相互
結合係数を有している。
第２図の矢印および第１図の点で示す方向に各コイル部
を巻くための２つの間隔をおかれた脚80、82を有してい
る。第２〜４図は、隣り合うコイルの重なり合いを示し
ている。巻線30のコイル部P1は、少なくとも0.980、好
ましくは0.990よりも大きな結合係数をもつて、巻線42
のコイル部S1の下に直接、巻かれている。同様に、巻線
42のコイル部S1は上記の結合係数をもつて、巻線52のコ
イル部S3の下に直接重ねられ、コイル部P2、S2、S4およ
びP4は脚80の外側から内側に、巻かれている。直列接続
コイル部の内側と外側の間の緊密な結合と交流は、関連
するコイル部間に直接の1:1の関係を与える。直流出力
パルスのような入力パルスＡ、Ｂが、第１図の回路40、
50に作られている。電流パルスＡは脚82の内側コイル部
と、脚80の外側コイル部を通つて流れる。直接隣り合つ
ているこれら２つのコイル部は、それぞれ出力コイルS
1、S2と関連している。こうして、直流電流パルスＡは
巻線52に正の電流パルスを発生する。このパルスはチヨ
ークコイル60を通つて電極62、64の間で回路40を流れ
る。巻線32の直流電流パルスＢは、第２、３、４図のよ
うに、それぞれ脚82の外側と脚80の内側にあるコイル部
P3、P4を通つて流れる。相互に巻かれたコイル部の相対
位置は、第３、４図に最もよく示されている。コイル部
S1とS3、およびS4とS2は、入力巻線の緊密に巻かれたコ
イル部の間に狭まれている。これらのコイル部は互いに
直接隣り合い、0.980以上、好ましくは0.990以上の相互
結合係数を有している。
緊密な交流巻線機構は、本発明の一面であり、フリー
ホイール電流が巻線42、52を通つて反対方向に流れると
き、コアＤに相互に打ち消し合う磁束を作るために、巻
線42、52の方向を選択する新しい概念と組み合わされ
る。この概念は第１、５図の点（・）で示されている。
第５図のように、入力パルスＡの後、フリーホイール期
間に、破線矢印IA、IBで示すように、フリーホイール電
流が流れる。コイル部S3、S4の電流IBは、巻線52がフリ
ーホイール電流IAを導くとき作られる磁束の方向から、
コアＤを通つて反対方向にコア磁束を発生する。こうし
て、パルスＡが回路40に出力パルスを作つた後、電流IA
が回路40に流れ、電流IBが回路50に流れる。出力パルス
が回路50を通つて流れた後、フリーホイール電流が同様
に流れる。電流IAが巻線42に、また電流IBが巻線52に流
れるので、互いに反対方向の磁束が発生する。すべての
実施例において、フリーホイール・モードの間、巻線4
2、52を通る電流を作る磁束は、反対の磁気極性にあつ
て、互いに打ち消し合い、コアＤの飽和を防ぐ。この新
規な特徴により、インバーターＩに対する改良された出
力回路を提供する。
ホイール電流が巻線42、52を通つて反対方向に流れると
き、コアＤに相互に打ち消し合う磁束を作るために、巻
線42、52の方向を選択する新しい概念と組み合わされ
る。この概念は第１、５図の点（・）で示されている。
第５図のように、入力パルスＡの後、フリーホイール期
間に、破線矢印IA、IBで示すように、フリーホイール電
流が流れる。コイル部S3、S4の電流IBは、巻線52がフリ
ーホイール電流IAを導くとき作られる磁束の方向から、
コアＤを通つて反対方向にコア磁束を発生する。こうし
て、パルスＡが回路40に出力パルスを作つた後、電流IA
が回路40に流れ、電流IBが回路50に流れる。出力パルス
が回路50を通つて流れた後、フリーホイール電流が同様
に流れる。電流IAが巻線42に、また電流IBが巻線52に流
れるので、互いに反対方向の磁束が発生する。すべての
実施例において、フリーホイール・モードの間、巻線4
2、52を通る電流を作る磁束は、反対の磁気極性にあつ
て、互いに打ち消し合い、コアＤの飽和を防ぐ。この新
規な特徴により、インバーターＩに対する改良された出
力回路を提供する。
本発明の動作特性は、第５図に示されている。パルス
Ａは回路40に電流パルスを作り、回路50の巻線52はダイ
オード54に関し、逆にバイアスされている。直流電流パ
ルスＡが直列接続コイル部P1、P2を通つて流れるこの駆
動ステージの間、出力電流がこれらのコイル部によつて
出力コイルS1、S2に導かれる。そのとき、全出力電流IT
はチヨークコイル60を通り、電極62、64間を流れる全体
の電流である。電流パルスＡは、ダイオード54に妨げら
れている反対方向に出力電流50を駆動しようとする。し
たがつて、電流IBは流れないので、全電流ITは電流IAに
等しい（IT＝IA＋IB）の電流パルスＡがスイツチ22、24
をオフにすることによつて止められると、チヨークコイ
ル60はそこに蓄えたエネルギーによつて、全電流ITを流
させる。トランスＴへの入力パルスがないので、電流
IA、IBで示したように、巻線42、52の両方を通つて流れ
る。これがフリーホイール状況である。本発明によれ
ば、これら２つの枝路を流れる電流IA、IBは等しい。巻
線42、52は点で示しているように同一方向に極性がある
ので、電流IA、IBは巻線42、52の直列接続されたコイル
部を通つて反対方向に流れて、打ち消し合う磁束をコア
Ｄに作る。したがつて、フリーホイール状況の間、コア
Ｄは飽和しようとしない。第５図には図示されていない
が、第１図のような直流電流パルスＢが作られると、電
流IB（＝全出力電流IT）をコイル部P3、P4が通す。この
とき、IA＝０（IT＝IA＋IB）である。その後で、スイツ
チ20、22、24、26がすべてオフのとき、フリーホイール
状況がくり返され、第５図の分離電流IA、IBで示されて
いる。
Ａは回路40に電流パルスを作り、回路50の巻線52はダイ
オード54に関し、逆にバイアスされている。直流電流パ
ルスＡが直列接続コイル部P1、P2を通つて流れるこの駆
動ステージの間、出力電流がこれらのコイル部によつて
出力コイルS1、S2に導かれる。そのとき、全出力電流IT
はチヨークコイル60を通り、電極62、64間を流れる全体
の電流である。電流パルスＡは、ダイオード54に妨げら
れている反対方向に出力電流50を駆動しようとする。し
たがつて、電流IBは流れないので、全電流ITは電流IAに
等しい（IT＝IA＋IB）の電流パルスＡがスイツチ22、24
をオフにすることによつて止められると、チヨークコイ
ル60はそこに蓄えたエネルギーによつて、全電流ITを流
させる。トランスＴへの入力パルスがないので、電流
IA、IBで示したように、巻線42、52の両方を通つて流れ
る。これがフリーホイール状況である。本発明によれ
ば、これら２つの枝路を流れる電流IA、IBは等しい。巻
線42、52は点で示しているように同一方向に極性がある
ので、電流IA、IBは巻線42、52の直列接続されたコイル
部を通つて反対方向に流れて、打ち消し合う磁束をコア
Ｄに作る。したがつて、フリーホイール状況の間、コア
Ｄは飽和しようとしない。第５図には図示されていない
が、第１図のような直流電流パルスＢが作られると、電
流IB（＝全出力電流IT）をコイル部P3、P4が通す。この
とき、IA＝０（IT＝IA＋IB）である。その後で、スイツ
チ20、22、24、26がすべてオフのとき、フリーホイール
状況がくり返され、第５図の分離電流IA、IBで示されて
いる。
第６図は、スイツチ20、22、24、26がすべてオフのと
きの、第５図のフリーホイール状況をくり返し示してい
る。このとき、IT＝IA＋IBである。本発明に従つてトラ
ンスＴを組み立てることにより、コイル部の点についた
端に入る方向に、コイル部S3、S4を通つて電流IBが流れ
る。それにより、電流を密接に結合したコイル部S1、S2
に誘導するために、巻線52を電流トランスの入力巻線の
ように作用させる。同様に、巻線42の電流IAは、巻線52
に電流を誘導して流す。本発明によれば、これら２つの
電流IA、IBによつてコアに作られた磁束は互いに反対方
向である。電流IBは巻線52の点のついた端に入り、電流
IAは巻線42の点のついた端から出て行く（第６図）。後
述するように、巻線42、52の緊密な結合により、フリー
ホイールの間、２つの電流IA、IBは等しくさせられる。
したがつて、コアＤに反対方向に作られた大きさの等し
い磁束は、互いに打ち消し合う。
きの、第５図のフリーホイール状況をくり返し示してい
る。このとき、IT＝IA＋IBである。本発明に従つてトラ
ンスＴを組み立てることにより、コイル部の点についた
端に入る方向に、コイル部S3、S4を通つて電流IBが流れ
る。それにより、電流を密接に結合したコイル部S1、S2
に誘導するために、巻線52を電流トランスの入力巻線の
ように作用させる。同様に、巻線42の電流IAは、巻線52
に電流を誘導して流す。本発明によれば、これら２つの
電流IA、IBによつてコアに作られた磁束は互いに反対方
向である。電流IBは巻線52の点のついた端に入り、電流
IAは巻線42の点のついた端から出て行く（第６図）。後
述するように、巻線42、52の緊密な結合により、フリー
ホイールの間、２つの電流IA、IBは等しくさせられる。
したがつて、コアＤに反対方向に作られた大きさの等し
い磁束は、互いに打ち消し合う。
フリーホイール動作の間、出力回路40、50の双方に、
巻線42、52の巻き数比を等しくして、平衡された電流が
流れる。したがつて、第１図のようなダイオード70、72
を使わなくても、コアは飽和しない。
巻線42、52の巻き数比を等しくして、平衡された電流が
流れる。したがつて、第１図のようなダイオード70、72
を使わなくても、コアは飽和しない。
第7A図において、巻線42、52は、結合係数が0.980よ
りも大きくて、一方が他方の上になるように緊密に巻か
れている。フリーホイール・モードの間、全電流ITが端
子Ｘに流入する。電流は自動的には等しくならないの
で、出力巻線42、52の一方を通つて、より大きな電流の
方が流れやすい。この不均等に配分された自然の電流
は、実線の矢印100、102で概略的に示されている。巻線
42、52は緊密に結合しているので、相互電流トランスの
ように作用する。巻線に誘導された電流は、点線の矢印
で示され、その高さは相対的な大きさを示している。巻
線52を通る大きな電流100は、対応する大きな電流100a
を巻線42に誘導する。巻線42を通る小さな電流102は、
対応する小さな電流102aを巻線52に誘導する。第7A図で
コアＤの３本線で示されている緊密な結合により、直接
の電流トランスの作用が作られるので、電流IAは電流10
0aと102の和に等しい。同様に、電流IBは、電流100と10
2aの和に等しい。電流100は電流100aに等しく、電流102
は電流102aに等しいので、電流IA＝IBである。そして、
IA＋IB＝ITである。こうして、巻線42、52の電流トラン
ス作用によつて、電流IA、IBはフリーホイールの間、等
しい。したがつて、第１図のようなダイオード70、72は
要らない。さらに、巻線42、52は同一巻き極性なので、
電流がこれらの巻線を同時に流れるとき、一方の電流は
巻線52の点のついた端に流入し、もう一方の電流は巻線
42の点のついた端から出て行く。これにより、コアＤに
反対方向の磁束を生じて互いに打ち消し合い、フリーホ
イールの間、コアの飽和を防ぐ。
りも大きくて、一方が他方の上になるように緊密に巻か
れている。フリーホイール・モードの間、全電流ITが端
子Ｘに流入する。電流は自動的には等しくならないの
で、出力巻線42、52の一方を通つて、より大きな電流の
方が流れやすい。この不均等に配分された自然の電流
は、実線の矢印100、102で概略的に示されている。巻線
42、52は緊密に結合しているので、相互電流トランスの
ように作用する。巻線に誘導された電流は、点線の矢印
で示され、その高さは相対的な大きさを示している。巻
線52を通る大きな電流100は、対応する大きな電流100a
を巻線42に誘導する。巻線42を通る小さな電流102は、
対応する小さな電流102aを巻線52に誘導する。第7A図で
コアＤの３本線で示されている緊密な結合により、直接
の電流トランスの作用が作られるので、電流IAは電流10
0aと102の和に等しい。同様に、電流IBは、電流100と10
2aの和に等しい。電流100は電流100aに等しく、電流102
は電流102aに等しいので、電流IA＝IBである。そして、
IA＋IB＝ITである。こうして、巻線42、52の電流トラン
ス作用によつて、電流IA、IBはフリーホイールの間、等
しい。したがつて、第１図のようなダイオード70、72は
要らない。さらに、巻線42、52は同一巻き極性なので、
電流がこれらの巻線を同時に流れるとき、一方の電流は
巻線52の点のついた端に流入し、もう一方の電流は巻線
42の点のついた端から出て行く。これにより、コアＤに
反対方向の磁束を生じて互いに打ち消し合い、フリーホ
イールの間、コアの飽和を防ぐ。
第7B図では結合係数は0.980よりも小さい。これは巻
線42′、52′の間のコアＤの１本線で示している。この
実施例では、巻線42′、52′間のトランス作用は1:1で
はない。したがつて実線矢印で示される自然に発生する
電流は、反対側の巻線にそれよりも小さな電流（破線矢
印で示す）しか誘導しない。実線矢印と破線矢印の電流
の和は、電流IAとIBの間で不均等である。第7C図に示す
ような従来技術においては、２つの出力巻線42″、52″
は電流トランス作用を行うために互いに重なつて巻かれ
てはいない。もちろん、巻線42″、52″は同一のコアＤ
に巻かれている。このような従来型のトランスでは、２
つの出力巻線を通る電流の間にきわめて大きな不均衡が
ある。したがつて、第１図のようなダイオード70、72が
必要である。さらに、インバーターのフリーホイール・
モードの間、コアが飽和するので、フリーホイール電流
が流れている間、磁束の算術和が存在する。
線42′、52′の間のコアＤの１本線で示している。この
実施例では、巻線42′、52′間のトランス作用は1:1で
はない。したがつて実線矢印で示される自然に発生する
電流は、反対側の巻線にそれよりも小さな電流（破線矢
印で示す）しか誘導しない。実線矢印と破線矢印の電流
の和は、電流IAとIBの間で不均等である。第7C図に示す
ような従来技術においては、２つの出力巻線42″、52″
は電流トランス作用を行うために互いに重なつて巻かれ
てはいない。もちろん、巻線42″、52″は同一のコアＤ
に巻かれている。このような従来型のトランスでは、２
つの出力巻線を通る電流の間にきわめて大きな不均衡が
ある。したがつて、第１図のようなダイオード70、72が
必要である。さらに、インバーターのフリーホイール・
モードの間、コアが飽和するので、フリーホイール電流
が流れている間、磁束の算術和が存在する。
第８、９図に本発明を要約して示す。スイツチ20、22
がオンになつていて、パルスＡがコイル部P1、P2を通つ
て流れる。これにより回路40に大きな電流IAが流れる
が、回路50には電流が生じない。スイツチ20、22がオフ
にされると、出力回路はフリーホイール・モードに入
る。このとき、電流IAはIBに等しい。次に、入力電流パ
ルスＢが、スイツチ24、26をオンにすることにより、コ
イル部P3、P4に生じる。このとき、回路40には電流がな
く、回路50を通る全電流もない。その後でスイツチ24、
26がオフにされると、回路は次のフリーホイール・モー
ドに入る。このとき、本発明によれば、電流IAとIBは実
質的に等しい。電流IA、IBはコアＤに関し反対方向に流
れるので、コアＤを飽和しない。
がオンになつていて、パルスＡがコイル部P1、P2を通つ
て流れる。これにより回路40に大きな電流IAが流れる
が、回路50には電流が生じない。スイツチ20、22がオフ
にされると、出力回路はフリーホイール・モードに入
る。このとき、電流IAはIBに等しい。次に、入力電流パ
ルスＢが、スイツチ24、26をオンにすることにより、コ
イル部P3、P4に生じる。このとき、回路40には電流がな
く、回路50を通る全電流もない。その後でスイツチ24、
26がオフにされると、回路は次のフリーホイール・モー
ドに入る。このとき、本発明によれば、電流IAとIBは実
質的に等しい。電流IA、IBはコアＤに関し反対方向に流
れるので、コアＤを飽和しない。
本発明は1.0に近い結合係数をもつているように説明
してきた。実際、本発明の緊密な結合によつて係数は0.
950を越え、好ましい実施例では0.989である。このよう
に、結合係数は0.980よりも大きく、好ましくは0.990よ
りも大きいが、0.950を越える巻線42、52間の結合係数
は、本発明の利点を与える。
してきた。実際、本発明の緊密な結合によつて係数は0.
950を越え、好ましい実施例では0.989である。このよう
に、結合係数は0.980よりも大きく、好ましくは0.990よ
りも大きいが、0.950を越える巻線42、52間の結合係数
は、本発明の利点を与える。
巻線42、52は一方が入力巻線、他方が出力巻線とし
て、電流トランスとして作用する。電流が反対方向に流
れるので、フリーホイール・モードの間、コアを飽和し
ない。こうして、スイツチの大きさが小さくされ、ダイ
オード70、72は不要である。入力巻線30、32を、巻線4
2、52のサンドイツチ状コイル部の反対側に交互に巻く
ことにより、緊密な結合をもつたコンパクトなトランス
巻線が作られ、一方のコイル部を外側に他方のコイル部
を内側にして直列に接続することにより、平衡した磁束
効果が得られる。
て、電流トランスとして作用する。電流が反対方向に流
れるので、フリーホイール・モードの間、コアを飽和し
ない。こうして、スイツチの大きさが小さくされ、ダイ
オード70、72は不要である。入力巻線30、32を、巻線4
2、52のサンドイツチ状コイル部の反対側に交互に巻く
ことにより、緊密な結合をもつたコンパクトなトランス
巻線が作られ、一方のコイル部を外側に他方のコイル部
を内側にして直列に接続することにより、平衡した磁束
効果が得られる。
第１図は本発明のインバーターの回路図、第２図は本発
明のコイル巻線の説明図、第３、４図はそれぞれ第２図
の３−３、４−４矢視図、第５図は入力パルスが入力巻
線の１つに加えられたときの本発明の動作を示す回路
図、第６図は第１、５図のパルスの後の動作特性を説明
するための回路図、第7A〜7C図は第６図と同様の回路図
であるが第7C図のみ従来技術を示すもの、第８図は本発
明の好ましい実施例からなる回路図、および第９図は第
８図のパルスのタイム・チヤートである。 Ｉ……インバーター、Ｔ……トランス Ａ、Ｂ……入力電流パルス、Ｃ……出力回路 Ｄ……コア
明のコイル巻線の説明図、第３、４図はそれぞれ第２図
の３−３、４−４矢視図、第５図は入力パルスが入力巻
線の１つに加えられたときの本発明の動作を示す回路
図、第６図は第１、５図のパルスの後の動作特性を説明
するための回路図、第7A〜7C図は第６図と同様の回路図
であるが第7C図のみ従来技術を示すもの、第８図は本発
明の好ましい実施例からなる回路図、および第９図は第
８図のパルスのタイム・チヤートである。 Ｉ……インバーター、Ｔ……トランス Ａ、Ｂ……入力電流パルス、Ｃ……出力回路 Ｄ……コア
Claims (25)
- 【請求項１】高透磁率磁気コアと、該コアを囲む入力巻
線を有して入力電流パルスを該コアに加える入力部材
と、該コアに巻かれた第１出力巻線と該コアに巻かれた
第２出力巻線とを有する出力トランスを有し、さらに、
第１及び第２の出力端子と、トランスの第１出力巻線を
該端子と並列に接続する第１出力回路と、トランスの第
２出力巻線を該端子と並列に接続する第２出力回路と、
第１出力巻線からの電流を第１極性方向に流す第１出力
回路内の単方向性素子と、第２出力巻線からの電流を同
じく第１極性方向に流す第２出力回路内の単方向性素子
と、端子と直列に接続されるインダクターと、端子を出
力負荷と並列に接続する部材とを有する電気アーク溶接
用インバーター電源において、 出力巻線は入力巻線の間に挿入され、前記第１・第２出
力巻線が同一の巻き数を有して且つ同じ磁束を発生する
方向にコアに巻かれて、入力電流パルスを入力巻線に加
えた後、インダクターからのフリーホイール電流が第１
・第２出力巻線を通して一方向に流れ、コアに反対極性
の磁束を発生させ、第１・第２出力巻線を互いにコア上
に隣接して0.980よりも大きな結合係数で装着する部材
からなる電気アーク溶接用インバーター電源。 - 【請求項２】前記装着部材が、出力巻線の一方をもう一
方の直接上に巻いて係合させる部材を有する、請求項１
記載のインバーター電源。 - 【請求項３】前記第１出力巻線が第１・第２の直列接続
コイル部を有し、第２出力巻線が第１・第２の直列接続
コイル部を有し、装着部材が第１出力巻線の第１コイル
部を直接第２出力巻線の第１コイル部の上に装着する第
１部材と、第２出力巻線の第２コイル部を直接第１出力
巻線の第２コイル部の上に装着する第２部材とを有す
る、請求項２記載のインバーター電源。 - 【請求項４】前記コアが第１・第２の間隔を置かれた脚
を有し、第１装着部材が第１脚を囲み、第２装着部材が
第２脚を囲む、請求項３記載のインバーター電源。 - 【請求項５】前記第１出力巻線が第１・第２の直列接続
コイル部を有し、第２出力巻線が第１・第２の直列接続
コイル部を有し、装着部材が第１出力巻線の第１コイル
部を直接第２出力巻線の第１コイル部の上に装着する第
１部材と、第２出力巻線の第２コイル部を直接第１出力
巻線の第２コイル部の上に装着する第２部材とを有す
る、請求項１記載のインバーター電源。 - 【請求項６】前記コアが第１・第２の間隔を置かれた脚
を有し、第１装着部材が第１脚を囲み、第２装着部材が
第２脚を囲む、請求項５記載のインバーター電源。 - 【請求項７】前記結合係数が少なくとも0.990である、
請求項１記載のインバーター電源。 - 【請求項８】前記結合係数が少なくとも0.990である、
請求項２記載のインバーター電源。 - 【請求項９】前記結合係数が少なくとも0.990である、
請求項５記載のインバーター電源。 - 【請求項１０】高透磁率磁気コアと、該コアを囲む第１
・第２入力巻線を有し入力電流パルスをコアに加える入
力部材と、コアに巻かれ第１入力巻線と関連した第１出
力巻線と、コアに巻かれ第２入力巻線に関連した第２出
力巻線と有する出力トランスを有し、さらに、第１・第
２の出力端子と、トランスの第１出力巻線を端子と並列
に接続する第１出力回路と、トランスの第２出力巻線を
端子と並列に接続する第２出力回路と、第１出力巻線か
らの電流を第１極性方向に流す第１出力回路内の単方向
性素子と、第２出力巻線からの電流を同じく第１極性方
向に流す第２出力回路内の単方向性素子と、端子と直列
に接続されるインダクターと、端子を一対の溶接電極に
接続する部材とを有する電気アーク溶接用インバーター
電源において、 出力巻線は入力巻線の間に挿入され、前記第１・第２出
力巻線が同一の巻き数を有して且つ同じ磁束を発生する
方向にコア上に巻かれて、入力電流パルスの各々を入力
巻線に加えた後、インダクターからのフリーホイール電
流が第１・第２出力巻線を通って一方向に流れ、コアに
反対極性の磁束を発生させ、第１・第２出力巻線を互い
にコア上に隣接して0.950よりも大きな結合係数で第１
・第２出力巻線を装着する部材からなる電気アーク溶接
用インバーター電源。 - 【請求項１１】前記装着部材が、出力巻線の一方をもう
一方の直接上に巻いて係合させる部材を有する、請求項
10記載のインバーター電源。 - 【請求項１２】前記第１出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、第２出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、装着部材が第１出力巻線の第１コイ
ル部を直接第２出力巻線の第１コイル部の上に装着する
第１部材と、第２出力巻線の第２コイル部を直接第１出
力巻線の第２コイル部の上に装着する第２部材とを有す
る、請求項10記載のインバーター電源。 - 【請求項１３】前記コアが第１・第２の間隔を置いた脚
を有し、第１装着部材が第１脚を囲み、第２装着部材が
第２脚を囲む、請求項12記載のインバーター電源。 - 【請求項１４】入力パルスを溶接作業に使われる一連の
出力パルスに変換する電気アーク溶接用出力トランスに
おいて、該トランスが２つの脚をもつコアと、入力電流
パルスがコアを交互に反対方向に磁化するために流され
る第１・第２の入力巻線を有し、該入力パルスはフリー
ホィール電流が溶接作業に流れる間、互いにある期間、
間隔を置かれ、該トランスは、入力電流パルスが第１入
力巻線に流れるとき、第１出力電流パルスが誘導される
第１出力巻線と、入力パルスが第２入力巻線に流れると
き、第２出力電流パルスが誘導される第２出力巻線とを
有し、該第１・第２出力パルスは反対極性を有し、 出力巻線は入力巻線の間に挿入され、前記第１・第２出
力巻線は互いに同一の巻き数を有してその上に重なっ
て、結合係数が少なくとも0.950でコア上に直接装着さ
れ、一方向に巻かれて、フリーホィール電流の流れてい
る間、反対磁化方向が生じることからなる、電気アーク
溶接用出力トランス。 - 【請求項１５】前記第１出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、第２出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、第１出力巻線の第１コイル部を直接
第２出力巻線の第１コイル部の上に装着する第１部材
と、第２出力巻線の第２コイル部を直接第１出力巻線の
第２コイル部の上に装着する第２部材とを有する、請求
項14記載の出力トランス。 - 【請求項１６】前記入力巻線がそれぞれ第１・第２の直
列接続コイル部を有し、コアの第１脚力に第１入力巻線
の第１コイル部と、第１出力巻線の第１コイル部と、第
２出力巻線の第１コイル部と、第２入力巻線の第１コイ
ル部とを連続して有し、該コイル部の隣り合う同士が0.
980よりも大きな結合係数を有する、請求項15記載の出
力トランス。 - 【請求項１７】前記コアの第２脚が第２入力巻線の第２
コイル部、第２出力巻線の第２コイル部、第１出力巻線
の第２コイル部および第１入力巻線の第２コイル部を連
続して有し、該コイル部の隣接する同士が0.980よりも
大きな結合係数を有する、請求項16記載の出力トラン
ス。 - 【請求項１８】前記結合係数が0.990よりも大きな、請
求項17記載の出力トランス。 - 【請求項１９】前記結合係数が0.990よりも大きな、請
求項16記載の出力トランス。 - 【請求項２０】所定巻き数の出力巻線と、高透磁率磁気
コアを囲む出力巻線とともに単方向性素子をそれぞれ有
する２つの交互にパルスされる出力回路を有し、電気ア
ーク溶接用電極の間に所定の方向に電流を流す電気アー
ク溶接用出力トランスにおいて、 前記出力巻線は同一の巻き数を有して、出力回路のパル
スの間に少なくとも0.980の結合係数で且つ出力巻線が
入力巻線の間に挿入されて互いに直接重なり合って、コ
アに反対方向の磁束を発生させる方向に、コア上に巻か
れていることからなる電気アーク溶接用出力トランス。 - 【請求項２１】前記結合係数が0.980よりも大きな、請
求項20記載の出力トランス。 - 【請求項２２】前記結合係数が0.990よりも大きな、請
求項20記載の出力トランス。 - 【請求項２３】前記出力巻線の一方を他方の直接上に巻
いて係合させる部材を有する請求項20記載の出力トラン
ス。 - 【請求項２４】前記第１出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、第２出力巻線が第１・第２の直列接
続コイル部を有し、出力トランスがさらに、第１出力巻
線の第１コイル部を直接第２出力巻線の第１コイル部の
上に装着する第１部材と、第２出力巻線の第２コイル部
を直接第１出力巻線の第２コイル部の上に装着する第２
部材とを有する、請求項20記載の出力トランス。 - 【請求項２５】前記コアが第１・第２の間隔を置いた脚
を有し、第１装着部材が第１脚を囲み、第２装着部材が
第２脚を囲む、請求項24記載の出力トランス。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/346,655 US4897773A (en) | 1989-05-03 | 1989-05-03 | Inverter output circuit |
| US346655 | 1989-05-03 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0355609A JPH0355609A (ja) | 1991-03-11 |
| JP3038662B2 true JP3038662B2 (ja) | 2000-05-08 |
Family
ID=23360430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2115359A Expired - Fee Related JP3038662B2 (ja) | 1989-05-03 | 1990-05-02 | 電気アーク溶接用インバータ電源 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4897773A (ja) |
| EP (1) | EP0396126A3 (ja) |
| JP (1) | JP3038662B2 (ja) |
| KR (1) | KR920010494B1 (ja) |
| AU (1) | AU615143B2 (ja) |
| DK (1) | DK109390A (ja) |
| FI (1) | FI902085A0 (ja) |
| NO (1) | NO901886L (ja) |
Families Citing this family (20)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5349157A (en) * | 1993-01-04 | 1994-09-20 | The Lincoln Electric Company | Inverter power supply for welding |
| US5351175A (en) * | 1993-02-05 | 1994-09-27 | The Lincoln Electric Company | Inverter power supply for welding |
| US5715150A (en) * | 1996-11-27 | 1998-02-03 | The Lincoln Electric Company | Inverter output circuit |
| US5831237A (en) * | 1997-03-13 | 1998-11-03 | The Lincoln Electric Company | Plasma arc power system and method of operating same |
| US5880946A (en) * | 1997-12-29 | 1999-03-09 | Biegel; George | Magnetically controlled transformer apparatus for controlling power delivered to a load |
| US6204476B1 (en) | 1999-05-12 | 2001-03-20 | Illinois Tool Works | Welding power supply for pulsed spray welding |
| US6344628B1 (en) | 1999-09-23 | 2002-02-05 | Illinois Tool Works Inc. | CV background for welding |
| GB2360146B (en) * | 2000-03-06 | 2004-04-28 | Mitel Corp | Switching power supply |
| US6479794B1 (en) | 2000-11-03 | 2002-11-12 | Illinois Tool Works Inc. | Engine driven welding power supply with dig circuit |
| DE102004033994B4 (de) * | 2003-07-16 | 2017-07-27 | Denso Corporation | Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler |
| US7760525B2 (en) * | 2003-08-21 | 2010-07-20 | Marvell World Trade Ltd. | Voltage regulator |
| US7872454B2 (en) * | 2003-08-21 | 2011-01-18 | Marvell World Trade Ltd. | Digital low dropout regulator |
| US8324872B2 (en) * | 2004-03-26 | 2012-12-04 | Marvell World Trade, Ltd. | Voltage regulator with coupled inductors having high coefficient of coupling |
| US7190152B2 (en) * | 2004-07-13 | 2007-03-13 | Marvell World Trade Ltd. | Closed-loop digital control system for a DC/DC converter |
| JP2006031148A (ja) * | 2004-07-13 | 2006-02-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アーク溶接ロボットの制御装置 |
| CN100341656C (zh) * | 2004-12-06 | 2007-10-10 | 陈仁富 | 逆变焊机用实现焊机空载、轻载时软开关装置 |
| DE102006045970A1 (de) * | 2006-09-27 | 2008-04-03 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben eines Transformators |
| CN101020272A (zh) * | 2007-03-13 | 2007-08-22 | 黄汝明 | 环形高效直流弧焊机 |
| EP3376659A1 (de) | 2017-03-17 | 2018-09-19 | Fronius International GmbH | Schweissstromquelle |
| JP6576604B1 (ja) * | 2018-12-18 | 2019-09-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH372771A (fr) * | 1961-12-01 | 1963-10-31 | Secheron Atel | Appareil générateur de courant pour la soudure à l'arc électrique |
| US3818314A (en) * | 1973-06-11 | 1974-06-18 | Bell Telephone Labor Inc | Frequency controlled inverter |
| GB1546581A (en) * | 1975-05-17 | 1979-05-23 | Westinghouse Brake & Signal | Transformers |
| US4007413A (en) * | 1975-12-08 | 1977-02-08 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Converter utilizing leakage inductance to control energy flow and improve signal waveforms |
| US4042872A (en) * | 1975-12-29 | 1977-08-16 | Mcleod James A | Static converter having partially gapped transformer |
| US4127894A (en) * | 1977-11-14 | 1978-11-28 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Converter protection circuit operative to limit and counteract transformer saturation |
| US4307334A (en) * | 1978-12-14 | 1981-12-22 | General Electric Company | Transformer for use in a static inverter |
| US4481565A (en) * | 1982-07-08 | 1984-11-06 | Rca Corporation | Core reset for single-ended dc-to-dc converter |
| US4628426A (en) * | 1985-10-31 | 1986-12-09 | General Electric Company | Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages |
| JPS6369458A (ja) * | 1986-09-10 | 1988-03-29 | Hitachi Ltd | スイツチングレギユレ−タの主変圧器 |
| US4897522A (en) * | 1989-02-06 | 1990-01-30 | The Lincoln Electric Company | Output control circuit for inverter |
-
1989
- 1989-05-03 US US07/346,655 patent/US4897773A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-04-24 AU AU53876/90A patent/AU615143B2/en not_active Ceased
- 1990-04-25 FI FI902085A patent/FI902085A0/fi not_active Application Discontinuation
- 1990-04-27 NO NO90901886A patent/NO901886L/no unknown
- 1990-05-01 KR KR1019900006176A patent/KR920010494B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1990-05-02 DK DK109390A patent/DK109390A/da not_active Application Discontinuation
- 1990-05-02 JP JP2115359A patent/JP3038662B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-05-03 EP EP19900108341 patent/EP0396126A3/de not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI902085A0 (fi) | 1990-04-25 |
| AU5387690A (en) | 1991-01-24 |
| KR900017714A (ko) | 1990-12-19 |
| NO901886D0 (no) | 1990-04-27 |
| EP0396126A2 (de) | 1990-11-07 |
| NO901886L (no) | 1990-11-05 |
| EP0396126A3 (de) | 1991-05-02 |
| DK109390D0 (da) | 1990-05-02 |
| JPH0355609A (ja) | 1991-03-11 |
| KR920010494B1 (ko) | 1992-11-30 |
| US4897773A (en) | 1990-01-30 |
| DK109390A (da) | 1990-11-04 |
| AU615143B2 (en) | 1991-09-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3038662B2 (ja) | 電気アーク溶接用インバータ電源 | |
| US4803609A (en) | D. C. to D. C. converter | |
| Manjrekar et al. | Power electronic transformers for utility applications | |
| JP2597951B2 (ja) | 高周波電源 | |
| US5886516A (en) | Series resonant converter transformer assembly having integral inductor tank elements | |
| US5166869A (en) | Complementary electronic power converter | |
| GB2029116A (en) | Regulating transformer with magnetic shunt | |
| JPH02276477A (ja) | インバーター用改良出力調整回路 | |
| JP2006166550A (ja) | 入出力絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ | |
| JP2799410B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JPH04361872A (ja) | インバータ溶接電源 | |
| JP2000023455A (ja) | 共振型スイッチング電源 | |
| JPH01248959A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US5159540A (en) | High-efficiency saturable core voltage converter | |
| JP3259337B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH08317657A (ja) | 共振型コンバータ装置 | |
| JPS5852431B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPS58127565A (ja) | 定電圧電源装置 | |
| JP2002218753A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH1169815A (ja) | 電源装置 | |
| JP3401923B2 (ja) | １石電流複合共振型コンバーター回路 | |
| JPH0222630B2 (ja) | ||
| JPH10243656A (ja) | 電源装置 | |
| JP3324774B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPS6128432B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |