JPH10243656A

JPH10243656A - 電源装置

Info

Publication number: JPH10243656A
Application number: JP9041220A
Authority: JP
Inventors: Hiroaki Mannami; 寛明万波; Yoshinobu Murakami; 善宣村上; Tomoyuki Nakano; 智之中野; Naoki Onishi; 尚樹大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-02-25
Filing date: 1997-02-25
Publication date: 1998-09-11

Abstract

(57)【要約】【課題】リーケージトランスを含む共振回路を有するイ
ンバータ装置で、交流電源から引き込まれる入力電流が
負荷の共振電流により制限される場合において、所定の
出力電流を流すリーケージインダクタを得て、出力電力
に見合った入力電流を引き込むことが可能なリーケージ
トランスを構成し、かつ、リーケージトランスの小型化
を可能とする。【解決手段】交流電源を整流平滑して得た直流電圧を高
周波に変換し、リーケージトランスを介して負荷回路に
高周波の交流電力を供給し、かつ負荷の共振電流により
入力電流が制限される電力変換回路において、リーケー
ジトランスの構成を、第２の巻線Ｌ₂の一部を第１の巻
線Ｌ₁と重ねて巻回し、重ね巻いた巻数に応じて磁束を
打ち消し、漏れ磁束を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑して得た直流を高周波に変換して負荷回路に供給する
電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図６に従来例の基本回路図を示す。以
下、その回路構成について説明する。全波整流器ＤＢの
交流入力端子には、トランスＬ₃とコンデンサＣ₅、Ｃ
₆よりなるフィルタ回路を介して交流電源Ｖｓが接続さ
れている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、ダイオ
ードＤ₁を介して平滑コンデンサＣ₁が接続されてい
る。平滑コンデンサＣ₁には、ＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の直列回路が並列接続されて
いる。ダイオードＤ₁と全波整流器ＤＢの接続点と、ス
イッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂の接続点との間には、リーケ
ージトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁とコンデンサＣ₃とか
らなる直列回路が接続されている。リーケージトランス
Ｔｌの２次巻線Ｌ₂の両端には、放電灯ｌａのフィラメ
ントの電源側端子が接続されており、放電灯ｌａのフィ
ラメントの非電源側端子間にはコンデンサＣ₂が並列接
続されている。また、ダイオードＤ₁の両端にはコンデ
ンサＣ₄が並列接続されている。

【０００３】以下、上記回路の動作について説明する。
まず、インバータの動作について説明する。インバータ
はスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂とリーケージトランスＴ
ｌ（リーケージインダクタＬ₀）、コンデンサＣ₂、Ｃ
₃及び放電灯ｌａで構成されている。スイッチング素子
Ｑ₁、Ｑ₂が高速度で交互にオン、オフし、平滑コンデ
ンサＣ₁の直流電圧を高周波の交流に変換して、放電灯
ｌａを高周波点灯させる。コンデンサＣ₂は放電灯ｌａ
のフィラメントの予熱電流通電経路を構成しており、ま
たリーケージインダクタＬ₀との共振用コンデンサも兼
ねている。コンデンサＣ₃は直流成分カット用の結合コ
ンデンサである。

【０００４】上記回路においてスイッチング素子Ｑ₂が
オンすると、平滑コンデンサＣ₁からコンデンサＣ₄、
リーケージトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁、コンデンサＣ
₃、スイッチング素子Ｑ₂を経て平滑コンデンサＣ₁に
戻る経路で電流が流れる。このとき、コンデンサＣ₄が
充電され、｜Ｖｉｎ｜＞Ｖ_C1−Ｖ_C4が成立するとき、全
波整流器ＤＢから、リーケージトランスＴｌの１次巻線
Ｌ₁、コンデンサＣ₃、スイッチング素子Ｑ₂を経て全
波整流器ＤＢに戻る経路で電流が流れることになる。つ
まり、全波整流器ＤＢの出力端と平滑コンデンサＣ₁の
間に挿入したコンデンサＣ₄が全波整流器ＤＢの出力電
圧｜Ｖｉｎ｜と平滑コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_C1との差の
電圧を分担することになり、全波整流器ＤＢの出力電圧
｜Ｖｉｎ｜が平滑コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_C1より低くて
も、入力電流Ｉｉｎが高周波的に流れる。この入力歪改
善動作により入力力率が高くなる。また、コンデンサＣ
₅、Ｃ₆とトランスＬ₃を含むフィルタ回路により高周
波成分を除去した入力電流波形は、高調波成分の少ない
正弦波に近い波形とすることができる。

【０００５】この回路では、入力歪改善動作により引き
込まれる入力電流の割合はほぼ決まっており、リーケー
ジトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁を流れる共振電流Ｉ_L1の
略１／３である。よって、リーケージトランスＴｌの昇
圧比が小さく、その１次巻線Ｌ₁を流れる共振電流Ｉ_L1
が少なくなるに従い、引き込まれる入力電流Ｉｉｎが不
足し、平滑コンデンサＣ₁の電圧Ｖ_C1が低下し、電源電
圧Ｖｉｎのピーク値以下になると、コンデンサインプッ
ト的なパルス状の電流が流れるため、入力電流歪の悪化
を招くことになる。一方、リーケージトランスＴｌの昇
圧比が大きく、その１次巻線Ｌ₁を流れる共振電流Ｉ_L1
が大きくなるに従い、共振電流Ｉ_L1が流れる経路に含ま
れるスイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂でのスイッチングロス
やリーケージトランスＴｌの巻線でのロスが増加するた
め、回路効率の低下を招くことになる。また、リーケー
ジトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁を流れる共振電流Ｉ
_L1は、リーケージトランスＴｌの２次側を流れる電流Ｉ
_L2の略昇圧比倍である。したがって、引き込まれる入力
電流が負荷の共振電流に制限されるような回路におい
て、リーケージトランスＴｌの設計を行う場合、負荷電
流に応じてリーケージトランスＴｌの昇圧比を調節し、
入力電流Ｉｉｎにコンデンサインプット的な電流が流れ
ないようにしなければならない。そして、流れる電流に
応じた線経、及び磁束が飽和しないような巻数が決ま
る。図８に従来のＥＥ型コアを用いたリーケージトラン
スの形状を示す。図中、１はＥコア、２はボビン、Ｌ₁
は１次巻線、Ｌ ₂は２次巻線である。

【０００６】図７に他の従来例の回路図を示す。以下、
その回路構成について説明する。全波整流器ＤＢの交流
入力端子には、トランスＬ₃とコンデンサＣ₅、Ｃ₆よ
りなるフィルタ回路を介して交流電源Ｖｓが接続されて
いる。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、コンデンサ
Ｃ₄が接続されると共に、ダイオードＤ₁と平滑コンデ
ンサＣ₁の直列回路が前記コンデンサＣ₄と並列に接続
されている。平滑コンデンサＣ₁の両端には、スイッチ
ング素子Ｑ₁、Ｑ₂の直列回路が並列接続されている。
ダイオードＤ₁と全波整流器ＤＢの接続点と、スイッチ
ング素子Ｑ₁、Ｑ₂の接続点との間には、リーケージト
ランスＴｌの１次巻線Ｌ₁とコンデンサＣ₃とからなる
直列回路が接続されている。リーケージトランスＴｌの
２次巻線Ｌ₂の両端には、放電灯ｌａ₁と放電灯ｌａ₂
のフィラメントの電源側端子が直列に接続されており、
放電灯ｌａ₁、放電灯ｌａ₂のフィラメントの非電源側
端子間にはコンデンサＣ₂₁とコンデンサＣ₂₂が各々並列
接続されている。

【０００７】以下、上記回路動作について説明する。ま
ず、インバータの動作について説明する。インバータは
スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂とリーケージトランスＴｌ
（リーケージインダクタＬ₀）、コンデンサＣ₂₁、
Ｃ₂₂、コンデンサＣ₃、放電灯ｌａ₁及び放電灯ｌａ₂
で構成されている。スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂が高速
度で交互にオン、オフし、平滑コンデンサＣ₁の直流電
圧を高周波の交流に変換して、放電灯ｌａ₁、ｌａ₂を
高周波点灯させる。コンデンサＣ₂₁、Ｃ₂₂は放電灯ｌａ
₁、ｌａ₂のフィラメントの予熱電流通電経路を構成し
ており、またリーケージインダクタＬ₀との共振用コン
デンサも兼ねている。コンデンサＣ₃は直流成分カット
用の結合コンデンサである。

【０００８】上記回路において、次に挙げる６つの動作
モードがある。モード：スイッチング素子Ｑ₁がオンすると、コンデ
ンサＣ₁からスイッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₃、
リーケージトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁、コンデンサＣ
₄を経て平滑コンデンサＣ₁に戻る経路でコンデンサＣ
₄がＶｄｃに充電されるまで電流が流れる。

【０００９】モード：モードの状態から、コンデン
サＣ₄がＶｄｃまで充電された後、共振電流は、リーケ
ージトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁、ダイオードＤ₁、ス
イッチング素子Ｑ₁、コンデンサＣ₃を通ってリーケー
ジトランスＴｌの１次巻線Ｌ ₁の経路で流れる。

【００１０】モード：モードの状態から、スイッチ
ング素子Ｑ₁がオフして、スイッチング素子Ｑ₂がオン
となるスイッチング動作により、共振電流は、リーケー
ジトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁、ダイオードＤ₁、平滑
コンデンサＣ₁、スイッチング素子Ｑ₂の内蔵ダイオー
ド、コンデンサＣ₃を通ってリーケージトランスＴｌの
１次巻線Ｌ₁の経路で流れる。

【００１１】モード：共振電流の転流により、コンデ
ンサＣ₃、スイッチング素子Ｑ₂、コンデンサＣ₄、リ
ーケージトランスＴｌの１次巻線Ｌ₁を通ってコンデン
サＣ ₃の経路で共振電流は流れ、コンデンサＣ₄の放電
が行われる。

【００１２】モード：モードの状態から、｜Ｖｉｎ
｜＞Ｖ_C1となる時点より、共振電流は電源Ｖｓを介し
て、全波整流器ＤＢ、リーケージトランスＴｌの１次巻
線Ｌ₁、コンデンサＣ₃、スイッチング素子Ｑ₂を通っ
て全波整流器ＤＢの経路で流れる。

【００１３】モード：モードの状態から、スイッチ
ング素子Ｑ₁がオンして、スイッチング素子Ｑ₂がオフ
となるスイッチング動作により、共振電流は、電源Ｖｓ
を介して、全波整流器ＤＢ、リーケージトランスＴｌの
１次巻線Ｌ₁、コンデンサＣ ₃、スイッチング素子Ｑ₁
の内蔵ダイオード、平滑コンデンサＣ₁を通って全波整
流器ＤＢの経路で流れる。

【００１４】上記各動作モードのうち、モードとモー
ドのとき、入力電流Ｉｉｎが高周波的に流れる。従っ
て、この入力歪改善動作により入力力率が高くなる。ま
た、コンデンサＣ₅、Ｃ₆とトランスＬ₃を含むフィル
タ回路により高周波成分を除去した入力電流波形は、高
調波成分の少ない正弦波に近い波形とすることができ
る。以上の動作モード以外は、図６の従来例と同様であ
る。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上記のような回路にお
いて、低コスト化のためリーケージトランスＴｌの小型
化を図る場合、次のような課題がある。まず、磁束につ
いて考えると、最大磁束密度Ｂｍは、１次巻線Ｌ₁に印
加される電圧Ｖ₁に比例し、駆動周波数Ｆ、磁束が通る
コアの断面積Ｓ、及び１次巻線Ｌ₁の巻数Ｎ₁に反比例
する関係が有る。また、磁束を飽和させないためには、
最大磁束密度Ｂｍが０．２５〜０．３になるように設計
しなければならないことが過去の例により分かってい
る。そこで、コアサイズが小さくなるとコアの断面積Ｓ
が小さくなるため、最大磁束密度Ｂｍを満足するには１
次巻線Ｌ₁の巻数Ｎ₁を増加する必要が有る。

【００１６】ところが、漏れ磁束φＬと巻数Ｎ₁は比例
関係にあるため、巻数Ｎ₁を増加するとリーケージイン
ダクタＬ₀が増加することになる。したがって、リーケ
ージトランスＴｌの小型化を行う場合、リーケージイン
ダクタＬ₀は巻数比の二乗に比例して増加し、その結
果、所定の出力が得られなくなるという課題がある。例
えば、巻数をＮ₁₁からＮ₁₂に増加した場合、リーケージ
インダクタはＬ₀₁からＬ ₀₂に増加するものとすると、Ｌ
₀₂≒（Ｎ₁₂／Ｎ₁₁）²×Ｌ₀₁となる。出力を増加するに
は駆動周波数Ｆを低くして、共振を強めるという手段も
考えられるが、駆動周波数Ｆを低くすると最大磁束密度
Ｂｍが大きくなってしまう。また、トランスの昇圧比を
上げるという手段も考えられるが、前述のように回路効
率の低下を招くことになるため、コンデンサインプット
にならない程度にできる限り昇圧比は下げ、共振のリー
ケージインダクタＬ₀を小さくした設計が望ましい。し
たがって、従来の設計ではコアサイズを小さくする余裕
がある場合でも、リーケージインダクタＬ₀が大きくな
りすぎるためにリーケージトランスＴｌの小型化ができ
ないという課題があった。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図６又は図７に示すように、
交流電源Ｖｓを整流平滑して得た直流電圧を高周波に変
換し、リーケージトランスＴｌを介して負荷回路に高周
波の交流電力を供給し、かつ負荷の共振電流により入力
電流が制限される電力変換回路において、リーケージト
ランスの構成を、図１に示すように、第２の巻線Ｌ₂の
一部を第１の巻線Ｌ₁と重ねて巻回したことを特徴とす
るものである。あるいは、図２に示すように、リーケー
ジトランスＴｌのコアが第１及び第２のコアからなり、
図３に示すように、第１の巻線Ｌ ₁は第１のコア上に巻
回され、第２の巻線Ｌ₂は第２のコア上と、第１の巻線
Ｌ ₁と同一のコア上との両方に巻回されていることを特
徴とするものである。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１実施例を示し
ている。本実施例は、例えば図６あるいは図７に示した
ような、負荷の共振電流により引き込まれる入力電流が
制限されるような回路において、リーケージトランスＴ
ｌを図１に示すような構成とすることにより、所定の出
力電流を流すリーケージインダクタＬ₀を得ると共に、
出力電力に見合った入力電流を引き込むことを可能とし
た上で、リーケージトランスＴｌの小型化を可能とする
ものである。本実施例におけるリーケージトランスＴｌ
の構成は、図２に示すような、いわゆるＥＥコア（Ｅコ
ア＋Ｅコア）を用いており、ボビン形状は１次巻線、及
び２次巻線が個別に巻けるような形状となっている。そ
して、まずボビンの一方には１次巻線Ｌ₁が巻かれてお
り、ボビンの他方には２次巻線Ｌ₂が巻かれており、そ
の２次巻線Ｌ₂の一部が磁束を打ち消すように１次巻線
Ｌ₁と重ねて巻かれている。図１に示したコア、ボビン
の形状は一例を示したにすぎず、形が異なるものであっ
てもよい。

【００１９】このように、１次巻線Ｌ₁と２次巻線Ｌ₂
を重ねて巻くことにより、重ね巻いた巻数に応じて磁束
を打ち消し、漏れ磁束を抑制することができる。つま
り、リーケージトランスＴｌをこのような構成にするこ
とにより、重ね巻く巻数を変え、リーケージインダクタ
Ｌ₀を調節することができる。

【００２０】本実施例では簡単で安価なボビンを用い、
２次巻線の一部を１次巻線と重ねて巻回することにより
磁束を打ち消し、リーケージインダクタＬ₀の増加を抑
え、所定のリーケージインダクタＬ₀を得ると共に、リ
ーケージトランスＴｌの小型化を可能とするものであ
る。尚、図６に示した回路において負荷が二灯の場合
は、２次巻線の両端にバランサを介して放電灯を二灯並
列に接続する構成が容易に考えられる。このように放電
灯が複数になっても本実施例に示した発明による効果は
同様である。

【００２１】次に、図３は本発明の第２実施例を示して
いる。本実施例におけるリーケージトランスの構成は、
いわゆるＥＥコアを用いており、ボビン２の形状は１次
巻線Ｌ₁及び２次巻線Ｌ₂が個別に巻けるような形状と
なっている。まずボビンの一方には１次巻線Ｌ₁が巻か
れており、ボビンの他方には２次巻線Ｌ₂が巻かれてお
り、その一部が１次巻線が巻かれているのと同一コア上
に重なるように巻かれている。また、ボビンの形状によ
っては、図４に示すような巻き方もある。

【００２２】本実施例によれば１次巻線、２次巻線共に
巻回が容易で、２次巻線の一部を１次巻線と同一のコア
上に巻くことにより、その巻数に応じて１次側と２次側
の結合が強まり、漏れ磁束が減小することによりリーケ
ージインダクタＬ₀の調節をすることができ、かつリー
ケージトランスの小型化を可能とするものである。例え
ば図６あるいは図７に示したような、負荷の共振電流に
より引き込まれる入力電流が制限されるような回路にお
いて、リーケージトランスＴｌを図３又は図４に示すよ
うな構成とすることにより、所定の出力電流を流すリー
ケージインダクタＬ₀を得ると共に、出力電力に見合っ
た入力電流を引き込むことが可能となり、かつ、リーケ
ージトランスＴｌの小型化も可能となるものである。

【００２３】次に、図５は本発明の第３実施例を示して
いる。本実施例におけるリーケージトランスの構成は、
いわゆるＥＥコアを用いており、ボビン２の形状は１次
巻線Ｌ₁及び２次巻線Ｌ₂が個別に巻けるような形状と
なっている。まずボビンの一方には１次巻線Ｌ₁が巻か
れており、ボビンの他方には２次巻線Ｌ₂が巻かれてお
り、その一部が１次巻線Ｌ₁が巻かれているのと同一コ
ア上に重なるように巻かれている。さらに、２次巻線Ｌ
₂の一部が磁束を打ち消すように１次巻線Ｌ₁と重ねて
巻かれている。

【００２４】本実施例は、例えば図６あるいは図７に示
したような、負荷の共振電流により引き込まれる入力電
流が制限されるような回路において、リーケージトラン
スＴｌを図５に示すような構成とすることにより、所定
の出力電流を流すリーケージインダクタＬ₀を得ると共
に、出力電力に見合った入力電流を引き込むことを可能
とした上で、リーケージトランスＴｌの小型化を可能と
するものである。

【００２５】従来例で述べたように、例えば図６あるい
は図７に示したような回路では、負荷の共振電流により
引き込まれる入力電流が制限され、また、負荷回路に例
えば蛍光ランプなどを含む共振回路を用いる場合、負荷
の共振電流はランプ電流などに制限される。これら二つ
のことによりトランスの昇圧比も制限される。トランス
の１次側、２次側に流れる電流により、各々の巻線の線
径が決定する。１次巻線、２次巻線の巻数はコアサイズ
と磁束の飽和を考慮して決定される。１次巻線、２次巻
線の巻回するスペースはコアサイズとボビン形状より決
定される。

【００２６】本実施例によれば、これらの制約下におい
ても、１次巻線、２次巻線の巻数比に応じて、予め２次
巻線の一部を１次巻線と同一のコア上に巻き、かつ２次
巻線の一部を１次巻線と重ね巻くことで所定のリーケー
ジインダクタに調節でき、効率よくリーケージトランス
の小型化を可能とするものである。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、引き込まれる入力電流
が負荷の共振電流により制限される回路において、所定
の出力電流を流すリーケージインダクタを得て、出力電
力に見合った入力電流を引き込むことが可能なリーケー
ジトランスを構成した上で、リーケージトランスの小型
化を可能とするという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の要部構成を示す正面図で
ある。

【図２】本発明の第１実施例に用いるコアの形状を示す
正面図である。

【図３】本発明の第２実施例の要部構成を示す正面図で
ある。

【図４】本発明の第２実施例の一変形例の要部構成を示
す正面図である。

【図５】本発明の第３実施例の要部構成を示す正面図で
ある。

【図６】従来の電源装置の一例を示す回路図である。

【図７】従来の電源装置の他の一例を示す回路図であ
る。

【図８】従来の電源装置の要部構成を示す正面図であ
る。

【符号の説明】

１Ｅコア２ボビンＬ₁ １次巻線Ｌ₂ ２次巻線

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０１Ｆ 31/06 ５０１Ｚ (72)発明者大西尚樹大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流平滑して得た直流電圧
を高周波に変換し、リーケージトランスを介して負荷回
路に高周波の交流電力を供給し、かつ負荷の共振電流に
より入力電流が制限される電力変換回路において、リー
ケージトランスの第２の巻線の一部を第１の巻線と重ね
て巻回したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】交流電源を整流平滑して得た直流電圧
を高周波に変換し、リーケージトランスを介して負荷回
路に高周波の交流電力を供給し、かつ負荷の共振電流に
より入力電流が制限される電力変換回路において、リー
ケージトランスのコアが第１及び第２のコアからなり、
第１の巻線は第１のコア上に巻回され、第２の巻線は第
２のコア上と、第１の巻線と同一のコア上との両方に巻
回されていることを特徴とする電源装置。
【請求項３】前記電力変換回路が、交流電源を全波
整流する全波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダ
イオードを介して並列接続された平滑コンデンサと、前
記ダイオードの両端に並列接続されたコンデンサと、前
記平滑コンデンサの両端に並列接続されて交互にオン、
オフする第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、第１及び第２のスイッチング素子に各々逆並列接続
されたダイオードとを備え、全波整流器の直流出力端子
とダイオードの接続点と、第１及び第２のスイッチング
素子の接続点との間にリーケージトランスの第１の巻線
と直流カット用の結合コンデンサの直列回路が接続され
ており、リーケージトランスの第２の巻線の両端には負
荷回路が接続されているような回路において、リーケー
ジトランスの構成を、第２の巻線の一部を第１の巻線と
重ねて巻回したことを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項４】前記電力変換回路が、交流電源を全波
整流する全波整流器と、全波整流器の直流出力端子にダ
イオードを介して並列接続された平滑コンデンサと、前
記ダイオードの両端に並列接続されたコンデンサと、前
記平滑コンデンサの両端に並列接続されて交互にオン、
オフする第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、第１及び第２のスイッチング素子に各々逆並列接続
されたダイオードとを備え、全波整流器の直流出力端子
とダイオードの接続点と、第１及び第２のスイッチング
素子の接続点との間にリーケージトランスの第１の巻線
と直流カット用の結合コンデンサの直列回路が接続され
ており、リーケージトランスの第２の巻線の両端には負
荷回路が接続されているような回路において、リーケー
ジトランスのコアが第１及び第２のコアからなり、第１
の巻線は第１のコア上に巻回され、第２の巻線は第２の
コア上と、第１の巻線と同一のコア上との両方に巻回さ
れていることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項５】リーケージトランスのコアが、第１及
び第２のコアからなり、第１の巻線は第１のコア上に巻
回され、第２の巻線は第２のコア上と、第１の巻線と同
一のコア上との両方に巻回され、かつ第２の巻線の一部
を第１の巻線と重ねて巻回したことを特徴とする請求項
２又は４記載の電源装置。
【請求項６】前記負荷回路が放電灯とコンデンサに
より構成されていることを特徴とする請求項３又は４記
載の電源装置。
【請求項７】前記第２の巻線の両端に蛍光ランプの
フィラメントの電源側端子が接続され、蛍光ランプのフ
ィラメントの非電源側端子間にコンデンサが並列接続さ
れていることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに
記載の電源装置。