JP3029037B2 - コンバータの制御方法 - Google Patents
コンバータの制御方法Info
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- JP3029037B2 JP3029037B2 JP02025584A JP2558490A JP3029037B2 JP 3029037 B2 JP3029037 B2 JP 3029037B2 JP 02025584 A JP02025584 A JP 02025584A JP 2558490 A JP2558490 A JP 2558490A JP 3029037 B2 JP3029037 B2 JP 3029037B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電圧を整流・平滑し直流電圧に変換する
コンバータにおいて，入力電流波形を入力電圧波形と相
似にするコンバータの制御方法に関する。
コンバータにおいて，入力電流波形を入力電圧波形と相
似にするコンバータの制御方法に関する。
第８図及び第９図は従来のコンバータの制御方法を説
明するための図であり，第８図は回路図，第９図は動作
波形図を示す。
明するための図であり，第８図は回路図，第９図は動作
波形図を示す。
第８図において，交流電圧を高周波用フィルタ１を介
して全波整流回路２で全波整流し、チョッパ回路３のス
イッチング素子4,5を交流電圧の周波数よりも充分高い
周波数でスイッチングさせることによりチョッパ回路３
の出力に直流電圧を得る。
して全波整流回路２で全波整流し、チョッパ回路３のス
イッチング素子4,5を交流電圧の周波数よりも充分高い
周波数でスイッチングさせることによりチョッパ回路３
の出力に直流電圧を得る。
第８図のチョッパ回路３の動作を第９図に示す動作波
形図に従って説明する。先ず，スイッチング素子4,5を
同時にオンさせると，チョークコイル６にエネルギが蓄
積され，チョークコイル６を流れる電流I1（第９図
（ｂ）に示す）及びスイッチング素子4,5を流れる電流I
2（第９図（ｃ）に示す）はチョークコイル６のインダ
クタンスをL,全波整流回路２により全波整流された電圧
をＥ（第９図（ａ）に示す）とすると,E/Lの傾きで上昇
する。次に，スイッチング素子4,5を同時にオフさせる
と，チョークコイル６に蓄積されたエネルギにより，整
流用ダイオード7,フライホイル用ダイオード８を介して
電流（チョークコイル６を流れる電流I1を第９図（ｂ）
に，整流用ダイオード７を流れる電流I3を第９図（ｄ）
に示す）が流れ，大きな容量の平滑用コンデンサ９を充
電し，このコンデンサ９から直流出力電圧Eoを得る。チ
ョークコイル６を流れる電流I1を変流器10で検出してそ
の低周波成分を取り出した電流検出値と，出力電圧Eoと
基準電圧Erefとの偏差を誤差増幅器11で検出・増幅し交
流電圧の全波整流波形の比例値とを電圧制御型利得増幅
器（以下VCAという）12で演算して得られた電圧検出値
との差を作動増幅器13で増幅し、その出力が最小になる
ようにパルス幅制御回路14でスイッチング素子4,5の駆
動を制御する。
形図に従って説明する。先ず，スイッチング素子4,5を
同時にオンさせると，チョークコイル６にエネルギが蓄
積され，チョークコイル６を流れる電流I1（第９図
（ｂ）に示す）及びスイッチング素子4,5を流れる電流I
2（第９図（ｃ）に示す）はチョークコイル６のインダ
クタンスをL,全波整流回路２により全波整流された電圧
をＥ（第９図（ａ）に示す）とすると,E/Lの傾きで上昇
する。次に，スイッチング素子4,5を同時にオフさせる
と，チョークコイル６に蓄積されたエネルギにより，整
流用ダイオード7,フライホイル用ダイオード８を介して
電流（チョークコイル６を流れる電流I1を第９図（ｂ）
に，整流用ダイオード７を流れる電流I3を第９図（ｄ）
に示す）が流れ，大きな容量の平滑用コンデンサ９を充
電し，このコンデンサ９から直流出力電圧Eoを得る。チ
ョークコイル６を流れる電流I1を変流器10で検出してそ
の低周波成分を取り出した電流検出値と，出力電圧Eoと
基準電圧Erefとの偏差を誤差増幅器11で検出・増幅し交
流電圧の全波整流波形の比例値とを電圧制御型利得増幅
器（以下VCAという）12で演算して得られた電圧検出値
との差を作動増幅器13で増幅し、その出力が最小になる
ようにパルス幅制御回路14でスイッチング素子4,5の駆
動を制御する。
このように制御することにより，チョークコイル６の
電流波形（第９図（ｂ）に示す）を全波整流電圧波形
（第９図（ａ）に示す）と相似形にし、入力電流の高調
波成分を低減している。
電流波形（第９図（ｂ）に示す）を全波整流電圧波形
（第９図（ａ）に示す）と相似形にし、入力電流の高調
波成分を低減している。
しかしこのような制御方法では、チョークコイルの電
流波形を全波整流電圧波形と相似形にするため、コンデ
ンサインプット形整流回路に比較して高調波を低減でき
るが、入力電流波形は入力電圧波形と相似形ではなくな
る。なぜならば，入力電流波形を入力電圧波形と相似形
にするためには，電圧位相に関係なくスイッチング素子
のデューティ比を一定にしなければならないが，この例
のようにチョークコイルの電流を正弦波とすると，スイ
ッチング素子のデューティ比を電圧位相で制御しなけれ
ばならなくなるからである。その結果，入力の力率が悪
くなるという欠点がある。また,VCAは高価でオフセット
調整が必要であるという問題がある。更に，変流器は直
流電流を測定するため特殊なものが必要になる。
流波形を全波整流電圧波形と相似形にするため、コンデ
ンサインプット形整流回路に比較して高調波を低減でき
るが、入力電流波形は入力電圧波形と相似形ではなくな
る。なぜならば，入力電流波形を入力電圧波形と相似形
にするためには，電圧位相に関係なくスイッチング素子
のデューティ比を一定にしなければならないが，この例
のようにチョークコイルの電流を正弦波とすると，スイ
ッチング素子のデューティ比を電圧位相で制御しなけれ
ばならなくなるからである。その結果，入力の力率が悪
くなるという欠点がある。また,VCAは高価でオフセット
調整が必要であるという問題がある。更に，変流器は直
流電流を測定するため特殊なものが必要になる。
本発明は以上の欠点を除去するために，交流電圧を全
波整流して全波整流電圧を得る全波整流回路と，該全波
整流回路の出力に接続され上記交流電圧より充分高い変
換周波数で同時にオン・オフ制御される２つのスイッチ
ング素子と，該スイッチング素子に挟まれたチョークコ
イルと，該チョークコイルの両端に接続された２つのダ
イオードと，平滑用コンデンサとを備え，上記スイッチ
ング素子のオン時に上記チョークコイルにエネルギを蓄
え，オフ時に上記２つのダイオードを介して上記平滑用
コンデンサにエネルギを放出し，該コンデンサの両端か
ら負荷へ電力を供給するコンバータの制御方法におい
て，上記チョークコイルの電流をスイッチング毎にリセ
ットすると共に，上記スイッチング素子の駆動を固定周
波数とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制御する
ことを特徴とするコンバータの制御方法，及び交流電圧
を全波整流して全波整流電圧を得る全波整流回路と，該
全波整流回路の出力に１次巻線が接続されたトランス
と，該トランスの１次巻線と上記全波整流回路の出力間
に接続され上記交流電圧より充分高い変換周波数でオン
・オフ制御されるスイッチング素子と，上記トランスの
２次巻線に接続されたダイオードと平滑用コンデンサの
直列回路とを備え，上記スイッチング素子のオン時に上
記トランスの１次巻線にエネルギを蓄え，オフ時に上記
トランスの２次巻線から上記ダイオードを介して上記平
滑用コンデンサにエネルギを放出し，該コンデンサの両
端から負荷へ電力を供給するコンバータの制御方法にお
いて，上記トランスの１次巻線の電流をスイッチング毎
にリセットすると共に，上記スイッチング素子の駆動を
固定周波数とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制
御することを特徴とするコンバータの制御方法を提供す
るものである。
波整流して全波整流電圧を得る全波整流回路と，該全波
整流回路の出力に接続され上記交流電圧より充分高い変
換周波数で同時にオン・オフ制御される２つのスイッチ
ング素子と，該スイッチング素子に挟まれたチョークコ
イルと，該チョークコイルの両端に接続された２つのダ
イオードと，平滑用コンデンサとを備え，上記スイッチ
ング素子のオン時に上記チョークコイルにエネルギを蓄
え，オフ時に上記２つのダイオードを介して上記平滑用
コンデンサにエネルギを放出し，該コンデンサの両端か
ら負荷へ電力を供給するコンバータの制御方法におい
て，上記チョークコイルの電流をスイッチング毎にリセ
ットすると共に，上記スイッチング素子の駆動を固定周
波数とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制御する
ことを特徴とするコンバータの制御方法，及び交流電圧
を全波整流して全波整流電圧を得る全波整流回路と，該
全波整流回路の出力に１次巻線が接続されたトランス
と，該トランスの１次巻線と上記全波整流回路の出力間
に接続され上記交流電圧より充分高い変換周波数でオン
・オフ制御されるスイッチング素子と，上記トランスの
２次巻線に接続されたダイオードと平滑用コンデンサの
直列回路とを備え，上記スイッチング素子のオン時に上
記トランスの１次巻線にエネルギを蓄え，オフ時に上記
トランスの２次巻線から上記ダイオードを介して上記平
滑用コンデンサにエネルギを放出し，該コンデンサの両
端から負荷へ電力を供給するコンバータの制御方法にお
いて，上記トランスの１次巻線の電流をスイッチング毎
にリセットすると共に，上記スイッチング素子の駆動を
固定周波数とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制
御することを特徴とするコンバータの制御方法を提供す
るものである。
このようなコンバータの制御方法によれば，入力電流
波形を入力電圧波形と相似形にでき，あたかも入力端子
に抵抗が接続されたようになり，入力の力率改善が図れ
る。
波形を入力電圧波形と相似形にでき，あたかも入力端子
に抵抗が接続されたようになり，入力の力率改善が図れ
る。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を説明するため
の図であり，第１図は回路図，第２図は動作波形図を示
す。
の図であり，第１図は回路図，第２図は動作波形図を示
す。
第１図において，交流電圧を高周波用フィルタ１を介
して全波整流回路２の入力端子に接続し、全波整流回路
２の直流出力端子間にはスイッチング素子4,チョークコ
イル6,スイッチング素子５の直列回路を接続する。そし
て，スイッチング素子５と並列に整流用ダイオード７と
平滑用コンデンサ９の直列回路を接続し，スイッチング
素子４とチョークコイル６との接続点とスイッチング素
子５と平滑用コンデンサ９との接続点間にフライホイル
用ダイオード８をスイッチング素子4,5がオフの時に導
通する方向に接続し、平滑用コンデンサ９の端子間より
出力を取り出す。そして，出力電圧の安定化制御は，誤
差増幅回路15において出力電圧Eoを抵抗16,17で分圧
し，基準電圧Erefとの誤差を誤差増幅器11で増幅し，パ
ルス幅制御回路14でパルス幅に変換後，駆動回路18,19
に送りスイッチング素子4,5をオン・オフ駆動すること
により行う。
して全波整流回路２の入力端子に接続し、全波整流回路
２の直流出力端子間にはスイッチング素子4,チョークコ
イル6,スイッチング素子５の直列回路を接続する。そし
て，スイッチング素子５と並列に整流用ダイオード７と
平滑用コンデンサ９の直列回路を接続し，スイッチング
素子４とチョークコイル６との接続点とスイッチング素
子５と平滑用コンデンサ９との接続点間にフライホイル
用ダイオード８をスイッチング素子4,5がオフの時に導
通する方向に接続し、平滑用コンデンサ９の端子間より
出力を取り出す。そして，出力電圧の安定化制御は，誤
差増幅回路15において出力電圧Eoを抵抗16,17で分圧
し，基準電圧Erefとの誤差を誤差増幅器11で増幅し，パ
ルス幅制御回路14でパルス幅に変換後，駆動回路18,19
に送りスイッチング素子4,5をオン・オフ駆動すること
により行う。
次に動作を説明する。全波整流電圧の任意の位相にお
ける電圧値をＥとすると，スイッチング素子4,5の同時
オン時に流れる電流I2は，チョークコイル６のインダク
タンス値をＬとすると,I2＝Et/Lとなり，オン時間であ
るｔが一定でチョークコイルの電流がスイッチング毎に
リセットされれば，電流I2のピーク値を結んだ線は第２
図（ｂ）に示すように第２図（ａ）に示す全波整流電圧
の波形と相似になる。
ける電圧値をＥとすると，スイッチング素子4,5の同時
オン時に流れる電流I2は，チョークコイル６のインダク
タンス値をＬとすると,I2＝Et/Lとなり，オン時間であ
るｔが一定でチョークコイルの電流がスイッチング毎に
リセットされれば，電流I2のピーク値を結んだ線は第２
図（ｂ）に示すように第２図（ａ）に示す全波整流電圧
の波形と相似になる。
交流電圧の周波数に比べ充分高いスイッチング周波数
でスイッチング素子4,5を駆動し，スイッチング毎にチ
ョークコイル６の電流をリセットさせると，全波整流回
路２の出力電流はスイッチング毎にスイッチング素子4,
5に流れる電流I2の平均値の連続となる。各スイッチン
グ毎の平均値Iavは，スイッチング周期をT,オン時間をT
onとすると， となり,ETon/Lは前述したように全波整流電圧波形と相
似であるからTon/Tを一定に保てば，全波整流回路の出
力電流は全波整流電圧波形と相似形になり，従って，入
力電流波形は入力電圧波形と相似形になる。
でスイッチング素子4,5を駆動し，スイッチング毎にチ
ョークコイル６の電流をリセットさせると，全波整流回
路２の出力電流はスイッチング毎にスイッチング素子4,
5に流れる電流I2の平均値の連続となる。各スイッチン
グ毎の平均値Iavは，スイッチング周期をT,オン時間をT
onとすると， となり,ETon/Lは前述したように全波整流電圧波形と相
似であるからTon/Tを一定に保てば，全波整流回路の出
力電流は全波整流電圧波形と相似形になり，従って，入
力電流波形は入力電圧波形と相似形になる。
入力に流れた電流はすべて出力に流れるため平滑用コ
ンデンサ９の電圧は全波整流電圧Ｅの基本周波数で変動
する。出力電圧の安定化制御が，全波整流電圧Ｅの基本
周波数に対してゲインを持っているとこの周波数成分の
変動を減らそうと，スイッチング素子のオフ時間を制御
することになり,Ton/Tが変化し，入力電流波形は電圧波
形と相似形とならない。そこで，第１図の誤差増幅回路
15の交流ゲインをコンデンサ20と抵抗21とで充分落と
し，全波整流電圧Ｅの基本周波数に対しては応答しない
ようにし、直流に対してのみ安定化制御できるようにす
ることにより，入力電流波形は電圧波形と相似形にな
る。
ンデンサ９の電圧は全波整流電圧Ｅの基本周波数で変動
する。出力電圧の安定化制御が，全波整流電圧Ｅの基本
周波数に対してゲインを持っているとこの周波数成分の
変動を減らそうと，スイッチング素子のオフ時間を制御
することになり,Ton/Tが変化し，入力電流波形は電圧波
形と相似形とならない。そこで，第１図の誤差増幅回路
15の交流ゲインをコンデンサ20と抵抗21とで充分落と
し，全波整流電圧Ｅの基本周波数に対しては応答しない
ようにし、直流に対してのみ安定化制御できるようにす
ることにより，入力電流波形は電圧波形と相似形にな
る。
第３図は本発明の他の一実施例を説明するための図で
あり，第１図の回路の出力電圧検出部にバンドパスフィ
ルタ22を挿入し、全波整流電圧Ｅの基本周波数成分を取
り除いてから，誤差増幅器11に入力するもので、負荷変
動や入力変動に対する応答の改善を図ったものである。
あり，第１図の回路の出力電圧検出部にバンドパスフィ
ルタ22を挿入し、全波整流電圧Ｅの基本周波数成分を取
り除いてから，誤差増幅器11に入力するもので、負荷変
動や入力変動に対する応答の改善を図ったものである。
第４図は本発明の他の一実施例を説明するための図で
あり，第１図の回路の出力部に高速応答コンバータ回路
23を接続したものである。第１図の実施例では応答が遅
く，また第３図の実施例でも全波整流電圧の基本周波数
成分の電圧脈動があり負荷に支障をきたす場合や，入出
力の絶縁が必要な場合，高速に安定化制御を行い，且つ
入出力を絶縁し負荷に電圧精度の良い電力を供給できる
ように構成したものである。尚，このコンバータ回路23
は良く知られているので，動作説明は省略する。また、
この実施例ではフォワードコンバータを示しているが，
フライバックコンバータ等どのような回路構成でも同様
な効果が得られる。
あり，第１図の回路の出力部に高速応答コンバータ回路
23を接続したものである。第１図の実施例では応答が遅
く，また第３図の実施例でも全波整流電圧の基本周波数
成分の電圧脈動があり負荷に支障をきたす場合や，入出
力の絶縁が必要な場合，高速に安定化制御を行い，且つ
入出力を絶縁し負荷に電圧精度の良い電力を供給できる
ように構成したものである。尚，このコンバータ回路23
は良く知られているので，動作説明は省略する。また、
この実施例ではフォワードコンバータを示しているが，
フライバックコンバータ等どのような回路構成でも同様
な効果が得られる。
第５図は本発明の他の一実施例を説明するための図で
あり，第１図のチョッパ回路の代わりにフライバック形
回路で構成したものであり，入出力を絶縁する必要のあ
る場合等に用いられる。
あり，第１図のチョッパ回路の代わりにフライバック形
回路で構成したものであり，入出力を絶縁する必要のあ
る場合等に用いられる。
第５図において，交流電圧を高周波用フィルタ１を介
して全波整流回路２の入力端子に接続し、全波整流回路
２の直流出力端子間にはトランス24の１次巻線N1とスイ
ッチング素子４の直列回路を接続する。そして，トラン
ス24の２次巻線N2に整流用ダイオード７と平滑用コンデ
ンサ９の直列回路を接続し，平滑用コンデンサ９の端子
間より出力を取り出す。そして，出力電圧の安定化制御
は，誤差増幅回路15において出力電圧Eoを抵抗16,17で
分圧し，基準電圧Erefとの誤差を誤差増幅器11で増幅
し，フォトカプラ25で絶縁してパルス幅制御回路14に伝
達してパルス幅に変換後，駆動回路18に送りスイッチン
グ素子４をオン・オフ駆動することにより行う。この実
施例においても，第１図の実施例で説明したのとほぼ同
様の動作であり，同様の効果が得られる。
して全波整流回路２の入力端子に接続し、全波整流回路
２の直流出力端子間にはトランス24の１次巻線N1とスイ
ッチング素子４の直列回路を接続する。そして，トラン
ス24の２次巻線N2に整流用ダイオード７と平滑用コンデ
ンサ９の直列回路を接続し，平滑用コンデンサ９の端子
間より出力を取り出す。そして，出力電圧の安定化制御
は，誤差増幅回路15において出力電圧Eoを抵抗16,17で
分圧し，基準電圧Erefとの誤差を誤差増幅器11で増幅
し，フォトカプラ25で絶縁してパルス幅制御回路14に伝
達してパルス幅に変換後，駆動回路18に送りスイッチン
グ素子４をオン・オフ駆動することにより行う。この実
施例においても，第１図の実施例で説明したのとほぼ同
様の動作であり，同様の効果が得られる。
第６図は本発明の他の一実施例を説明するための図で
あり，第５図の回路の出力電圧検出部にバンドパスフィ
ルタ22を挿入し、全波整流電圧Ｅの基本周波数成分を取
り除いてから，誤差増幅器11に入力するもので、負荷変
動や入力変動に対する応答の改善を図ったものである。
あり，第５図の回路の出力電圧検出部にバンドパスフィ
ルタ22を挿入し、全波整流電圧Ｅの基本周波数成分を取
り除いてから，誤差増幅器11に入力するもので、負荷変
動や入力変動に対する応答の改善を図ったものである。
第７図は本発明の他の一実施例を説明するための図で
あり，第５図の回路の出力部に高速応答チョッパ回路26
を接続したものである。第５図の実施例では応答が遅
く，また第５図の実施例でも全波整流電圧の基本周波数
成分の電圧脈動があり負荷に支障をきたす場合，高速に
安定化制御を行い，負荷に電圧精度の良い電力を供給で
きるように構成したものである。尚，このチョッパ回路
26は良く知られているので，動作説明は省略する。
あり，第５図の回路の出力部に高速応答チョッパ回路26
を接続したものである。第５図の実施例では応答が遅
く，また第５図の実施例でも全波整流電圧の基本周波数
成分の電圧脈動があり負荷に支障をきたす場合，高速に
安定化制御を行い，負荷に電圧精度の良い電力を供給で
きるように構成したものである。尚，このチョッパ回路
26は良く知られているので，動作説明は省略する。
以上説明したようにこの発明は，電流波形制御の電流
検出用変流器やVCAが不必要になる等回路に特別なもの
を使用せず，簡単な構成で，入力電流波形を入力電圧波
形と相似形にでき，あたかも入力端子に抵抗が接続され
たようになり，入力の力率改善が図れる。
検出用変流器やVCAが不必要になる等回路に特別なもの
を使用せず，簡単な構成で，入力電流波形を入力電圧波
形と相似形にでき，あたかも入力端子に抵抗が接続され
たようになり，入力の力率改善が図れる。
第１図及び第２図は本発明の一実施例を説明するための
図，第３図乃至第７図は夫々本発明の一実施例を説明す
るための図，第８図及び第９図は従来例を説明するため
の図である。 １……高周波用フィルタ、２……全波整流回路 ３……チョッパ回路 4,5……スイッチング素子 ６……チョークコイル、７……整流用ダイオード ８……フライホイル用ダイオード ９……平滑用コンデンサ、10……変流器 11……誤差増幅器、12……VCA 13……差動増幅器、14……パルス幅制御回路 15……誤差増幅回路、16,17……抵抗 18,19……駆動回路、20……コンデンサ 21……抵抗、22……バンドパスフィルタ 23……高速応答コンバータ回路 24……トランス,25……フォトカプラ 26……高速応答チョッパ回路
図，第３図乃至第７図は夫々本発明の一実施例を説明す
るための図，第８図及び第９図は従来例を説明するため
の図である。 １……高周波用フィルタ、２……全波整流回路 ３……チョッパ回路 4,5……スイッチング素子 ６……チョークコイル、７……整流用ダイオード ８……フライホイル用ダイオード ９……平滑用コンデンサ、10……変流器 11……誤差増幅器、12……VCA 13……差動増幅器、14……パルス幅制御回路 15……誤差増幅回路、16,17……抵抗 18,19……駆動回路、20……コンデンサ 21……抵抗、22……バンドパスフィルタ 23……高速応答コンバータ回路 24……トランス,25……フォトカプラ 26……高速応答チョッパ回路
Claims (3)
- 【請求項１】交流電圧を全波整流して全波整流電圧を得
る全波整流回路と，該全波整流回路の出力に接続され上
記交流電圧より充分高い変換周波数で同時にオン・オフ
制御される２つのスイッチング素子と，該スイッチング
素子に挟まれたチョークコイルと，該チョークコイルの
両端に接続された２つのダイオードと，平滑用コンデン
サとを備え，上記スイッチング素子のオン時に上記チョ
ークコイルにエネルギを蓄え，オフ時に上記２つのダイ
オードを介して上記平滑用コンデンサにエネルギを放出
し，該コンデンサの両端から負荷へ電力を供給するコン
バータの制御方法において， 上記チョークコイルに蓄積されたエネルギを上記スイッ
チング素子のオフ時に放出してスイッチング毎にリセッ
トすると共に該リセット後に上記スイッチング素子をオ
ンするように上記スイッチング素子の駆動を固定周波数
とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制御すること
を特徴とするコンバータの制御方法。 - 【請求項２】交流電圧を全波整流して全波整流電圧を得
る全波整流回路と，該全波整流回路の出力に１次巻線が
接続されたトランスと，該トランスの１次巻線と上記全
波整流回路の出力間に接続され上記交流電圧より充分高
い変換周波数でオン・オフ制御されるスイッチング素子
と，上記トランスの２次巻線に接続されたダイオードと
平滑用コンデンサの直列回路とを備え，上記スイッチン
グ素子のオン時に上記トランスの１次巻線にエネルギを
蓄え，オフ時に上記トランスの２次巻線から上記ダイオ
ードを介して上記平滑用コンデンサにエネルギを放出
し，該コンデンサの両端から負荷へ電力を供給するコン
バータの制御方法において， 上記トランスの１次巻線に蓄積されたエネルギを上記ス
イッチング素子のオフ時に放出してスイッチング毎にリ
セットすると共に該リセット後に上記スイッチング素子
をオンするように上記スイッチング素子の駆動を固定周
波数とし，出力電圧の変動に応じてオン時間を制御する
ことを特徴とするコンバータの制御方法。 - 【請求項３】上記スイッチング素子のオン時間は，上記
全波整流電圧の基本周波数に対しては応答しないように
したことを特徴とする請求項１または２記載のコンバー
タの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02025584A JP3029037B2 (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | コンバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02025584A JP3029037B2 (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | コンバータの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03230753A JPH03230753A (ja) | 1991-10-14 |
| JP3029037B2 true JP3029037B2 (ja) | 2000-04-04 |
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ID=12169966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02025584A Expired - Fee Related JP3029037B2 (ja) | 1990-02-05 | 1990-02-05 | コンバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3029037B2 (ja) |
-
1990
- 1990-02-05 JP JP02025584A patent/JP3029037B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03230753A (ja) | 1991-10-14 |
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