JP3024857B2

JP3024857B2 - 電源回路

Info

Publication number: JP3024857B2
Application number: JP4095686A
Authority: JP
Inventors: 雅人大西
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-04-15
Filing date: 1992-04-15
Publication date: 2000-03-27
Anticipated expiration: 2015-03-27
Also published as: JPH05300729A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数のスイッチング素
子のオン，オフにより、コンデンサやコイルなどの複数
のエネルギ蓄積素子を直流電源に接続してエネルギを蓄
積させ、その後に上記エネルギ蓄積素子に蓄積されたエ
ネルギを他のエネルギ蓄積素子に移し、直流電源の電源
電圧を降昇圧した出力電圧を得る電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来のこの種の電源回路を図１２に示
す。この電源回路は、複数のコンデンサＣ₁〜Ｃ₃を直
流電源Ｖ_INに直列接続して充電し、充電後にこれらコン
デンサＣ ₁〜Ｃ₃を出力コンデンサＣ₈に並列接続して
出力コンデンサＣ₈を充電して、直流電源Ｖ_INの電圧を
降圧した直流電力に変換するものである。

【０００３】さらに詳しくは、直流電源Ｖ_INでコンデン
サＣ₁〜Ｃ₃を直列充電することで、各コンデンサＣ₁
〜Ｃ₃を夫々の容量に応じた分圧比で充電する。この場
合に各コンデンサＣ₁〜Ｃ₃の充電電荷は直流電源Ｖ_IN
を分圧した電圧まで降圧されるので、これら各コンデン
サＣ₁〜Ｃ₃を出力コンデンサＣ₈に並列に接続して出
力コンデンサＣ₈を充電すると、出力コンデンサＣ₈に
は直流電源Ｖ_INよりも低い電圧に降圧された電圧まで充
電されるのである。

【０００４】ここで、上記コンデンサＣ₁〜Ｃ₃と直流
電源Ｖ_IN及び出力コンデンサＣ₈との接続切換を行う複
数のスイッチング素子として、トランジスタＱ₁〜Ｑ₆
及びダイオードＤ₁〜Ｄ₆を用いてある。但し、スイッ
チング素子としては必ずしもトランジスタである必要は
なく、ＦＥＴなどであってもよい。上記スイッチング素
子で構成される回路の構成を具体的に説明する。上記各
コンデンサＣ₁〜Ｃ₃を直流電源Ｖ_INに対して直列に接
続する回路部は、夫々トランジスタＱ₁〜Ｑ₃及びダイ
オードＤ₁〜Ｄ₃で構成してある。例えば、コンデンサ
Ｃ₁に関しては、ダイオードＤ₁とトランジスタＱ₁と
に直列接続されており、各直列回路は直流電源Ｖ_INに対
して直列に接続されている。従って、すべてのトランジ
スタＱ₁〜Ｑ₃がオンのときに、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃
が直流電源Ｖ _INに対して直列接続される。

【０００５】各コンデンサＣ₁〜Ｃ₃を出力コンデンサ
Ｃ₈に並列に接続する回路部は、トランジスタＱ₄〜Ｑ
₆及びダイオードＤ₄〜Ｄ₆で構成してある。例えば、
コンデンサＣ₁はトランジスタＱ₄及びダイオード
Ｄ₄，Ｄ₆を介して出力コンデンサＣ₈に並列接続さ
れ、コンデンサＣ₂はトランジスタＱ₅及びダイオード
Ｄ₅，Ｄ₆を介して、さらにコンデンサＣ₃はトランジ
スタＱ₆及びダイオードＤ₆を介して出力コンデンサＣ
₈に並列接続されている。つまり、すべてのトランジス
タＱ₄〜Ｑ₆がオンであれば、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃は
夫々出力コンデンサＣ ₈に並列接続されることになる。

【０００６】上記各トランジスタＱ₁〜Ｑ₆のオン，オ
フ制御は、駆動回路２₁〜２₆を介して制御回路１が行
う。ここで、各トランジスタＱ₁〜Ｑ₆は夫々異なる電
位でバイアスする必要があるので、この電源回路の場合
には、各駆動回路２₁〜２₆を、図１３に示すように、
トランジスタＱａ，Ｑｂからなるカレントミラー回路４
₁、トランジスタＱｃ，Ｑｄからなるカレントミラー回
路４₂、バッファＢ及び抵抗Ｒａ，Ｒｂとで構成してあ
る。つまり、制御回路１から抵抗Ｒａを介して与えられ
る電圧信号である制御信号を、カレントミラー回路４₁
で電流信号に変換し、この変換した電流信号をカレント
ミラー回路４₂に伝え、この電流信号を抵抗Ｒｂで電圧
信号に変換して出力する。ここで、上記駆動回路２の端
子ｃはトランジスタＱのエミッタに接続されるので、エ
ミッタ電位を基準とすれば、トランジスタＱのベース・
エミッタ間には制御回路１の制御信号が印加されること
になる。なお、各駆動回路２の端子ａは後述する駆動電
源部３の出力に接続され、端子ｂはトランジスタＱのベ
ースに接続され、端子ｃは上述のようにトランジスタＱ
のエミッタ（なお、このエミッタは駆動電源部３の共通
ラインに接続される）に接続され、端子ｄは制御回路１
の出力端子（出力端子からは制御信号Ｖ₂，Ｖ₂が出力
される）に接続され、端子ｅは直流電源Ｖ_INの負極に接
続される。

【０００７】さらに、上述のように各トランジスタＱ₁
〜Ｑ₆は夫々異なる電位で動作させる必要があるので、
夫々のトランジスタＱ₁〜Ｑ₆を駆動するために、駆動
電源部３₁〜３₄を設けてある。ここで、トランジスタ
Ｑ₄〜Ｑ₆に関しては、駆動電源を供給する時点では、
夫々のトランジスタＱ₄〜Ｑ₆は同電位で動作されるの
で、駆動電源部３₄を共通に用いてある。

【０００８】上記各駆動電源部３₁〜３₄は、抵抗Ｒ₁
〜Ｒ₄、コンデンサＣ₄〜Ｃ₇及びツェナダイオードＤ
₁₁〜Ｄ₁₄で構成してある。例えば、駆動電源部３₁に関
しては、抵抗Ｒ₁、コンデンサＣ₄及びツェナダイオー
ドＤ₁₁で構成してある。つまり、コンデンサＣ₄〜Ｃ₇
の充電電荷を電源として、ツェナダイオードＤ₁₁〜Ｄ ₁₄
で定電圧化した電圧を駆動回路２₁〜２₆に供給するよ
うになっている。

【０００９】ここで、上記コンデンサＣ₄〜Ｃ₇の充電
はトランジスタＱ₁〜Ｑ₆をオンする前（電力変換を行
う前）に行うようにしてあり、この充電のためにトラン
ジスタＱ₇，Ｑ₈、ダイオードＤ₁₀及び抵抗Ｒ₅，Ｒ₆
を設けてある。つまり、トランジスタＱ₇，Ｑ₈をオン
として、ダイオードＤ₁₀を介して、各駆動電源部３₁〜
３₄を直流電源Ｖ_INに直列に接続する。そして、トラン
ジスタＱ₇，Ｑ₈のオン，オフ制御は制御回路１で行
う。

【００１０】以下、上記電源回路の動作を図１４に基づ
いて説明する。いま、時刻ｔ₀で図１４（ａ）に示すよ
うに制御回路１の制御信号Ｖ₁がハイレベルとなると、
トランジスタＱ₇，Ｑ₈がオンとなり、これにより駆動
電源部３₁〜３₄が直流電源Ｖ_INに直列に接続される。
従って、夫々の駆動電源部３₁〜３₄のコンデンサＣ ₄
〜Ｃ₇が充電される。

【００１１】時刻ｔ₁〜時刻ｔ₂の期間には、制御回路
１の制御信号Ｖ₁は図１４（ａ）に示すようにローレベ
ルとなる。この期間には、同図（ｊ）〜（ｍ）に示すよ
うにコンデンサＣ₄〜Ｃ₇の充電状態が保たれる。但
し、駆動電源部３₄から駆動回路２₄〜２₆に電力を供
給する時点は、以降の時刻ｔ₄であるので、図１４
（ｍ）に示すようにコンデンサＣ₇の充電状態は時刻ｔ
₄まで保たれる。

【００１２】時刻ｔ₂では図１４（ｂ）に示すように駆
動回路２₁〜２₃に制御信号Ｖ₂が入力される。このた
め、駆動回路２₁〜２₃でトランジスタＱ₁〜Ｑ₃がオ
ンとなり、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃が、トランジスタＱ₁
〜Ｑ₃と共にダイオードＤ₁〜Ｄ₃を介して直流電源Ｖ
_INに直列に接続される。ここで、各コンデンサＣ₁〜Ｃ
₃の容量が同じであり、直流電源Ｖ_INの電源電圧を３Ｅ
とすれば、各コンデンサＣ₁〜Ｃ₃はＥまで充電され
る。そして、その後の時刻ｔ₃〜時刻ｔ₄の期間に、図
１４（ｂ）に示すように制御信号Ｖ₂がローレベルに戻
り、このときコンデンサＣ₁〜Ｃ₃の充電状態が保たれ
る。

【００１３】時刻ｔ₄では、図１４（ｂ）に示すように
駆動回路２₄〜２₆に制御信号Ｖ₃が入力され、トラン
ジスタＱ₄〜Ｑ₆がオンとなり、これによりコンデンサ
Ｃ₈に対して各コンデンサＣ₁〜Ｃ₃が並列に接続され
る。例えば、コンデンサＣ₁に関しては、トランジスタ
Ｑ₄、ダイオードＤ₆及びダイオードＤ₄を介してコン
デンサＣ₈に接続される。ここで、各コンデンサＣ₁〜
Ｃ₃の充電電圧がＥであれば、コンデンサＣ₈はＥまで
充電される。そして、時刻ｔ₅〜ｔ₆では図１４（ｃ）
に示すように制御信号Ｖ₃がローレベルになり、トラン
ジスタＱ₄〜Ｑ ₆はオフとなり、コンデンサＣ₈はコン
デンサＣ₁〜Ｃ₃から切り離され、Ｅに充電された状態
に保持される。以降は上記動作を繰り返すことにより、
出力電圧Ｖ_OUTとして、直流電源Ｖ_INを降圧した電圧が
得られる。例えば、直流電源Ｖ_INが３Ｅで、コンデンサ
Ｃ₁〜Ｃ₃の容量が同じであれば、出力電圧Ｖ_OUTとし
てＥが得られる。。

【００１４】ところで、上記電源回路においては、各駆
動電源部３₁〜３₄を夫々直流電源Ｖ_INに対して直列に
接続してコンデンサＣ₄〜Ｃ₇の充電を行う構成してあ
るので、駆動電源部３₁〜３₄における消費電力を少な
くできる。この点を以下に具体的に説明する。上記駆動
電源部３₁〜３₄の各抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄を、直流電源Ｖ_IN
の電圧方向（正極方向）において一段上に位置する駆動
電源部３₁〜３₂の共通ラインに接続してある。例え
ば、駆動電源部３₂についてみると、抵抗Ｒ₂を駆動電
源３₁の共通ライン（ツェナダイオードＤ₁₁のアノード
側）と接続してある。つまりは、トランジスタＱ₇，Ｑ
₈のオン時に、駆動電源部３₁〜３₄を直流電源Ｖ_INに
直列に接続して各駆動電源部３₁〜３₄のコンデンサＣ
₄〜Ｃ₇が充電される。さらに詳しくは直流電源Ｖ_IN、
トランジスタＱ ₇、抵抗Ｒ₁、コンデンサＣ₄、抵抗Ｒ
₂、コンデンサＣ₅、…、コンデンサＣ ₇、ダイオード
Ｄ₁₀、トランジスタＱ₈、直流電源Ｖ_INの経路で、各コ
ンデンサＣ₄〜Ｃ₇が充電される。但し、駆動電源部３
₁〜３₄の出力電圧（ツェナダイオードＤ₁₁〜Ｄ₁₄のツ
ェナ電圧と同等）を加算した電圧は、少なくとも直流電
源Ｖ_INの電源電圧以下に設定する必要がある。

【００１５】ここで、上記電源回路の場合には、駆動電
源部３₁〜３₄を直列に接続するようにしてあるので、
図１５に示すように、直流電源Ｖ_INの電源電圧３Ｅか
ら、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃を充電して得るべき電圧（Ｖ
_C4〜Ｖ_C7）の加算値（Ｖ_C4＋Ｖ _C5＋…＋Ｖ_C7）を差し引
いた電圧を、各抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄の電圧降下の加算値（Ｖ
_R1＋Ｖ_R2＋…＋Ｖ_R4）とすればよい。従って、駆動電源
部３₁〜３₄を直流電源Ｖ_INに個別に接続（並列接続）
して充電する場合に比べて、各抵抗Ｒ₁〜Ｒ₄における
消費電力が少なくできる。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記電源回
路で、ダイオードＤ₁〜Ｄ₃を設けてあるのは次の理由
による。例えば、図１２におけるトランジスタＱ₂につ
いてみると、トランジスタＱ₂にはコンデンサＣ₁の両
端電圧Ｖ_C1と、コンデンサＣ₅の両端電圧Ｖ_C5との電位
差である逆電圧が印加される。そこで、この逆電圧がト
ランジスタＱ₂に印加されることを防止するためにダイ
オードＤ₁を設けてある。これは、トランジスタＱ₃〜
Ｑ₆に関しても同様のことが言え、夫々のトランジスタ
Ｑ₃〜Ｑ₆に逆電圧が印加されることを防止するために
ダイオードＤ₁〜Ｄ₃を設けてある。さらに、トランジ
スタＱ₁〜Ｑ₃として電流が双方向に流れる特性を有す
るＦＥＴなどの場合に、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃の充電電
荷が駆動電源部３₁〜３₃で消費されることを防止する
ためでもある。

【００１７】しかしながら、上記ダイオードＤ₁〜Ｄ₃
を設けると、電力変換のための電流が大きくなると、ダ
イオードＤ₁〜Ｄ₃の順方向電圧降下のロスにより、回
路の効率の低下を招き、発熱の問題を生じる。本発明は
上述の点に鑑みて為されたものであり、その目的とする
ところは、第１のエネルギ蓄積素子に直列に挿入される
ダイオードを不要とし、電力変換のための電流が大きい
場合のダイオードの順方向電圧降下によるロスを無くし
て、回路効率を向上させ、ダイオードの発熱による問題
を防止することができる電源回路を提供することにあ
る。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、脈流電源も含む直流電源と、コンデン
サやコイルなどの複数の第１のエネルギ蓄積素子と、こ
れら第１のエネルギ蓄積素子からエネルギが移されて蓄
積されその蓄積エネルギが出力として取り出される第２
のエネルギ蓄積素子と、上記第１のエネルギ蓄積素子を
直流電源に接続してエネルギを蓄積させ、その後にこれ
ら第１のエネルギ蓄積素子に蓄積されたエネルギを第２
のエネルギ蓄積素子に移すための接続切換を行う複数の
スイッチング素子と、これら各スイッチング素子をオ
ン，オフする駆動回路と、第１のエネルギ蓄積素子への
エネルギの蓄積期間を除く期間に上記直流電源から供給
される電力を蓄え上記各駆動回路に供給する駆動電源部
と、駆動電源部に電力を蓄える期間に上記駆動電源部を
直流電源に直列に接続し、駆動回路への電源の供給時に
各駆動電源部を個別に切り離す第１のスイッチ回路とを
備えている。

【００１９】なお、駆動電源部に電力を蓄える期間に、
電力変換用のコンデンサの充電電荷が無駄に消費される
ことを防止するために、第１のエネルギ蓄積素子のエネ
ルギ量が駆動電源部のエネルギ量よりも低い場合を検知
し、第１のエネルギ蓄積素子のエネルギが駆動電源部に
放出されるループを遮断する第２のスイッチ回路を設け
てある。

【００２０】また、上記駆動電源部の出力電圧の総計が
直流電源の電圧を上回る場合においては、出力電圧の総
計が直流電源の電源電圧内に収まる駆動電源部を直列接
続すると共に、上回る個数の駆動電源部を直列接続し、
それら駆動電源部の各直列回路を並列接続すればよい。

【００２１】

【作用】本発明は、上述のように構成することにより、
第１のエネルギ蓄積素子を直流電源に接続するスイッチ
ング素子に加わる逆電圧を防止するダイオードの働き
を、第１のスイッチ回路に持たせ、第１のエネルギ蓄積
素子に直列に挿入されるダイオードを不要とし、電力変
換のための電流が大きい場合のダイオードの順方向電圧
降下によるロスを無くして、回路効率を向上させ、ダイ
オードの発熱による問題を防止する。

【００２２】

【実施例】（実施例１）図１及び図２に本発明の一実施
例を示す。本実施例の構成は図１に示すように基本的に
は上述した図１２の従来例回路と同じものであり、本実
施例では駆動電源部３₁〜３₄の直流電源Ｖ_IN及び駆動
回路２₁〜２₆との接続方法に特徴がある。従って、以
下の説明では同一構成に関しては図１２と同一符号を付
して詳細な説明は省略する。

【００２３】本実施例の場合には各駆動電源部３₁〜３
₄を、直流電源Ｖ_INの電圧方向に対して図１２の場合と
逆の順序に接続すると共に、互いの出力ラインと一段上
に設けられる駆動電源部３の共通ラインとの間に、抵抗
Ｒ₁〜Ｒ₄の代わりに、ダイオードＤ₂₁〜Ｄ₂₄を接続し
てある。なお、各ダイオードＤ₂₁〜Ｄ₂₄は、トランジス
タＱ₇，Ｑ₈のオン時に導通する極性に接続してある。
従って、制御回路１の制御信号Ｖ₁がハイレベルであ
り、トランジスタＱ₇，Ｑ₈のオン時には、図１２の場
合と同様にコンデンサＣ₄〜Ｃ₇が直列充電される。従
って、本実施例の場合にも駆動電源部３₁〜３₄におけ
る消費電力を削減できる。なお、各駆動電源部３₁〜３
₄の出力電圧（ツェナダイオードＤ₁₁〜Ｄ₁₄のツェナ電
圧と同等）の合計は、直流電源Ｖ_INの電源電圧よりも低
く設定してある。

【００２４】ここで、このときコンデンサＣ₁の充電電
荷でダイオードＤ₂₄及び抵抗Ｒ₇を介してトランジスタ
Ｑ₈に電流が流れる経路が形成されるので、この電流を
阻止するために、ダイオードＤ₂₄とコンデンサＣ₄の接
続点と、コンデンサＣ₁とトランジスタＱ₁の接続点と
の間に、トランジスタＱ₉を設けてある。なお、抵抗Ｒ
₈，Ｒ₉はトランジスタＱ₉のバイアス抵抗である。こ
のトランジスタＱ₉はダイオードＤ₂₄がオンのときにオ
フとなり、上記経路に流れる電流を阻止し、コンデンサ
Ｃ₁の無駄な放電を防止している。また、その他の駆動
電源部３₂〜３ ₄の共通ラインと、コンデンサＣ₈，Ｃ
₃，Ｃ₂の間にはダイオードＤ₂₅〜Ｄ₂₇を設け、コンデ
ンサＣ₈，Ｃ₃，Ｃ₂の充電電荷が放電されることを防
止してある。ここで、コンデンサＣ₈からコンデンサＣ
₇、コンデンサＣ₃からコンデンサＣ₆、コンデンサＣ
₂からコンデンサＣ₅への経路は、コンデンサＣ₅〜Ｃ
₇の方が電位が高いので、ダイオードＤ₂₅〜Ｄ₂₇で電流
が阻止される。

【００２５】そして、制御回路１の制御信号Ｖ₁がロー
レベルとなると、トランジスタＱ₇，Ｑ₈がオフとな
る。このとき、図１の回路は図２に示す接続状態にな
り、各駆動電源部３₁〜３₄は対応する駆動回路２₁〜
２₄に電源を供給可能な状態に接続されると共に、ダイ
オードＤ₂₁〜Ｄ₂₃で分離される。つまりは、各駆動電源
部３₁〜３₄を直流電源Ｖ_INの電圧方向に対して逆の順
序に接続すると共に、互いの出力ラインと一段上に設け
られる駆動電源部３の共通ラインとの間に、ダイオード
Ｄ₂₁〜Ｄ₂₃を接続してあるので、上記ダイオードＤ₂₁〜
Ｄ₂₃は図２に示すように、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃とコン
デンサＣ₅〜Ｃ₇との電位差に応じた逆電圧がトランジ
スタＱ₂〜Ｑ₆に加わらないように挿入された状態にな
る。従って、トランジスタＱ₂〜Ｑ₆に逆電圧が加わる
ことを阻止できる。即ち、ダイオードＤ₂₁〜Ｄ₂₃が図１
２におけるダイオードＤ₁〜Ｄ₃の働きをする。この場
合、ダイオードＤ₂₁〜Ｄ₂₃は電力変換用のコンデンサＣ
₁〜Ｃ₃には直列に挿入されないので、電力変換電流が
増加した場合における効率の低下を招くことがなく、発
熱の問題も生じない。

【００２６】（実施例２）図３に本発明の他の実施例を
示す。本実施例では、上記実施例１のダイオードＤ₂₇に
代えてトランジスタＱ₁₀、抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁を設けたもの
である。これは、駆動電源部３₁〜３₄ではコンデンサ
Ｃ₄〜Ｃ₇が直流電源Ｖ_IN（電源電圧３Ｅ）に対して４
個直列接続されるので、各コンデンサＣ₄〜Ｃ₇の充電
電圧は３Ｅ／４弱であり、コンデンサＣ₁〜Ｃ₃の充電
電圧はＥである。このため、トランジスタＱ₇，Ｑ₈の
オン時に、トランジスタＱ₁₀がない場合には、コンデン
サＣ ₂の充電電荷でコンデンサＣ₄を充電しながら抵抗
Ｒ₇を介して電流が流れる。そこで、この電流も遮断す
る場合には、本実施例のように、トランジスタＱ₁₀を設
けると、コンデンサＣ₂の充電電圧よりもコンデンサＣ
₄の充電電圧が低い場合には、トランジスタＱ₁₀がオフ
となり、上記電流経路が遮断される。

【００２７】つまり、本実施例では駆動電源部３側の電
位が高い場合には、ダイオード（例えば、Ｄ₂₅，Ｄ₂₆）
で電流経路を遮断し、逆の場合にはトランジスタ（例え
ば、Ｑ₉，Ｑ₁₀）などの構成により電流経路を遮断する
ものである。（実施例３）図４乃至図６に本発明のさらに他の実施例
を示す。本実施例では、駆動電源部３₁〜３₄の充電時
において、動作電位の低いスイッチング素子を駆動する
駆動回路に高い電圧が加わることを防止したものであ
る。例えば、トランジスタＱ₇，Ｑ₈のオン時の駆動電
源部３₁〜３₄の充電時における、トランジスタＱ₄〜
Ｑ₆の駆動回路２₄〜２₆の基準電位は、コンデンサＣ
₈の充電電位、つまりはＥであり、駆動回路２₄〜２₆
のプラス側の電位は、トランジスタＱ₇のコレクタ電
位、つまりは３Ｅである。従って、駆動回路２₄〜２₆
には差電圧２Ｅが印加される。特に、電源電圧Ｖ_INが高
く、駆動回路２₄〜２₆の電圧耐量を超える場合には、
図４に示すように駆動電源部３₄の出力ラインと、駆動
回路２₄〜２ ₆のプラスラインとの間に、図５（ａ）あ
るいは（ｂ）に示す回路を挿入すればよい。

【００２８】図５（ａ）においては、上記ライン間の印
加電圧が高い場合には、ダイオードＤ₂₅に逆方向電圧が
印加され、トランジスタＱ₂₃がオンとなり、トランジス
タＱ ₂₂がオン、トランジスタＱ₂₁がオフとなる。従っ
て、上記ライン間が切り離され、これにより駆動回路２
₄〜２₆に過電圧が印加されることが防止される。逆
に、トランジスタＱ₇，Ｑ₈がオフとなると、トランジ
スタＱ₂₃がオフとなるので、トランジスタＱ₂₂がオフ
で、トランジスタＱ₂₁がオンとなり、駆動回路２₄〜２
₆に駆動電源部３₄から電源が供給される。

【００２９】図５（ｂ）の場合には、制御回路１の制御
信号Ｖ₁を用いて、トランジスタＱ ₂₄のオン，オフを制
御するものであり、制御信号Ｖ₁がハイレベルであると
き、トランジスタＱ₂₆がオン、トランジスタＱ₂₅がオ
フ、トランジスタＱ₂₄がオフで、駆動回路２₄〜２₆に
過電圧が印加されることが阻止され、制御信号Ｖ₁がロ
ーレベルである場合には、トランジスタＱ₂₆がオフ、ト
ランジスタＱ₂₅がオン、トランジスタＱ₂₄がオンで、駆
動回路２₄〜２₆に駆動電源部３₄から電源が供給され
る。図５（ａ），（ｂ）の両回路におけるトランジスタ
のオン，オフ動作と制御信号Ｖ₁との関係を図６に示
す。

【００３０】（実施例４）図７及び図８に本発明のさら
に他の実施例を示す。本実施例は上述の各実施例が直流
電源Ｖ_INの電圧を降圧する電力変換を行っていたのに対
して、本実施例では直流電源Ｖ_INの電圧を昇圧する電力
変換を行うものである。ここで、電力変換用のコンデン
サとしてはＣ₃₀〜Ｃ₃₂を用いてあり、これらコンデンサ
Ｃ₃₀〜Ｃ₃₂を直流電源Ｖ_INで並列充電し、コンデンサＣ
₈の充電時にはコンデンサＣ₃₀〜Ｃ ₃₂を直列接続して充
電を行うようになっている。

【００３１】ここで、各トランジスタＱ₁₁〜Ｑ₁₉の動作
電位は、電位の高い方から［Ｑ₁₉］，［Ｑ₁₁，Ｑ₁₃，Ｑ
₁₅］，［Ｑ₁₇，Ｑ₁₈］，［Ｑ₁₂，Ｑ₁₄，Ｑ₁₆］であるの
で、駆動電源部３₁₁〜３₁₉は上記電位の順位と逆にして
直流電源Ｖ_INに接続してある。なお、動作電位が同じト
ランジスタＱに対応する駆動電源部３は順不同で接続可
能である。そして、夫々の駆動電源部３₁₁〜３₁₉は、ト
ランジスタＱ₇，Ｑ₈及びダイオードＤ₅₅〜Ｄ₆₃を介し
て直流電源Ｖ_INに直列接続されている。

【００３２】以下、本実施例の動作を簡単に説明する。
図８における時刻ｔ₀では、制御信号Ｖ₁がハイレベル
となり、トランジスタＱ₇，Ｑ₈がオンすることによ
り、ダイオードＤ₅₅〜Ｄ₆₃を介してコンデンサＣ₃₃〜Ｃ
₄₁が充電される。ここで、コンデンサＣ₈のトランジス
タＱ₈への放電ループはトランジスタＱ₉によって遮断
してある。また、コンデンサＣ₃₃〜Ｃ₄₁とコンデンサＣ
₃₀〜Ｃ₃₃の放電ループはダイオードＤ₄₉〜Ｄ₅₄で遮断し
てある。

【００３３】時刻ｔ₁で、制御信号Ｖ₁がローレベルと
なり、時刻ｔ₂で制御信号Ｖ₂がハイレベルとなる。こ
のときには、駆動回路２₁₁〜２₁₆によってトランジスタ
Ｑ₁₁〜Ｑ₁₆がオンされ、各コンデンサＣ₃₀〜Ｃ₃₂はＥま
で充電される。ここで、ダイオードＤ₅₅〜Ｄ₆₃の働きに
より、この時点では各駆動電源部３₁₁〜３₁₆は分離され
る。

【００３４】時刻ｔ₃により制御信号Ｖ₂がローレベル
となり、時刻ｔ₄で制御信号Ｖ₃がハイレベルとなり、
トランジスタＱ₁₇〜Ｑ₁₉がオンとなる。これにより、コ
ンデンサＣ₃₀〜Ｃ₃₂が直列接続され、その合計の電圧が
コンデンサＣ₈に印加され、出力電圧として３Ｅが得ら
れる。但し、本実施例の場合には直流電源Ｖ_INの電圧は
Ｅとしてある。

【００３５】ところで、この時点におけるトランジスタ
Ｑ₁₁〜Ｑ₁₉の電位は、電位の高い方から［Ｑ₁₉］，［Ｑ
₁₅］，［Ｑ₁₃，Ｑ₁₈］，［Ｑ₁₁，Ｑ₁₇］，［Ｑ₁₂，
Ｑ₁₄，Ｑ ₁₆］となる。ここで、電位関係において、トラ
ンジスタＱ₁₁，Ｑ₁₈が時刻ｔ₁の場合に比べて逆とな
り、トランジスタＱ₁₈の電位がトランジスタＱ₁₁よりも
高電位となり、ダイオードＤ₅₈は順方向の電圧印加とな
る。そこで、図７においては、駆動回路２₁₁の前段に図
５における過電圧防止回路Ｙ₁を設け、駆動回路２₁₁に
高電圧が印加されることを防止してある。また、ダイオ
ードＤ₆₃は、駆動回路２₁₉の電位が、その駆動電源３₁₉
の電位よりも高くなり、トランジスタＱ₉がオフした場
合に、逆電流が流れることを防止するために設けてあ
る。

【００３６】このように、昇圧型の電源回路であって
も、ダイオードを電力変換用のコンデンサに直列に接続
することなく、スイッチング素子に逆電圧が印加される
ことを防止でき、回路の効率を低下させることがない。（実施例５）図９及び図１０に本発明のさらに別の実施例を示す。本
実施例は回路的には図７の実施例と同じ昇圧型の電源回
路であり、本実施例の場合には各トランジスタＱ₁₁〜Ｑ
₁₉の駆動回路２及び駆動電源部３とを一体的にユニット
化したものであり、各駆動ユニットＷは、図１０に示す
構成としてある。基本的には、図１３で説明した駆動回
路２に対応する回路と、図５（ａ）で説明した過電圧防
止回路Ｙ₁に対応する回路と、図１のトランジスタＱ₉
を備える駆動電源部３₁（ダイオードＤ₂₄も含む）と
を、一体化した構成となっている。

【００３７】（実施例６）図１１は駆動電源部３の出力電圧の合計が直流電源Ｖ_IN
の電源電圧以上となる場合を示すもので、この場合には
合計が直流電源Ｖ_INの電源電圧以下となる個数の駆動電
源部３を直列に接続し、それら直列回路を並列に接続す
るようにすればよい。この場合においても、可能な限り
駆動電源部３を直列に接続するようにすれば、駆動電源
部３における消費電力を削減できる。

【００３８】なお、上述の説明では直流電源Ｖ_INが直流
電源である場合について説明したが、交流電源を整流し
て得られる脈流電源であっても本発明を適用可能であ
る。また、上述の場合にはエネルギ蓄積素子がコンデン
サである場合について説明したが、インダクタなどであ
る場合にも適用できる。

【００３９】

【発明の効果】本発明は上述のように、脈流電源も含む
直流電源と、コンデンサやコイルなどの複数の第１のエ
ネルギ蓄積素子と、これら第１のエネルギ蓄積素子から
エネルギが移されて蓄積されその蓄積エネルギが出力と
して取り出される第２のエネルギ蓄積素子と、上記第１
のエネルギ蓄積素子を直流電源に接続してエネルギを蓄
積させ、その後にこれら第１のエネルギ蓄積素子に蓄積
されたエネルギを第２のエネルギ蓄積素子に移すための
接続切換を行う複数のスイッチング素子と、これら各ス
イッチング素子をオン，オフする駆動回路と、第１のエ
ネルギ蓄積素子へのエネルギの蓄積期間を除く期間に上
記直流電源から供給される電力を蓄え上記各駆動回路に
供給する駆動電源部と、駆動電源部に電力を蓄える期間
に上記駆動電源部を直流電源に直列に接続し、駆動回路
への電源の供給時に各駆動電源部を個別に切り離す第１
のスイッチ回路とを備えているので、第１のエネルギ蓄
積素子を直流電源に接続するスイッチング素子に加わる
逆電圧を防止するダイオードの働きを、第１のスイッチ
回路に持たせることができ、このため第１のエネルギ蓄
積素子に直列に挿入されるダイオードを不要とでき、電
力変換のための電流が大きい場合のダイオードの順方向
電圧降下によるロスを無くして、回路効率を向上させる
ことができ、ダイオードの発熱による問題も防止でき
る。

【００４０】また、第１のエネルギ蓄積素子のエネルギ
量が駆動電源部のエネルギ量よりも低い場合を検知し、
第１のエネルギ蓄積素子のエネルギが駆動電源部に放出
されるループを遮断する第２のスイッチ回路を設けてあ
るので、駆動電源部に電力を蓄える期間に、電力変換用
のコンデンサの充電電荷が無駄に消費されることを防止
することができる。

【００４１】さらに、上記駆動電源部の出力電圧の総計
が直流電源の電圧を上回る場合においては、出力電圧の
総計が直流電源の電源電圧内に収まる駆動電源部を直列
接続すると共に、上回る個数の駆動電源部を直列接続
し、それら駆動電源部の各直列回路を並列接続すると、
各直列回路毎で消費電力を削減でき、回路の全体におけ
る消費電力を削減できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の回路図である。

【図２】同上で直流電源で電力変換用のコンデンサを充
電する際の回路状態を示す回路図である。

【図３】第２の実施例の回路図である。

【図４】第３に実施例の回路図である。

【図５】（ａ），（ｂ）は同上の過電圧防止回路の夫々
別の具体回路図である。

【図６】同上の過電圧防止回路の動作説明図である。

【図７】第４の実施例の回路図である。

【図８】同上の動作説明図である。

【図９】第５の実施例の回路図である。

【図１０】同上の駆動ユニットの具体回路図である。

【図１１】第６の実施例の回路図である。

【図１２】従来例の回路図である。

【図１３】同上の駆動回路の具体回路図である。

【図１４】同上の動作説明図である。

【図１５】同上の駆動回路の消費電力削減効果の説明図
である。

【符号の説明】

２₁〜２₆，２₁₁〜２₁₉ 駆動回路３₁〜３₄，３₁₁〜３₁₉ 駆動電源部Ｖ_IN 直流電源Ｃ₁〜Ｃ₃，Ｃ₃₀〜Ｃ₃₂ コンデンサＣ₈ 出力コンデンサＱ₁〜Ｑ₆，Ｑ₉〜Ｑ₁₉ トランジスタＤ₂₁〜Ｄ₂₃，Ｄ₅₅〜Ｄ₆₃ ダイオード

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】脈流電源も含む直流電源と、コンデンサ
やコイルなどの複数の第１のエネルギ蓄積素子と、これ
ら第１のエネルギ蓄積素子からエネルギが移されて蓄積
されその蓄積エネルギが出力として取り出される第２の
エネルギ蓄積素子と、上記第１のエネルギ蓄積素子を直
流電源に接続してエネルギを蓄積させ、その後にこれら
第１のエネルギ蓄積素子に蓄積されたエネルギを第２の
エネルギ蓄積素子に移すための接続切換を行う複数のス
イッチング素子と、これら各スイッチング素子をオン，
オフする駆動回路と、第１のエネルギ蓄積素子へのエネ
ルギの蓄積期間を除く期間に上記直流電源から供給され
る電力を蓄え上記各駆動回路に供給する駆動電源部と、
駆動電源部に電力を蓄える期間に上記駆動電源部を直流
電源に直列に接続し、駆動回路への電源の供給時に各駆
動電源部を個別に切り離す第１のスイッチ回路とを備え
て成ることを特徴とする電源回路。
【請求項２】第１のエネルギ蓄積素子のエネルギ量が
駆動電源部のエネルギ量よりも低い場合を検知し、第１
のエネルギ蓄積素子のエネルギが駆動電源部に放出され
るループを遮断する第２のスイッチ回路を備えて成るこ
とを特徴とする請求項１記載の電源回路。
【請求項３】上記駆動電源部の出力電圧の総計が直流
電源の電圧を上回る場合において、出力電圧の総計が直
流電源の電源電圧内に収まる駆動電源部を直列接続する
と共に、上回る個数の駆動電源部を直列接続し、それら
駆動電源部の各直列回路を並列接続して成ることを特徴
とする請求項１または請求項２記載の電源回路。