JP3011965B2 - パルス幅変調回路の故障診断装置 - Google Patents
パルス幅変調回路の故障診断装置Info
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- JP3011965B2 JP3011965B2 JP2130171A JP13017190A JP3011965B2 JP 3011965 B2 JP3011965 B2 JP 3011965B2 JP 2130171 A JP2130171 A JP 2130171A JP 13017190 A JP13017190 A JP 13017190A JP 3011965 B2 JP3011965 B2 JP 3011965B2
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Description
【発明の詳細な説明】 (産業上の利用分野) 本発明は、パルス幅変調回路の故障診断装置に関し、
特に、故障診断の応答速度および故障診断精度を向上さ
せることができるパルス幅変調回路の故障診断装置に関
する。
特に、故障診断の応答速度および故障診断精度を向上さ
せることができるパルス幅変調回路の故障診断装置に関
する。
(従来の技術) 従来のパルス幅変調回路(以下、PWM回路という)の
故障診断装置のブロック図を第3図に示す。
故障診断装置のブロック図を第3図に示す。
同図において、変調すべきテジタル信号が信号源1か
らPWM回路2に入力され、入力された信号の大きさに応
じたパルス幅(デューティ比)の信号が出力される。PW
M回路2の出力信号はローパスフィルタ3で平滑化さ
れ、A/D変換器4でデジタル信号に変換された後、比較
器5に入力される。該比較器5では、A/D変換器4から
入力される信号と前記信号源1からの信号とが比較さ
れ、該2つの信号の一致および不一致を示す信号が出力
される。故障診断部6では、比較器5から前記2つの信
号の不一致を示す信号が供給された場合に故障判定信号
を出力する。
らPWM回路2に入力され、入力された信号の大きさに応
じたパルス幅(デューティ比)の信号が出力される。PW
M回路2の出力信号はローパスフィルタ3で平滑化さ
れ、A/D変換器4でデジタル信号に変換された後、比較
器5に入力される。該比較器5では、A/D変換器4から
入力される信号と前記信号源1からの信号とが比較さ
れ、該2つの信号の一致および不一致を示す信号が出力
される。故障診断部6では、比較器5から前記2つの信
号の不一致を示す信号が供給された場合に故障判定信号
を出力する。
(発明が解決しようとする課題) 上記の故障診断装置では、次のような問題点がある。
ローパスフィルタ3に入力された信号が平滑化され、
安定した信号となって出力されるまでの過渡期において
は、ローパスフィルタ3の出力信号と信号源1からの信
号とを比較した場合、該2つの信号は不一致となり、PW
M回路2が故障であると判定される。すなわち、ローパ
スフィルタ3の時定数が大きいと、正確な故障診断がで
きるようになるまで時間がかかるという問題点があっ
た。
安定した信号となって出力されるまでの過渡期において
は、ローパスフィルタ3の出力信号と信号源1からの信
号とを比較した場合、該2つの信号は不一致となり、PW
M回路2が故障であると判定される。すなわち、ローパ
スフィルタ3の時定数が大きいと、正確な故障診断がで
きるようになるまで時間がかかるという問題点があっ
た。
一方、ローパスフィルタ3の時定数を小さくすると、
出力信号の精度が劣化して誤った故障診断が行われるこ
とがあるという問題点がある。
出力信号の精度が劣化して誤った故障診断が行われるこ
とがあるという問題点がある。
本発明の目的は、上記の問題点を解決し、ローパスフ
ィルタ3の出力信号が安定するまでの過渡期においても
正確な故障診断を行えるようにしたパルス幅変調回路の
故障診断装置を提供することにある。
ィルタ3の出力信号が安定するまでの過渡期においても
正確な故障診断を行えるようにしたパルス幅変調回路の
故障診断装置を提供することにある。
(課題を解決するための手段および作用) 前記の問題点を解決し、目的を達成するために、本発
明は、PWM回路の出力信号を平滑化するローパスフィル
タと、該ローパスフィルタの出力信号をA/D変換するた
めのA/D変換器と、前記PWM回路の入力信号を供給されて
前記ローパスフィルタの出力信号に近似させて模擬信号
を発生するデジタルフィルタと、前記A/D変換器から出
力される信号および前記デジタルフィルタから出力され
る模擬信号を比較する比較器と、前記A/D変換器から出
力される信号および模擬信号が不一致の場合に故障判定
信号を出力する故障診断部とを具備した点に特徴があ
る。
明は、PWM回路の出力信号を平滑化するローパスフィル
タと、該ローパスフィルタの出力信号をA/D変換するた
めのA/D変換器と、前記PWM回路の入力信号を供給されて
前記ローパスフィルタの出力信号に近似させて模擬信号
を発生するデジタルフィルタと、前記A/D変換器から出
力される信号および前記デジタルフィルタから出力され
る模擬信号を比較する比較器と、前記A/D変換器から出
力される信号および模擬信号が不一致の場合に故障判定
信号を出力する故障診断部とを具備した点に特徴があ
る。
上記の構成を有する本発明では、A/D変換されたロー
パスフィルタの出力信号と、これに近似するデジタルフ
ィルタの出力信号とを比較することができるので、PWM
回路に入力される信号の切換え時、つまり過渡期におい
ても、ローパスフィルタから出力される信号に基づいて
故障診断を行うことができる。
パスフィルタの出力信号と、これに近似するデジタルフ
ィルタの出力信号とを比較することができるので、PWM
回路に入力される信号の切換え時、つまり過渡期におい
ても、ローパスフィルタから出力される信号に基づいて
故障診断を行うことができる。
(実施例) 以下に図面を参照して、本発明の一実施例を説明す
る。
る。
第1図は本発明の実施例を示す回路図であり、第3図
と同符号は同一または同等部分を示す。
と同符号は同一または同等部分を示す。
第1図に示した回路は、自動車用電動パワーステアリ
ングシステムのモータトルクを制御するための制御回路
であり、PWM回路2からの出力信号によって負荷(モー
タ)に対する通電時間(デューティ比)が制御されてモ
ータトルクが制御される。
ングシステムのモータトルクを制御するための制御回路
であり、PWM回路2からの出力信号によって負荷(モー
タ)に対する通電時間(デューティ比)が制御されてモ
ータトルクが制御される。
同図において、図示しないセンサの検出信号、例えば
ステアリングのトルク検出信号が制御回路8に入力され
ると、制御回路8では該センサの検出信号に基づいて前
記負荷7に対する通電時間が算出される。デューティ比
設定部9では、算出された通電時間に基づいてデューテ
ィ比を決定し、該デューティ比に応じたデジタル信号を
PWM回路2に供給する。
ステアリングのトルク検出信号が制御回路8に入力され
ると、制御回路8では該センサの検出信号に基づいて前
記負荷7に対する通電時間が算出される。デューティ比
設定部9では、算出された通電時間に基づいてデューテ
ィ比を決定し、該デューティ比に応じたデジタル信号を
PWM回路2に供給する。
PWM回路2では、供給されたデジタル信号がパルス幅
変調される。パルス幅変調された信号はトランジスタ10
のベースに印加され、該信号に応じたデューティ比でト
ランジスタがオン状態となり、前記デューティ比に応じ
た大きさの電流が電源11か負荷7に供給される。
変調される。パルス幅変調された信号はトランジスタ10
のベースに印加され、該信号に応じたデューティ比でト
ランジスタがオン状態となり、前記デューティ比に応じ
た大きさの電流が電源11か負荷7に供給される。
電源11からの電流によって負荷7の両端に生ずる電圧
信号は、増幅器12で増幅されてローパスフィルタ3に入
力される。A/D変換器4はローパスフィルタ3から供給
される信号をデジタル化して比較器5に出力する。
信号は、増幅器12で増幅されてローパスフィルタ3に入
力される。A/D変換器4はローパスフィルタ3から供給
される信号をデジタル化して比較器5に出力する。
デジタルフィルタ13は、該デジタルフィルタ13に入力
された信号を前記ローパスフィルタ3の平滑化特性に近
似した特性で信号変換する演算機能を有する。該デジタ
ルフィルタ13には前記デューティ比設定部9の出力(デ
ジタル)信号が取込まれて演算処理が加えられる。
された信号を前記ローパスフィルタ3の平滑化特性に近
似した特性で信号変換する演算機能を有する。該デジタ
ルフィルタ13には前記デューティ比設定部9の出力(デ
ジタル)信号が取込まれて演算処理が加えられる。
比較器5では、デジタルフィルタ13で演算処理された
信号と、A/D変換器4の出力信号とが比較され、該2つ
の信号の一致または不一致を示す信号が故障診断部6に
供給される。なお、該2つの信号の一致は予定の許容範
囲内での一致を意味することは当然である。
信号と、A/D変換器4の出力信号とが比較され、該2つ
の信号の一致または不一致を示す信号が故障診断部6に
供給される。なお、該2つの信号の一致は予定の許容範
囲内での一致を意味することは当然である。
また、信号遅延時間や演算時間を考慮して比較器5の
2つの入力信号の入力タイミングを合わせることも当然
である。
2つの入力信号の入力タイミングを合わせることも当然
である。
同図において、鎖線で囲まれた部分はマイクロコンピ
ュータ(CPU)で構成することができる。
ュータ(CPU)で構成することができる。
次に、上記のように構成された本実施例の作用を説明
する。
する。
第2図は、PWM回路2への入力がステップ状に変化し
た時の信号変換の様子を示す信号波形の模式図である。
た時の信号変換の様子を示す信号波形の模式図である。
同図において、デューティ比設定部9の出力信号、つ
まりPWM回路2の入力信号は波形aで示し、PWM回路2の
出力信号は波形bで示す。また、PWM回路2の出力信号
によって制御された負荷7のの電流をローパスフィルタ
3で平滑化した後の信号を波形c、デューティ比設定部
9の出力信号をデジタルフィルタ13で演算処理した後の
信号を波形dで示す。
まりPWM回路2の入力信号は波形aで示し、PWM回路2の
出力信号は波形bで示す。また、PWM回路2の出力信号
によって制御された負荷7のの電流をローパスフィルタ
3で平滑化した後の信号を波形c、デューティ比設定部
9の出力信号をデジタルフィルタ13で演算処理した後の
信号を波形dで示す。
同図に示したように、デジタルフィルタ13では、その
出力特性をローパスフィルタ3の平滑特性に近似させる
ように演算処理が行われるので、波形cおよび波形dは
近似する。
出力特性をローパスフィルタ3の平滑特性に近似させる
ように演算処理が行われるので、波形cおよび波形dは
近似する。
特に、デューティ比設定部9の出力信号が変化した後
の過渡期(図中の範囲G)において、従来の装置では一
致することがなかった波形cおよび波形dを一致させる
ことができる。
の過渡期(図中の範囲G)において、従来の装置では一
致することがなかった波形cおよび波形dを一致させる
ことができる。
すなわち、第3図に示した従来の装置では、PWM回路
2に入力される信号、つまり波形aの信号が比較器5に
供給され、ローパスフィルタ3の出力信号(波形c)の
A/D変換信号と比較される。したがって、デューティ比
設定部9の出力信号(波形a)が変化してしばらくの間
は、波形aと波形cとは一致しないため、故障診断部6
で故障の判断をしてしまうが、本発明ではこのようなこ
とはない。
2に入力される信号、つまり波形aの信号が比較器5に
供給され、ローパスフィルタ3の出力信号(波形c)の
A/D変換信号と比較される。したがって、デューティ比
設定部9の出力信号(波形a)が変化してしばらくの間
は、波形aと波形cとは一致しないため、故障診断部6
で故障の判断をしてしまうが、本発明ではこのようなこ
とはない。
以上の説明のように、本実施例では、デジタルフィル
タ13によって、PWM回路2の正常状態におけるローパス
フィルタ3の模擬出力信号を得るようにした。したがっ
て、PWM回路2が故障していない場合は、比較器5に入
力される2つの信号は一致する。
タ13によって、PWM回路2の正常状態におけるローパス
フィルタ3の模擬出力信号を得るようにした。したがっ
て、PWM回路2が故障していない場合は、比較器5に入
力される2つの信号は一致する。
(発明の効果) 以上の説明から明らかなように、本発明によれば、PW
M回路に入力される信号が変化した後の過渡期において
も正確な故障診断が行えるので、故障診断の速度および
精度を向上することができる。
M回路に入力される信号が変化した後の過渡期において
も正確な故障診断が行えるので、故障診断の速度および
精度を向上することができる。
第1図は本発明の一実施例を示す回路図、第2図は信号
波形の模式図、第3図は従来技術の例を示す回路図であ
る。 2……PWM回路、3……ローパスフィルタ、4……A/D変
換器、5……比較器、6……故障診断部、9……デュー
ティ比設定部、13……デジタルフィルタ
波形の模式図、第3図は従来技術の例を示す回路図であ
る。 2……PWM回路、3……ローパスフィルタ、4……A/D変
換器、5……比較器、6……故障診断部、9……デュー
ティ比設定部、13……デジタルフィルタ
Claims (1)
- 【請求項1】パルス幅変調回路の出力信号を平滑化する
ローパスフィルタと、 該ローパスフィルタの出力信号をA/D変換するためのA/D
変換器と、 前記パルス幅変調回路の入力信号が供給されて前記ロー
パスフィルタの出力信号に近似させた模擬信号を発生す
るデジタルフィルタと、 前記A/D変換器の出力信号、およびデジタルフィルタか
ら出力される模擬信号を比較する比較器と、 前記A/D変換器の出力信号および模擬信号が不一致の場
合に故障判定信号を出力する故障診断部とを具備したこ
とを特徴とするパルス幅変調回路の故障診断装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2130171A JP3011965B2 (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | パルス幅変調回路の故障診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2130171A JP3011965B2 (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | パルス幅変調回路の故障診断装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0426225A JPH0426225A (ja) | 1992-01-29 |
JP3011965B2 true JP3011965B2 (ja) | 2000-02-21 |
Family
ID=15027728
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2130171A Expired - Fee Related JP3011965B2 (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | パルス幅変調回路の故障診断装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3011965B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9685840B2 (en) | 2012-12-21 | 2017-06-20 | Fisher & Paykel Appliances Limited | Motor |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5722150B2 (ja) * | 2011-07-21 | 2015-05-20 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | マイクロコントローラ |
-
1990
- 1990-05-22 JP JP2130171A patent/JP3011965B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9685840B2 (en) | 2012-12-21 | 2017-06-20 | Fisher & Paykel Appliances Limited | Motor |
US10193416B2 (en) | 2012-12-21 | 2019-01-29 | Fisher & Paykel Appliances Limited | Motor |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0426225A (ja) | 1992-01-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |