JP3002628B2 - スイッチング電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を必要とする
電子機器のスイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のスイッチング電源として
は、図３に示すようなＲＣＣ（リンギング・チョークコ
イル・コンバータ）方式の周波数変動型のものが知られ
ている。このスイッチング電源は、交流電源１にスイッ
チ２及びノイズフィルタ回路３を介して全波整流ダイオ
ードブリッジ４、平滑コンデンサ５を接続してなる直流
電源１３の平滑コンデンサ５に高周波発振回路６を接続
し、その高周波発振回路６の出力端子にダイオード７、
平滑コンデンサ８、安定化回路９からなる整流定電圧回
路１０を接続し、この整流定電圧回路１０の出力端にコ
ンデンサ１１を介して電子機器等の負荷１２を接続して
構成される。

【０００３】前記高周波発振回路６は、出力トランス１
７、この出力トランス１７の１次巻線１７ｐに直列に接
続した半導体スイッチング素子としてのＮＰＮトランジ
スタ１８、この駆動巻線１７ｂの正電圧出力端子とトラ
ンジスタ１８のベースとの間に接続して上記トランジス
タ１８のオン・オフ制御を行うスイッチング素子駆動回
路としてのトランジスタ駆動回路１９を備える。

【０００４】また、高周波発振回路６は、出力トランス
１７の駆動巻線１７ｂに接続した制御用ＮＰＮトランジ
スタ２１、前記負荷１２に過電流が流れたとき駆動巻線
１７ｂの正電圧出力端子と上記制御用ＮＰＮトランジス
タ２１のベースとの間に接続した過電流保護主回路２２
を備えている。

【０００５】この過電流保護主回路２２は、具体的には
図示極性に接続したダイオード２３、抵抗２４、及びフ
ォトカプラ２５の受光素子とを直列に接続して構成され
る。このフォトカプラ２５の受光素子は、フォトカプラ
２５の発光素子の２次側の出力情報に基づくオン・オフ
制御に応じて駆動するようになっている。

【０００６】さらに、高周波発振回路６は、この過電流
保護主回路２２に並列に接続した過電流保護補助回路２
６、前記制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベース・エミ
ッタ間に接続したコンデンサ２７を備える。

【０００７】この過電流保護補助回路２６は、上記過電
流保護主回路２２が２次側の出力情報をフォトカプラ２
５を介して伝達するため、この過電流保護主回路２２だ
けでは電流が足りず、制御用ＮＰＮトランジスタ２１を
オンできない可能性があり、これを補う目的で設けられ
たものである。具体的には、過電流保護補助回路２２
は、抵抗２８と図示極性で接続したツェナダイオード２
９とを直列に接続して構成される。

【０００８】上記トランジスタ駆動回路１９は、具体的
には出力トランス１７の駆動巻線１７ｂと、この駆動巻
線１７ｂの正電圧出力端子にコンデンサ３１を並列に介
して図示極性で接続したダイオード３２と、一対の抵抗
３３，３４とを直列に接続して構成される。

【０００９】このようなスイッチング電源では、スイッ
チ２がオンされると、高周波発振回路６に全波整流ダイ
オードブリッジ４からの電圧が印加され、高周波発振回
路６からの出力は整流定電圧回路１０で整流され、安定
化されて負荷１２に印加する。

【００１０】上記過電流保護補助回路２２は、出力トラ
ンス１７の２次側に接続した負荷１２に過電流が流れた
とき、外部からの制御信号に基づいて駆動巻線１７ｂの
正電圧出力端子と制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベー
スとの間を導通するようになっている。

【００１１】これに対し、過電流保護補助回路２２は、
出力トランス１７の端子電圧が所定レベル以上になった
とき、外部からの制御信号に基づいて駆動巻線１７ｂの
正電圧出力端子と制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベー
スとの間を導通するようになっている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなス
イッチング電源においては、ＲＣＣ方式を採るので、出
力負荷電流が大きいときは、高周波発振回路６からの発
振周波数が減少し、制御ＮＰＮトランジスタ２１のベー
ス・エミッタ間に印加する電圧も図４（ａ）に示すよう
に（定格負荷時）比較的大きな電圧となるが、出力負荷
電流が小さいときは発振周波数が増加し、制御用ＮＰＮ
トランジスタ２１のベース・エミッタ間に印加する電圧
も同図４（ｂ）に示すように比較的小さな電圧となると
いう性質がある。

【００１３】このため、過電流保護補助回路２６を設け
ても、出力負荷電流が小さくなればなるほど、発振周波
数が増加し、制御用ＮＰＮトランジスタ２１の応答速度
の限界を越えるようになってしまうことがある。このよ
うな場合には、図４（ｂ）に示すようにコンデンサ２７
の時定数によりそのベース・エミッタ間に印加する電圧
が制御用ＮＰＮトランジスタ２１の駆動電圧、例えば
０．６Ｖに上昇するまでに０．４Ｖで下降してしまい、
これでは制御用ＮＰＮトランジスタ２１がオンしなくな
り、過電流保護補助回路２６も正常に働かない場合が生
じるという問題があった。

【００１４】また、ＲＣＣ方式は一般に電力伝達である
ため、定格負荷であっても、入力電圧が大きいほど高周
波発振回路６からの発振周波数が増加するようになる。
このため、電圧の大きさによって、負荷１２に流れるピ
ーク電流に差が生じてしまう。具体的には例えば図５に
示すように、入力電圧が大きい場合の実線で示す特性グ
ラフｘ1 のピーク電流入力と、入力電圧が小さい場合の
点線で示す特性グラフｘ2 のピーク電流との差Ａが生じ
るようになる。これにより、入力電圧の大きさによって
過電流の検出点のずれが大きくなってしまうという問題
があった。

【００１５】そこで本発明は、軽負荷であっても過電流
保護補助回路も正常に働かせることができ、かつ入力電
圧が変動による過電流検出点のずれを減少することがで
きるスイッチング電源を提供しようとするものである。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源と、
この直流電源に接続した出力トランスと、この出力トラ
ンスの１次巻線に接続した半導体スイッチング素子と、
出力トランスの駆動巻線を含み、半導体スイッチング素
子をオン、オフ駆動するスイッチング素子駆動回路と、
オン動作により半導体スイッチング素子をオフ制御する
制御用トランジスタと、この制御用トランジスタのベー
スと駆動巻線の正電圧出力端子との間に接続し、出力ト
ランスの２次巻線に接続した２次側回路に過電流が流れ
たとき導通する過電流保護主回路と、この過電流保護主
回路に並列に接続し、出力トランスの端子電圧が所定レ
ベル以上になったとき導通する過電流保護補助回路と、
制御用トランジスタのベース・エミッタ間に接続したコ
ンデンサと抵抗の直列回路とを設けたものである。

【００１７】

【作用】このような構成の本発明においては、スイッチ
２がオンされると、高周波発振回路６に全波整流ダイオ
ードブリッジ４からの電圧が印加され、高周波発振回路
６からの出力は整流定電圧回路１０で整流され、安定化
されて負荷１２に印加する。

【００１８】この場合、出力負荷が小さいときでも、負
荷に過電流が流れた場合に抵抗３１に印加する電圧の分
だけ、制御用トランジスタのベース・エミッタ間電圧の
ピークが大きくなり、この制御用トランジスタの駆動電
圧を越えるようになり、制御用トランジスタはオンす
る。すると、半導体スイッチング素子のオン・オフ駆動
が停止する。

【００１９】また、出力負荷が小さいときでも、負荷に
過電流が流れた場合に抵抗３１に印加する電圧の分だけ
多く、コンデンサに蓄電されるため、負荷に流れるピー
ク電流が出力負荷が大きい場合とほとんど変わらないも
のとなる。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。

【００２１】図１は、本実施例の構成を示す回路図で、
図３に示す制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベース・エ
ミッタ間にコンデンサ２７と抵抗３１の直列回路を接続
した点を除いた基本的な回路構成は同図に示す回路と同
様である。

【００２２】このような構成の本実施例においては、ス
イッチ２がオンされると、高周波発振回路６に全波整流
ダイオードブリッジ４からの電圧が印加され、高周波発
振回路６からの出力は整流定電圧回路１０で整流され、
安定化されて負荷１２に印加する。

【００２３】上記過電流保護補助回路２６は、出力トラ
ンス１７の２次側に接続した負荷１２に過電流が流れた
とき、これに応じて動作するフォトカプラ２５の発光素
子に基づいて受光素子がオンし、駆動巻線１７ｂの正電
圧出力端子と制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベースと
の間とを導通する。

【００２４】このとき、例えばフォトカプラ２５の受光
素子に流れる電流が小さい場合には、制御用ＮＰＮトラ
ンジスタ２１をオンすることはできないが、この過電流
保護主回路２２の両端電圧が所定電圧以上になれば、制
御用ＮＰＮトランジスタ２１のベースとの間とを導通
し、制御用ＮＰＮトランジスタ２１をオンしてトランジ
スタ１８のオン・オフ動作を停止することができる。

【００２５】これにより、負荷１２に流れる電流も減少
する。また、ある程度減少すると、制御用ＮＰＮトラン
ジスタ２１はオフし、トランジスタ１８のオン・オフ動
作が開始する。こうして負荷１２に流れる電流は調整さ
れ、安定した電力供給が可能となる。

【００２６】この場合、出力負荷電流が小さくて高周波
発振回路６からの発振周波数が多くても、抵抗３１間の
電圧の分だけ制御用ＮＰＮトランジスタ２１のベース・
エミッタ間に印加する電圧が増加するため、この制御用
ＮＰＮトランジスタ２１の駆動電圧を確保することがで
きる。

【００２７】これにより、出力負荷電流が小さい場合で
も過電流保護補助回路２６の動作性能をより向上するこ
とができる。具体的には、出力負荷電流が流れた場合に
調整可能な範囲の精度を従来の±５％から±１％に向上
することができる。

【００２８】一方、この場合に、定格負荷であっても、
入力電圧が大きいと高周波発振回路６からの発振周波数
が大きいのに対し、入力電圧が小さいと発振周波数が小
さいため、制御用ＮＰＮトランジスタ２１に流れる電流
も少なくなるが、抵抗３１にかかる電圧の分だけ電力源
としてコンデンサ２７に電力供給されるため、入力電圧
が小さい場合でも、図２に示すように、入力電圧が小さ
い場合の実線で示す特性グラフｙ1 のピーク電流入力
は、入力電圧が大きい場合の点線で示す特性グラフｙ2
のピーク電流とほとんど変わらないものとなる。

【００２９】このように、入力電圧の大きさに起因する
出力負荷電流に生じる差を極力小さくすることができる
ため、入力電圧の大きさの違いによる過電流の検出点の
ずれを減少することができ、出力電圧の安定度も向上す
ることができる。

【００３０】なお、本実施例においては、半導体スイッ
チング素子としてＮＰＮトランジスタ２１を使用するも
のについて述べたが、必ずしもこれに限定されるもので
はなく、半導体スイッチング素子としてＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）を使用するものであってもよい。

【００３１】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、軽
負荷であっても過電流保護補助回路も正常に働かせるこ
とができ、かつ入力電圧が変動による過電流検出点のず
れを減少することができるスイッチング電源を提供でき
るものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例にかかるスイッチング電源の回
路構成図。

【図２】同実施例における出力電圧と出力電流との関係
を示す図。

【図３】従来のスイッチング電源の回路構成図。

【図４】図３に示すトランジスタの駆動電圧とベース・
エミッタ間電圧との関係を示す図。

【図５】図３に示すスイッチング電源の出力電圧と出力
電流との関係を示す図。

【符号の説明】

１３…直流電源 １７…出力トランス １７ｐ…１次巻線 １７ａ…２次巻線 １７ｂ…駆動巻線 １８…トランジスタ １９…トランジスタ駆動回路 ２１…制御用トランジスタ ２２…過電流保護主回路 ２６…過電流保護補助回路 ２７…コンデンサ ３１…抵抗

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、この直流電源に接続した出
   力トランスと、この出力トランスの１次巻線に接続した
   半導体スイッチング素子と、前記出力トランスの駆動巻
   線を含み、前記半導体スイッチング素子をオン、オフ駆
   動するスイッチング素子駆動回路と、オン動作により前
   記半導体スイッチング素子をオフ制御する制御用トラン
   ジスタと、この制御用トランジスタのベースと前記駆動
   巻線の正電圧出力端子との間に接続し、前記出力トラン
   スの２次巻線に接続した２次側回路に過電流が流れたと
   き導通する過電流保護主回路と、この過電流保護主回路
   に並列に接続し、前記出力トランスの端子電圧が所定レ
   ベル以上になったとき導通する過電流保護補助回路と、
   前記制御用トランジスタのベース・エミッタ間に接続し
   たコンデンサと抵抗の直列回路とを設けたことを特徴と
   するスイッチング電源。