JP3002078B2 - 歪み量測定回路 - Google Patents
歪み量測定回路Info
- Publication number
- JP3002078B2 JP3002078B2 JP5268723A JP26872393A JP3002078B2 JP 3002078 B2 JP3002078 B2 JP 3002078B2 JP 5268723 A JP5268723 A JP 5268723A JP 26872393 A JP26872393 A JP 26872393A JP 3002078 B2 JP3002078 B2 JP 3002078B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- power supply
- amplifier
- voltage
- distortion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、歪みゲージブリッジ回
路(以下、ブリッジ回路と称す)を用いた歪み量測定回
路に関するものである。
路(以下、ブリッジ回路と称す)を用いた歪み量測定回
路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来、この種の歪み量測定回路では、ブ
リッジ回路のバイアス電源に直流電源を用い、その出力
信号を高性能直流増幅器(チョッパ増幅器等)で増幅す
るものや、ブリッジ回路に正弦波交流電源を用いてその
出力信号を交流増幅した後、検波回路、平滑回路を用い
て復調するものがある。
リッジ回路のバイアス電源に直流電源を用い、その出力
信号を高性能直流増幅器(チョッパ増幅器等)で増幅す
るものや、ブリッジ回路に正弦波交流電源を用いてその
出力信号を交流増幅した後、検波回路、平滑回路を用い
て復調するものがある。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者は
コスト的に非常に高価であり、又後者についても検波回
路以降の零点変動や、回路が複雑になりノイズの影響を
受けやすい等の不都合があった。
コスト的に非常に高価であり、又後者についても検波回
路以降の零点変動や、回路が複雑になりノイズの影響を
受けやすい等の不都合があった。
【0004】本発明はかかる不都合の無い歪み量測定回
路を提供することを目的とするものである。
路を提供することを目的とするものである。
【0005】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明の歪み量測定回路は、交流電源に接続された歪
みゲージブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介し
て互いに独立した2つのサンプルホールド回路に供給
し、このサンプルホールド回路で交流増幅器の出力信号
を交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルご
とに交互にサンプルホールドし、この2つの出力の差を
積分機能を有する差動増幅器で得るように構成したもの
である。
に本発明の歪み量測定回路は、交流電源に接続された歪
みゲージブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介し
て互いに独立した2つのサンプルホールド回路に供給
し、このサンプルホールド回路で交流増幅器の出力信号
を交流電源電圧の極性に一致するように各半サイクルご
とに交互にサンプルホールドし、この2つの出力の差を
積分機能を有する差動増幅器で得るように構成したもの
である。
【0006】
【作用】以上の構成により、交流増幅された出力信号
は、独立した2つのサンプルホールド回路と積分機能を
有する差動増幅器によって、効率的にその振幅値と一致
した直流出力に復調されるため、低コストの比較的簡単
な回路で、零点変動がなく、耐ノイズ性能も良好な歪み
量測定回路を実現することができる。
は、独立した2つのサンプルホールド回路と積分機能を
有する差動増幅器によって、効率的にその振幅値と一致
した直流出力に復調されるため、低コストの比較的簡単
な回路で、零点変動がなく、耐ノイズ性能も良好な歪み
量測定回路を実現することができる。
【0007】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。
明する。
【0008】図1は本発明におけるブロック図であり、
1は方形波交流ブリッジ電源2に接続された機械的歪み
を受けることによって抵抗値変化を生じるブリッジ回
路、3は交流(差動)増幅器、4,5は位相の異なる同
一極性の方形波出力信号を、それぞれ独立してサンプル
ホールドするサンプルホールド回路、6は積分機能を有
する差動増幅器、7は方形波交流ブリッジ電源2の電圧
位相に同期してサンプリングパルスを発生するサンプリ
ングタイミング回路である。
1は方形波交流ブリッジ電源2に接続された機械的歪み
を受けることによって抵抗値変化を生じるブリッジ回
路、3は交流(差動)増幅器、4,5は位相の異なる同
一極性の方形波出力信号を、それぞれ独立してサンプル
ホールドするサンプルホールド回路、6は積分機能を有
する差動増幅器、7は方形波交流ブリッジ電源2の電圧
位相に同期してサンプリングパルスを発生するサンプリ
ングタイミング回路である。
【0009】以上のように構成された歪み量測定回路に
ついて、図2(A)〜(F)を用いてその動作を説明す
る。
ついて、図2(A)〜(F)を用いてその動作を説明す
る。
【0010】図2(A)は方形波交流ブリッジ電源2の
電圧波形(周波数f1)であり、ブリッジ回路1に対し
てそれぞれ180°位相の異なる同レベル(+V)の方
形波バイアス電圧を与えている。機械的歪みの一例とし
て図2(B)のような正弦波状の歪み量(周波数f0)
をブリッジ回路1が受け、その出力が交流(差動)増幅
器3で増幅されると図2(C)のようにf1がf0によ
って復調された方形波交流出力信号となり、サンプルホ
ールド回路4,5に入力される。
電圧波形(周波数f1)であり、ブリッジ回路1に対し
てそれぞれ180°位相の異なる同レベル(+V)の方
形波バイアス電圧を与えている。機械的歪みの一例とし
て図2(B)のような正弦波状の歪み量(周波数f0)
をブリッジ回路1が受け、その出力が交流(差動)増幅
器3で増幅されると図2(C)のようにf1がf0によ
って復調された方形波交流出力信号となり、サンプルホ
ールド回路4,5に入力される。
【0011】サンプルホールド回路4,5は、前記方形
波交流ブリッジ電源電圧と同期したサンプリングタイミ
ング回路7によって発生するサンプリングパルス図2
(D)によって、おのおの同相の方形波電圧のピーク値
をホールドし、図2(E)のような+側包絡線及び−側
包絡線の波形出力信号となる。
波交流ブリッジ電源電圧と同期したサンプリングタイミ
ング回路7によって発生するサンプリングパルス図2
(D)によって、おのおの同相の方形波電圧のピーク値
をホールドし、図2(E)のような+側包絡線及び−側
包絡線の波形出力信号となる。
【0012】積分機能を有する差動増幅器6は、この2
つの出力値の差、即ち図2(E)の(1)−(2)の値
をシングルエンド出力する。
つの出力値の差、即ち図2(E)の(1)−(2)の値
をシングルエンド出力する。
【0013】図3はサンプルホールド回路4,5及び差
動増幅器6の具体回路例であり、2個の差動AMP(ゲ
イン=2)の入力にFETQ1,Q2とコンデンサC
1,C2によるサンプルホールド回路を設け、C3,R
4によって積分回路を形成する極めてシンプルな回路構
成になっている。
動増幅器6の具体回路例であり、2個の差動AMP(ゲ
イン=2)の入力にFETQ1,Q2とコンデンサC
1,C2によるサンプルホールド回路を設け、C3,R
4によって積分回路を形成する極めてシンプルな回路構
成になっている。
【0014】又、本実施例における前記ブリッジ電源周
波数(f1)は、約10kHzに設定されており、歪み力
の周波数(f0=0〜300Hz)に対して十分に大きい
分解能を持つと共に、前記積分機能によってサンプリン
グノイズ及び外乱ノイズが極めて低いレベルに抑えられ
ている。
波数(f1)は、約10kHzに設定されており、歪み力
の周波数(f0=0〜300Hz)に対して十分に大きい
分解能を持つと共に、前記積分機能によってサンプリン
グノイズ及び外乱ノイズが極めて低いレベルに抑えられ
ている。
【0015】図4(A),(B)は本発明における方形
波交流ブリッジ電源を模式的に表したものであり、前記
f1なる周波数でスイッチSが+V(Sa側)とGND
(Sb側)に切り換わり、その信号がブリッジ回路へ供
給される。ブリッジ回路に歪み力が無い状態(無信号
時)ではブリッジを構成する各歪みゲージRの抵抗値は
等しく、c,d出力点は零電位(以下、GNDとする)
に対して常に+V/2値に保たれている。
波交流ブリッジ電源を模式的に表したものであり、前記
f1なる周波数でスイッチSが+V(Sa側)とGND
(Sb側)に切り換わり、その信号がブリッジ回路へ供
給される。ブリッジ回路に歪み力が無い状態(無信号
時)ではブリッジを構成する各歪みゲージRの抵抗値は
等しく、c,d出力点は零電位(以下、GNDとする)
に対して常に+V/2値に保たれている。
【0016】ブリッジ回路が歪み力を受け、相対する2
個の歪みゲージがR+Δrになった場合、その出力c,
dは、+V/2値を中心にSa,Sb点においてそれぞ
れΔev,−Δevとなり、図1における交流増幅器3
の出力0は{Δev−(−Δev)}・A=2Δev
A、即ち、従来の直流バイアス方式に対して2倍のブリ
ッジ出力が得られる。上記スイッチSに相当する回路
は、言うまでもなく例えば出力反転型C−MOS.IC
を用いて容易に実現できるものである。
個の歪みゲージがR+Δrになった場合、その出力c,
dは、+V/2値を中心にSa,Sb点においてそれぞ
れΔev,−Δevとなり、図1における交流増幅器3
の出力0は{Δev−(−Δev)}・A=2Δev
A、即ち、従来の直流バイアス方式に対して2倍のブリ
ッジ出力が得られる。上記スイッチSに相当する回路
は、言うまでもなく例えば出力反転型C−MOS.IC
を用いて容易に実現できるものである。
【0017】尚、以上の実施例では片電源による回路構
成であるが、正・負2電源を用いた場合でも基本的な動
作は同じであり、基準となる電圧が異なるのみである。
成であるが、正・負2電源を用いた場合でも基本的な動
作は同じであり、基準となる電圧が異なるのみである。
【0018】又、ブリッジ回路のバイアス電源として方
形波交流電圧を用いているが、サンプリングタイミング
をその交流波高値の定点に位置させる工夫をすれば、他
のいかなる交流波形であっても本発明の目的は達成され
る。
形波交流電圧を用いているが、サンプリングタイミング
をその交流波高値の定点に位置させる工夫をすれば、他
のいかなる交流波形であっても本発明の目的は達成され
る。
【0019】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、ブリッジ
回路の出力点がGND(零電位)レベルに対して常に一
定レベルになるように、交流電圧をブリッジ回路に対し
て交叉的かつ対称に与えられるため、出力オフセットが
無く、ブリッジ出力感度が2倍になると言う特性に加
え、交流増幅及びシンプルな復調回路と言う構成から、
安価に低ドリフト、低ノイズの歪み量測定回路を実現で
きるものである。
回路の出力点がGND(零電位)レベルに対して常に一
定レベルになるように、交流電圧をブリッジ回路に対し
て交叉的かつ対称に与えられるため、出力オフセットが
無く、ブリッジ出力感度が2倍になると言う特性に加
え、交流増幅及びシンプルな復調回路と言う構成から、
安価に低ドリフト、低ノイズの歪み量測定回路を実現で
きるものである。
【図1】本発明の歪み量測定回路の一実施例のブロック
図
図
【図2】同各ポイントにおける波形図
【図3】同図1要部の一具体回路図
【図4】同要部である方形波交流ブリッジ電源の模式図
【符号の説明】 1 歪みゲージブリッジ回路 2 方形波交流ブリッジ電源 3 交流増幅器 4,5 サンプルホールド回路 6 差動増幅器 7 サンプリングタイミング回路
Claims (3)
- 【請求項1】 交流電源に接続された歪みゲージブリッ
ジ回路の出力信号を、交流増幅器を介して互いに独立し
た2つのサンプルホールド回路に供給し、このサンプル
ホールド回路で交流増幅器の出力信号を交流電源電圧の
極性に一致するように各半サイクルごとに交互にサンプ
ルホールドし、この2つの出力の差を積分する差動増幅
器で得るようにした歪み量測定回路。 - 【請求項2】 歪みゲージブリッジ回路の出力点が零電
位レベルに対して変動しないように、前記交流電源電圧
をブリッジに対して交叉的かつ対称に印加するように構
成した請求項1記載の歪み量測定回路。 - 【請求項3】 歪みゲージブリッジ回路に印加する交流
電源が方形波状の交流電圧である請求項1記載の歪み量
測定回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5268723A JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5268723A JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07120207A JPH07120207A (ja) | 1995-05-12 |
JP3002078B2 true JP3002078B2 (ja) | 2000-01-24 |
Family
ID=17462456
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5268723A Expired - Fee Related JP3002078B2 (ja) | 1993-10-27 | 1993-10-27 | 歪み量測定回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3002078B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1321315C (zh) * | 2005-05-27 | 2007-06-13 | 南京航空航天大学 | 柔性化应变信号现场采集*** |
JP4561500B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2010-10-13 | 株式会社日立製作所 | ワイヤレスひずみ測定システム |
US9615744B2 (en) | 2007-01-31 | 2017-04-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement |
US7391257B1 (en) * | 2007-01-31 | 2008-06-24 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement |
US7385443B1 (en) | 2007-01-31 | 2008-06-10 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier |
US8265769B2 (en) | 2007-01-31 | 2012-09-11 | Medtronic, Inc. | Chopper-stabilized instrumentation amplifier for wireless telemetry |
US8380314B2 (en) | 2007-09-26 | 2013-02-19 | Medtronic, Inc. | Patient directed therapy control |
CN101925377A (zh) | 2008-01-25 | 2010-12-22 | 麦德托尼克公司 | 睡眠阶段的检测 |
US9770204B2 (en) | 2009-11-11 | 2017-09-26 | Medtronic, Inc. | Deep brain stimulation for sleep and movement disorders |
US9924904B2 (en) | 2014-09-02 | 2018-03-27 | Medtronic, Inc. | Power-efficient chopper amplifier |
-
1993
- 1993-10-27 JP JP5268723A patent/JP3002078B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07120207A (ja) | 1995-05-12 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
EP0235750B1 (en) | Apparatus for magnetically detecting position or speed of moving body | |
US4246497A (en) | Phase measuring circuit | |
JP3002078B2 (ja) | 歪み量測定回路 | |
US6630834B2 (en) | Apparatus and method for measuring change in capacitance | |
JP2000171257A (ja) | 角速度検出装置 | |
CN100368772C (zh) | 电容式微陀螺敏感信号的双路谐波提取方法及提取装置 | |
US4896100A (en) | Signal conditioner for capacitive transducer | |
CA2203849A1 (en) | Vibration gyroscope | |
US5783897A (en) | Vibrating gyroscope | |
EP0658743B1 (en) | Vibrating gyroscope | |
JP3458732B2 (ja) | 振動型センサの断線検出装置 | |
JP2520137B2 (ja) | 位置検出装置 | |
KR20010040141A (ko) | 각속도 검출 방법 및 진동 자이로스코프 | |
JP4031215B2 (ja) | センサ信号処理回路 | |
JPS63133069A (ja) | 直流差電圧の測定装置 | |
JP2000162294A (ja) | 磁界センサ | |
JPH034928B2 (ja) | ||
JP2000338207A (ja) | 磁気インピーダンス効果素子の駆動回路 | |
JP4903312B2 (ja) | 重量測定装置 | |
JP2589817Y2 (ja) | Lcrテスタ | |
JPS5868615A (ja) | 磁気式ロ−タリ・エンコ−ダの出力回路 | |
JPH05288567A (ja) | アナログ入力装置 | |
RU2308039C1 (ru) | Устройство для измерения ускорений | |
SU1017910A1 (ru) | Тензометрическое устройство | |
JPH07260493A (ja) | 振動ジャイロにおける角速度検出回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |