JP2998683B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流、また
は、交流を直流に変換する電力変換装置の改良に関し、
特に３レベル以上電位を持つ交流出力電圧を得る電力変
換装置の構成技術に関わる。
は、交流を直流に変換する電力変換装置の改良に関し、
特に３レベル以上電位を持つ交流出力電圧を得る電力変
換装置の構成技術に関わる。
【０００２】
【従来の技術】従来から、３レベルインバータと称し、
直流電源の高電位点と低電位点の外に、これら高電位点
と低電位点の間の中間電位点を設け、スイッチング素子
群の選択的なオン・オフにより、前記高電位点，低電位
点または中間電位点の３レベルの電位を選択的に交流端
子へ導出するように構成し、ＰＷＭスイッチング周波数
を見かけ上高めることによつて、高調波含有率の少ない
交流出力を得るインバータが公知である。
直流電源の高電位点と低電位点の外に、これら高電位点
と低電位点の間の中間電位点を設け、スイッチング素子
群の選択的なオン・オフにより、前記高電位点，低電位
点または中間電位点の３レベルの電位を選択的に交流端
子へ導出するように構成し、ＰＷＭスイッチング周波数
を見かけ上高めることによつて、高調波含有率の少ない
交流出力を得るインバータが公知である。
【０００３】その例として、(1）特公昭51−47848 号公
報，(2）特公昭53−14744 号公報，(3）特開昭56−7408
8 号公報，(4）特開昭56−115182号公報，(5）特開昭56
−121374号公報，(6）特開昭57−177284号公報，(7）特
開昭63−502953号公報，(8）特開昭64−34182 号公報並
びに(9）特開平1−198280 号公報などが知られている。
報，(2）特公昭53−14744 号公報，(3）特開昭56−7408
8 号公報，(4）特開昭56−115182号公報，(5）特開昭56
−121374号公報，(6）特開昭57−177284号公報，(7）特
開昭63−502953号公報，(8）特開昭64−34182 号公報並
びに(9）特開平1−198280 号公報などが知られている。
【０００４】ところで、鉄道車両用ＶＶＶＦインバータ
など、比較的大容量のインバータにおいては、各相のス
イッチングアームが、直線的な配置関係に並べられるこ
とが多い。
など、比較的大容量のインバータにおいては、各相のス
イッチングアームが、直線的な配置関係に並べられるこ
とが多い。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来装置では、分圧コンデンサから各相のスイッチング素
子までの配線の長さが長く不均等で、それらのインダク
タンスによつて、各スイッチング素子あるいは特定のス
イッチング素子のスナバ回路に過大な電圧が発生し、ス
イッチング素子の過電圧，スナバ損失の増大，スナバ回
路の大形化といった問題があった。そのため、特に大容
量の装置では、極力，配線を短くかつ均等にすることが
要求されている。
来装置では、分圧コンデンサから各相のスイッチング素
子までの配線の長さが長く不均等で、それらのインダク
タンスによつて、各スイッチング素子あるいは特定のス
イッチング素子のスナバ回路に過大な電圧が発生し、ス
イッチング素子の過電圧，スナバ損失の増大，スナバ回
路の大形化といった問題があった。そのため、特に大容
量の装置では、極力，配線を短くかつ均等にすることが
要求されている。
【０００６】なお、直流フィルタコンデンサの配置とし
て、特開昭57−206279号公報の装置が知られている。こ
れは、６アームのスイッチング素子から構成される３相
フルブリッジインバータにおいて、直流フィルタコンデ
ンサを各相毎に配置して、直流フィルタコンデンサと各
相のスイッチング素子との配線長を極力短くし、これに
より、スナバ回路の損失を低減し、装置を小型化しよう
とするものである。
て、特開昭57−206279号公報の装置が知られている。こ
れは、６アームのスイッチング素子から構成される３相
フルブリッジインバータにおいて、直流フィルタコンデ
ンサを各相毎に配置して、直流フィルタコンデンサと各
相のスイッチング素子との配線長を極力短くし、これに
より、スナバ回路の損失を低減し、装置を小型化しよう
とするものである。
【０００７】しかしながら、この従来技術は、インバー
タの出力相電圧に直流電源の高電位点と低電位点の２つ
の電圧レベルしか存在しない、いわゆる２レベルインバ
ータに関するもので、各相毎に分割設置されたコンデン
サはあくまでもフィルタ用コンデンサである。
タの出力相電圧に直流電源の高電位点と低電位点の２つ
の電圧レベルしか存在しない、いわゆる２レベルインバ
ータに関するもので、各相毎に分割設置されたコンデン
サはあくまでもフィルタ用コンデンサである。
【０００８】本発明の目的は、直流電圧源に複数直列接
続されたコンデンサの電圧からスイッチング素子のオン
・オフ制御により多レベルの交流出力電圧を得て、この
出力を交流電源へ接続する電力変換装置において、交流
電圧側から交流電源へ流れる高調波電流を低減すること
にある。
続されたコンデンサの電圧からスイッチング素子のオン
・オフ制御により多レベルの交流出力電圧を得て、この
出力を交流電源へ接続する電力変換装置において、交流
電圧側から交流電源へ流れる高調波電流を低減すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電圧源側
が、直列接続された２以上の分圧コンデンサにより分圧
され、交流電圧側が、２相以上のスイッチングアームの
スイッチング素子群のオン・オフ制御により、前記分圧
コンデンサの直流電圧から３以上のレベルの電位が出力
され、前記交流電圧側にリアクトルを介して交流電源が
接続される電力変換装置において、分圧コンデンサを各
相毎独立に設け、該各相の分圧コンデンサを各相のスイ
ッチングアーム近傍にそれぞれ配置し、各相の分圧コン
デンサの直列接続点と対応する各相のスイッチングアー
ムの分割点とを接続し、各相の分圧コンデンサの直列接
続点を各相間で接続したことを特徴とする。
が、直列接続された２以上の分圧コンデンサにより分圧
され、交流電圧側が、２相以上のスイッチングアームの
スイッチング素子群のオン・オフ制御により、前記分圧
コンデンサの直流電圧から３以上のレベルの電位が出力
され、前記交流電圧側にリアクトルを介して交流電源が
接続される電力変換装置において、分圧コンデンサを各
相毎独立に設け、該各相の分圧コンデンサを各相のスイ
ッチングアーム近傍にそれぞれ配置し、各相の分圧コン
デンサの直列接続点と対応する各相のスイッチングアー
ムの分割点とを接続し、各相の分圧コンデンサの直列接
続点を各相間で接続したことを特徴とする。
【００１０】夫々の分圧コンデンサの直列接続点を互い
に接続することにより、スイッチング素子のスイッチン
グに起因した高調波を各相間でキャンセルでき、電圧脈
動の少ないコンデンサ電圧を得られるようになる。この
結果、交流出力に含まれる高調波を低減することができ
る。
に接続することにより、スイッチング素子のスイッチン
グに起因した高調波を各相間でキャンセルでき、電圧脈
動の少ないコンデンサ電圧を得られるようになる。この
結果、交流出力に含まれる高調波を低減することができ
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例を図１により説
明する。本実施例は、直流側を２分割して、３レベルの
電位の間で変化する３相交流電圧を出力するインバータ
の例である。同図において、１は直流電源や直流電動機
電機子などの直流電圧源、２ａ〜２ｃはａ〜ｃ相の３レ
ベルスイッチングアームである。ａ相について説明すれ
ば、自己消弧可能なスイッチング素子Ｇ1a〜Ｇ4a、整流
素子Ｄ1a〜Ｄ4a及び補助整流素子Ｄ5a〜Ｄ6aから成るス
イッチング素子群であり、端子Ｔａに交流電圧を出力す
る。ｂ相，ｃ相も同様の構成である。
明する。本実施例は、直流側を２分割して、３レベルの
電位の間で変化する３相交流電圧を出力するインバータ
の例である。同図において、１は直流電源や直流電動機
電機子などの直流電圧源、２ａ〜２ｃはａ〜ｃ相の３レ
ベルスイッチングアームである。ａ相について説明すれ
ば、自己消弧可能なスイッチング素子Ｇ1a〜Ｇ4a、整流
素子Ｄ1a〜Ｄ4a及び補助整流素子Ｄ5a〜Ｄ6aから成るス
イッチング素子群であり、端子Ｔａに交流電圧を出力す
る。ｂ相，ｃ相も同様の構成である。
【００１２】さて、３ａ〜３ｃは中間点で分割した分圧
コンデンサで、コンデンサの直列接続点（中間電位点）
Ｏca〜Ｏccは、夫々、補助整流素子Ｄ5a，Ｄ6a〜Ｄ5c，
Ｄ6cの接続点すなわち、スイッチング素子群の分割点あ
るいは中間電位入力点Ｏsa〜Ｏscに接続される。なお、
Ｐは直流電源の高電位点、Ｎは同じく低電位点を示す。
コンデンサで、コンデンサの直列接続点（中間電位点）
Ｏca〜Ｏccは、夫々、補助整流素子Ｄ5a，Ｄ6a〜Ｄ5c，
Ｄ6cの接続点すなわち、スイッチング素子群の分割点あ
るいは中間電位入力点Ｏsa〜Ｏscに接続される。なお、
Ｐは直流電源の高電位点、Ｎは同じく低電位点を示す。
【００１３】ここで、ａ相のコンデンサ３１ａ，３２ａ
の電圧をＥd1，Ｅd2とすれば、スイッチング素子Ｇ1a〜
Ｇ4aを表１のようにオン・オフ制御することにより、出
力端子Ｔａに高電位点の電位Ｅd1，中間電位点の電位
０、または低電位点の電位−Ｅd2の３レベルの電圧を交
流側電圧ｅａとして導出できる。Ｓpa〜Ｓna及びＳａは
各スイッチング素子の導通状態を１，０，−１で表現す
るスイッチング関数であり、Ｅd1＝Ｅd2＝Ｅｄ／２のと
き、出力電圧ｅａは（１）式のように表せる。
の電圧をＥd1，Ｅd2とすれば、スイッチング素子Ｇ1a〜
Ｇ4aを表１のようにオン・オフ制御することにより、出
力端子Ｔａに高電位点の電位Ｅd1，中間電位点の電位
０、または低電位点の電位−Ｅd2の３レベルの電圧を交
流側電圧ｅａとして導出できる。Ｓpa〜Ｓna及びＳａは
各スイッチング素子の導通状態を１，０，−１で表現す
るスイッチング関数であり、Ｅd1＝Ｅd2＝Ｅｄ／２のと
き、出力電圧ｅａは（１）式のように表せる。
【００１４】
【数１】 ｅa＝ＳpaＥd1−ＳnaＥd2＝ＳａＥｄ／２ …（１） ｅａは大きさがＥｄ／２(高電位），０（中間電位），
−Ｅｄ／２(低電位）のパルス状電圧を組み合わせた波
形となるが、一般には、ｅａが正弦波に近づくようにＳ
ａをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。
−Ｅｄ／２(低電位）のパルス状電圧を組み合わせた波
形となるが、一般には、ｅａが正弦波に近づくようにＳ
ａをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。
【００１５】
【表１】
【００１６】本実施例では、直流側の分圧コンデンサを
各相毎に分割配置しているため、スイッチング素子群の
近くにこれらのコンデンサを配置することができ、配線
長を極力短くすることが可能となる。その結果、分圧コ
ンデンサとスイッチング素子との間の配線インダクタン
スを小さくできるので、スイッチング素子の耐圧低減や
スナバ回路（図１では図示せず）の小型化等が可能とな
る。
各相毎に分割配置しているため、スイッチング素子群の
近くにこれらのコンデンサを配置することができ、配線
長を極力短くすることが可能となる。その結果、分圧コ
ンデンサとスイッチング素子との間の配線インダクタン
スを小さくできるので、スイッチング素子の耐圧低減や
スナバ回路（図１では図示せず）の小型化等が可能とな
る。
【００１７】本実施例は３相の場合の例であるが、当然
ながら、２相あるいは３相以上の多相であっても同様の
効果が得られる。
ながら、２相あるいは３相以上の多相であっても同様の
効果が得られる。
【００１８】図２は、本発明の他の実施例を示すもので
ある。各相に配置した分圧コンデンサの接続点Ｏca〜Ｏ
ccが各相間で接続されている以外は、図１の実施例と同
様である。以下、分圧コンデンサの接続点間を接続しな
い場合と接続した場合の回路動作について説明する。
ある。各相に配置した分圧コンデンサの接続点Ｏca〜Ｏ
ccが各相間で接続されている以外は、図１の実施例と同
様である。以下、分圧コンデンサの接続点間を接続しな
い場合と接続した場合の回路動作について説明する。
【００１９】直流電圧源の電圧をＥｄ、直流電圧源から
供給される電流をｉｓ、各相の個々の分圧コンデンサ容
量をＣとすれば、（２）式の関係が得られる。
供給される電流をｉｓ、各相の個々の分圧コンデンサ容
量をＣとすれば、（２）式の関係が得られる。
【００２０】
【数２】
【００２１】ここに、Ｃｔ：全分圧コンデンサ容量（＝
３Ｃ／２） ｉsp：Ｇ1a〜Ｇ1cに流れる電流ｉspa〜ｉspcの総和 ｉｏ：分圧コンデンサの接続点に流れ込む電流ｉoa〜ｉ
ocの総和 ａ相の上側分圧コンデンサに流れ込む電流ｉcpa が、
（３）式となることから、
３Ｃ／２） ｉsp：Ｇ1a〜Ｇ1cに流れる電流ｉspa〜ｉspcの総和 ｉｏ：分圧コンデンサの接続点に流れ込む電流ｉoa〜ｉ
ocの総和 ａ相の上側分圧コンデンサに流れ込む電流ｉcpa が、
（３）式となることから、
【００２２】
【数３】 ｉcpa＝(ｉs−ｉsp−ｉｏ／２)／３＋ｉoa／２ …（３） ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖcpa は（４）式のよ
うになる。
うになる。
【００２３】
【数４】
【００２４】上式より明らかなように、ｖcpa はｉoaに
よつて脈動する。出力電圧が正弦波となるようにＰＷＭ
制御を行う場合、ｉoaには主にインバータ出力周波数成
分（基本波成分）と第３調波成分が多く含まれるため、
分圧コンデンサの接続点電圧はこれらの周波数で脈動す
ることになる。
よつて脈動する。出力電圧が正弦波となるようにＰＷＭ
制御を行う場合、ｉoaには主にインバータ出力周波数成
分（基本波成分）と第３調波成分が多く含まれるため、
分圧コンデンサの接続点電圧はこれらの周波数で脈動す
ることになる。
【００２５】一方、各相の分圧コンデンサの中間点間を
接続した場合には、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖ
cpa は（５）式のように表せる。
接続した場合には、ａ相の上側分圧コンデンサの電圧ｖ
cpa は（５）式のように表せる。
【００２６】
【数５】
【００２７】したがって、この場合、ｖcpa はｉｏに依
存することになる。ｉｏは分圧コンデンサの中間点に流
れ込む電流ｉoa〜ｉocの総和であるから、ｉoa〜ｉocの
零相電流以外の成分はｉｏには含まれない。したがっ
て、基本波成分による脈動は除去される。
存することになる。ｉｏは分圧コンデンサの中間点に流
れ込む電流ｉoa〜ｉocの総和であるから、ｉoa〜ｉocの
零相電流以外の成分はｉｏには含まれない。したがっ
て、基本波成分による脈動は除去される。
【００２８】以上のように、本実施例によれば、図１の
実施例の効果に加えて、安定した分圧コンデンサ電圧を
得られるため、素子の耐圧を低め、かつ交流出力の高調
波成分を低減できる特徴がある。また、各中間電位点の
接続インピーダンスを等しく設定することにより、確実
に高調波をキャンセルさせることができる。
実施例の効果に加えて、安定した分圧コンデンサ電圧を
得られるため、素子の耐圧を低め、かつ交流出力の高調
波成分を低減できる特徴がある。また、各中間電位点の
接続インピーダンスを等しく設定することにより、確実
に高調波をキャンセルさせることができる。
【００２９】図３は、図２の実施例において直流側電圧
を３分割した場合の実施例である。このように、直流側
電圧の分圧数を増加させることにより、安定した分圧コ
ンデンサ電圧から多レベルの交流出力電圧を得ることが
できる。
を３分割した場合の実施例である。このように、直流側
電圧の分圧数を増加させることにより、安定した分圧コ
ンデンサ電圧から多レベルの交流出力電圧を得ることが
できる。
【００３０】さらに、図４の実施例の直流電圧源１内の
個別電源１０１，１０２のように、直流電圧源が独立に
複数存在する場合には、これらの直流電圧源の分割点と
分圧コンデンサの接続点とを接続することにより、上下
分圧コンデンサの電圧分担を確実に均等化することがで
きる。
個別電源１０１，１０２のように、直流電圧源が独立に
複数存在する場合には、これらの直流電圧源の分割点と
分圧コンデンサの接続点とを接続することにより、上下
分圧コンデンサの電圧分担を確実に均等化することがで
きる。
【００３１】また、図５に示すように、各相の分圧コン
デンサの中間接続点をインピーダンス要素４１〜４３を
介して接続することにより、図１の実施例よりも安定し
た分圧コンデンサ電圧を得ることができる。例えば、イ
ンピーダンス要素として、コンデンサ（容量Ｃｏ、この
例では星形結線）を用いた場合、ａ相の上側分圧コンデ
ンサの電圧ｖcpa は（６）式のように表わせる。
デンサの中間接続点をインピーダンス要素４１〜４３を
介して接続することにより、図１の実施例よりも安定し
た分圧コンデンサ電圧を得ることができる。例えば、イ
ンピーダンス要素として、コンデンサ（容量Ｃｏ、この
例では星形結線）を用いた場合、ａ相の上側分圧コンデ
ンサの電圧ｖcpa は（６）式のように表わせる。
【００３２】
【数６】
【００３３】この場合、分圧コンデンサの中間接続点に
流入する電流に含まれる基本波成分は、２Ｃ／（２Ｃ＋
Ｃｏ）倍に低減される。図５の実施例では、インピーダ
ンス要素は星形結線であるが、デルタ結線であってもよ
い。
流入する電流に含まれる基本波成分は、２Ｃ／（２Ｃ＋
Ｃｏ）倍に低減される。図５の実施例では、インピーダ
ンス要素は星形結線であるが、デルタ結線であってもよ
い。
【００３４】さらに、図６に示す実施例のように、直流
電圧源側にフィルタコンデンサ５を並列配置することに
より、安定した直流電圧を確立することができる。特
に、直流電圧源１が、交流電源１１と整流回路１２のよ
うに直流出力に高調波を含む直流電圧源の場合に効果的
である。図中、１２１〜１２４はＧＴＯサイリスタ、１
２５〜１２８はダイオードであり、公知のＰＷＭコンバ
ータを略示している。図７は、図１〜図６の実施例に共
通した各相スイッチングアーム２ａ〜２ｃと、分圧コン
デンサ３ａ〜３ｃの、車両への艤装装置の外観斜視図で
ある。
電圧源側にフィルタコンデンサ５を並列配置することに
より、安定した直流電圧を確立することができる。特
に、直流電圧源１が、交流電源１１と整流回路１２のよ
うに直流出力に高調波を含む直流電圧源の場合に効果的
である。図中、１２１〜１２４はＧＴＯサイリスタ、１
２５〜１２８はダイオードであり、公知のＰＷＭコンバ
ータを略示している。図７は、図１〜図６の実施例に共
通した各相スイッチングアーム２ａ〜２ｃと、分圧コン
デンサ３ａ〜３ｃの、車両への艤装装置の外観斜視図で
ある。
【００３５】図８は、各相の単位インバータ（電力変換
装置）ユニツト６を示す。
装置）ユニツト６を示す。
【００３６】すなわち、図１〜図６の実施例において
は、いずれも、ａ〜ｃ相の単位インバータの構成は、分
圧コンデンサを含めて完全に同一である。従って、これ
らをユニット化し、直流端子Ｐ，Ｎ及びＯｃ、並びに交
流端子Ｔを設けて量産することにより、それらの組合せ
によって任意の相数の電力変換装置を構成することがで
きる。
は、いずれも、ａ〜ｃ相の単位インバータの構成は、分
圧コンデンサを含めて完全に同一である。従って、これ
らをユニット化し、直流端子Ｐ，Ｎ及びＯｃ、並びに交
流端子Ｔを設けて量産することにより、それらの組合せ
によって任意の相数の電力変換装置を構成することがで
きる。
【００３７】図９は、本発明の更に他の実施例を示す。
図２の実施例と異なる点は、３相３レベルインバータに
対して、分圧コンデンサは３ｂと３ｃの２組のみに分割
して配置した点である。そして、各分圧コンデンサの中
間接続点ＯcbとＯcc、並びに各相スイッチングアーム２
ａ〜２ｃの中間電圧入力点（スイッチング素子群の分割
点）Ｏsa，Ｏsb及びＯscとをすべて接続している。
図２の実施例と異なる点は、３相３レベルインバータに
対して、分圧コンデンサは３ｂと３ｃの２組のみに分割
して配置した点である。そして、各分圧コンデンサの中
間接続点ＯcbとＯcc、並びに各相スイッチングアーム２
ａ〜２ｃの中間電圧入力点（スイッチング素子群の分割
点）Ｏsa，Ｏsb及びＯscとをすべて接続している。
【００３８】図１０は、図９の実施例におけるスイッチ
ングアーム２ａ〜２ｃ及び分圧コンデンサ３ｂと３ｃ
の、車両への艤装装置の外観斜視図である。
ングアーム２ａ〜２ｃ及び分圧コンデンサ３ｂと３ｃ
の、車両への艤装装置の外観斜視図である。
【００３９】すなわち、各相スイッチングアーム２ａ〜
２ｃを直線的な配置関係に並べると共に、分圧コンデン
サ３ｂおよび３ｃを２つの相のスイッチングアーム２ａ
と２ｂおよび２ｂと２ｃとで挟まれる２つの位置に分割
して配置している。
２ｃを直線的な配置関係に並べると共に、分圧コンデン
サ３ｂおよび３ｃを２つの相のスイッチングアーム２ａ
と２ｂおよび２ｂと２ｃとで挟まれる２つの位置に分割
して配置している。
【００４０】また、図１１も、図９の実施例におけるス
イッチングアーム２ａ〜２ｃ及び分圧コンデンサ３ｂと
３ｃの、車両への艤装装置の異なる配置例の外観斜視図
である。
イッチングアーム２ａ〜２ｃ及び分圧コンデンサ３ｂと
３ｃの、車両への艤装装置の異なる配置例の外観斜視図
である。
【００４１】すなわち、各相スイッチングアーム２ａ〜
２ｃを直線的な配置関係に並べると共に、その両端に２
分割した分圧コンデンサ３ｂと３ｃを夫々配置してい
る。
２ｃを直線的な配置関係に並べると共に、その両端に２
分割した分圧コンデンサ３ｂと３ｃを夫々配置してい
る。
【００４２】図１０や図１１のように構成すれば、３相
すべてのスイッチング素子群の条件が完全に同一とはな
らないが、従来技術に比べ、小型化の効果は著しい。
すべてのスイッチング素子群の条件が完全に同一とはな
らないが、従来技術に比べ、小型化の効果は著しい。
【００４３】以上は、全てインバータにおける実施例を
示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタン
ス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換す
る自励式コンバータとして動作させることも可能であ
る。この場合も、インバータの場合と同様の効果が期待
できる。
示したが、これらのインバータの出力端子をリアクタン
ス要素を介して交流電源と接続し、交流を直流に変換す
る自励式コンバータとして動作させることも可能であ
る。この場合も、インバータの場合と同様の効果が期待
できる。
【００４４】
【発明の効果】本発明によれば、分圧コンデンサを各相
スイッチングアーム毎に分割配置しても、各相の中間電
位点を電気的に接続することにより交流出力に含まれる
高調波成分を低減することができるので、電力変換器の
交流側が交流電源に接続されても電源側へ流れる高調波
電流が低減するという効果を得る。
スイッチングアーム毎に分割配置しても、各相の中間電
位点を電気的に接続することにより交流出力に含まれる
高調波成分を低減することができるので、電力変換器の
交流側が交流電源に接続されても電源側へ流れる高調波
電流が低減するという効果を得る。
【図１】本発明における一実施例を示す３相電力変換装
置の結線図。
置の結線図。
【図２】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図３】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図４】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図５】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図６】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図７】図１〜図６に共通のスイッチングアームと分圧
コンデンサの配置例を示す外観斜視図。
コンデンサの配置例を示す外観斜視図。
【図８】図１〜図６に共通のスイッチングアームと分圧
コンデンサを有する単位インバータユニットの結線図。
コンデンサを有する単位インバータユニットの結線図。
【図９】本発明における他の実施例を示す３相電力変換
装置の結線図。
装置の結線図。
【図１０】図９のスイッチングアームと分圧コンデンサ
の夫々異なる配置例を示す外観斜視図。
の夫々異なる配置例を示す外観斜視図。
【図１１】図９のスイッチングアームと分圧コンデンサ
の夫々異なる配置例を示す外観斜視図。
の夫々異なる配置例を示す外観斜視図。
【符号の説明】 １…直流電圧源、２ａ〜２ｃ…ａ〜ｃ相のスイッチング
アーム、３ａ〜３ｃ…分圧コンデンサ、５…フィルタコ
ンデンサ、６…単位インバータユニット(部品)、４１〜
４３…インピーダンス要素、Ｐ…直流電圧源の高電位
点、Ｎ…同低電位点、Ｏｃ…中間電位点、Ｏｓ…中間電
位入力点（分割点）、Ｔ…交流端子。
アーム、３ａ〜３ｃ…分圧コンデンサ、５…フィルタコ
ンデンサ、６…単位インバータユニット(部品)、４１〜
４３…インピーダンス要素、Ｐ…直流電圧源の高電位
点、Ｎ…同低電位点、Ｏｃ…中間電位点、Ｏｓ…中間電
位入力点（分割点）、Ｔ…交流端子。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (72)発明者 照沼 睦弘 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭57−206279（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−164070（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−283470（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (1)
- 【請求項１】直流電圧源側が、直列接続された２以上の
分圧コンデンサにより分圧され、交流電圧側が、２相以
上のスイッチングアームのスイッチング素子群のオン・
オフ制御により、前記分圧コンデンサの直流電圧から３
以上のレベルの電位が出力され、前記交流電圧側にリア
クトルを介して交流電源が接続される電力変換装置にお
いて、 前記分圧コンデンサを各相毎独立に設け、該各相の分圧
コンデンサを前記各相のスイッチングアーム近傍にそれ
ぞれ配置し、前記各相の分圧コンデンサの直列接続点と
対応する前記各相のスイッチングアームの分割点とを接
続し、前記各相の分圧コンデンサの直列接続点を各相間
で接続したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9067709A JP2998683B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9067709A JP2998683B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 電力変換装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2242370A Division JP2664275B2 (ja) | 1990-09-14 | 1990-09-14 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09219974A JPH09219974A (ja) | 1997-08-19 |
| JP2998683B2 true JP2998683B2 (ja) | 2000-01-11 |
Family
ID=13352769
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9067709A Expired - Lifetime JP2998683B2 (ja) | 1997-03-21 | 1997-03-21 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2998683B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100452641C (zh) * | 2007-01-12 | 2009-01-14 | 清华大学 | 采用内外环双组整流桥箝位式五电平变频驱动装置 |
-
1997
- 1997-03-21 JP JP9067709A patent/JP2998683B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09219974A (ja) | 1997-08-19 |
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