JPH09103078A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH09103078A JPH09103078A JP7258402A JP25840295A JPH09103078A JP H09103078 A JPH09103078 A JP H09103078A JP 7258402 A JP7258402 A JP 7258402A JP 25840295 A JP25840295 A JP 25840295A JP H09103078 A JPH09103078 A JP H09103078A
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- ground
- filter circuit
- line
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波スイッチングにより発生する漏れ電流
を低減する。 【解決手段】 交流ラインとフレームアース間に接続さ
れたコンデンサと直流ラインとフレームアース間に接続
されたコンデンサとからなるバイパスフィルタを設ける
ことによって、スイッチングにより発生する高周波電圧
を吸収する。
を低減する。 【解決手段】 交流ラインとフレームアース間に接続さ
れたコンデンサと直流ラインとフレームアース間に接続
されたコンデンサとからなるバイパスフィルタを設ける
ことによって、スイッチングにより発生する高周波電圧
を吸収する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、順変換又は逆変換
を行う電力変換装置に関する。
を行う電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】交流電力を直流電力に変換する順変換器
及び直流電力を交流電力に逆変換する逆変換器等で構成
される電力変換装置において、近年は高速スイッチング
素子を使った高周波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が
広く採用されている。
及び直流電力を交流電力に逆変換する逆変換器等で構成
される電力変換装置において、近年は高速スイッチング
素子を使った高周波パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が
広く採用されている。
【０００３】これらの電力変換装置は、交流ライン間に
発生する高周波成分を除去するため、順変換器及び逆変
換器の各相の交流ラインに交流リアクトルを挿入し、更
に、交流各相間にコンデンサを接続してなるＬＣフィル
タ回路が設けられていた。
発生する高周波成分を除去するため、順変換器及び逆変
換器の各相の交流ラインに交流リアクトルを挿入し、更
に、交流各相間にコンデンサを接続してなるＬＣフィル
タ回路が設けられていた。
【０００４】図13は従来のコンバータの一例を示すブロ
ック図である。図13においては、交流電源１に接続され
交流電力を直流電力に変換するスイッチング素子をブリ
ッジ接続してなる電力変換器２と、変換された直流電力
を平滑する直流コンデンサ３と、この直流コンデンサ３
に接続される負荷４と、交流電源１の電圧及び電流と直
流コンデンサ３の電圧とを基に電力変換器２のスイッチ
ング素子にゲート信号を与えＰＷＭ制御を行う制御回路
５と、交流電源１と電力変換器２との交流ライン間に交
流リアクトル６ａ〜６ｃと交流コンデンサ７ａ〜７ｃと
からなるＬＣフィルタ回路とから構成される。
ック図である。図13においては、交流電源１に接続され
交流電力を直流電力に変換するスイッチング素子をブリ
ッジ接続してなる電力変換器２と、変換された直流電力
を平滑する直流コンデンサ３と、この直流コンデンサ３
に接続される負荷４と、交流電源１の電圧及び電流と直
流コンデンサ３の電圧とを基に電力変換器２のスイッチ
ング素子にゲート信号を与えＰＷＭ制御を行う制御回路
５と、交流電源１と電力変換器２との交流ライン間に交
流リアクトル６ａ〜６ｃと交流コンデンサ７ａ〜７ｃと
からなるＬＣフィルタ回路とから構成される。
【０００５】更に、交流電源１と負荷４以外の構成は、
コンバータ装置として、導電性のフレーム８に収納され
ている。そして、フレーム８は、安全性と電磁シールド
効果をあげるために、アース９に接続されている。
コンバータ装置として、導電性のフレーム８に収納され
ている。そして、フレーム８は、安全性と電磁シールド
効果をあげるために、アース９に接続されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の技術に
よれば、交流ライン間の高周波成分は除去できても、交
流ラインとアース間及び直流ラインとアース間に生じる
高周波成分は除去することができない。
よれば、交流ライン間の高周波成分は除去できても、交
流ラインとアース間及び直流ラインとアース間に生じる
高周波成分は除去することができない。
【０００７】このため、インバータ又はコンバータのス
イッチング素子を高周波でスイッチングすると、交流ラ
インとアース間に図14のｖE の如く高周波を含んだ電圧
が発生し、交流ラインとアース間及びアースと直流ライ
ン間に図４のｉE の如く高周波を含んだアース電流が流
れていた。
イッチング素子を高周波でスイッチングすると、交流ラ
インとアース間に図14のｖE の如く高周波を含んだ電圧
が発生し、交流ラインとアース間及びアースと直流ライ
ン間に図４のｉE の如く高周波を含んだアース電流が流
れていた。
【０００８】これは、図13のコンバータを実際に構成す
ると、各回路要素及び配線とアース間に数十ＰＦ／ｍか
ら数百ＰＦ／ｍの浮遊容量ＣE が存在するためである。
図15は、図12に示すコンバータ回路ブロック図に浮遊容
量を追記したブロック図である。
ると、各回路要素及び配線とアース間に数十ＰＦ／ｍか
ら数百ＰＦ／ｍの浮遊容量ＣE が存在するためである。
図15は、図12に示すコンバータ回路ブロック図に浮遊容
量を追記したブロック図である。
【０００９】図15では、交流電源１が一線（例えばＶ
相）で接地されており、また、電力変換器２の直流部と
フレーム８との間に浮遊容量Ｃ3E及び直流ラインとアー
スとの間に浮遊容量Ｃ4Eが存在する。
相）で接地されており、また、電力変換器２の直流部と
フレーム８との間に浮遊容量Ｃ3E及び直流ラインとアー
スとの間に浮遊容量Ｃ4Eが存在する。
【００１０】その結果、電力変換器２で発生する高周波
成分の電圧ｖE により、電力変換器２の交流ライン→交
流リアクトル６の浮遊容量Ｃ5E→交流電源１→接地線→
アース→フレーム→浮遊容量Ｃ3E及びＣ4E→電力変換器
２の直流ラインに至る電流経路ができ、上述した電流ｉ
E が流れる。
成分の電圧ｖE により、電力変換器２の交流ライン→交
流リアクトル６の浮遊容量Ｃ5E→交流電源１→接地線→
アース→フレーム→浮遊容量Ｃ3E及びＣ4E→電力変換器
２の直流ラインに至る電流経路ができ、上述した電流ｉ
E が流れる。
【００１１】この電流ｉE は、接地線を流れる漏れ電流
であるから、交流ラインに漏電ブレーカ等があれば、誤
トリップすることになるし、交流ラインに接続される他
の機器に対しても誤動作や雑音障害等を引き起こす問題
がある。又、交流電源１が非接地であっても、交流ライ
ンとアース間の浮遊容量Ｃ1Eにより、電流ｉE が流れ
る。
であるから、交流ラインに漏電ブレーカ等があれば、誤
トリップすることになるし、交流ラインに接続される他
の機器に対しても誤動作や雑音障害等を引き起こす問題
がある。又、交流電源１が非接地であっても、交流ライ
ンとアース間の浮遊容量Ｃ1Eにより、電流ｉE が流れ
る。
【００１２】例えば、電力変換器のスイッチング素子が
約１μｓでスイッチングしているとすると、 400ｖ回路
で１MHz の成分の高調波電圧が 100ｖで、浮遊容量の合
計が10nFであったとすると、 6.3Ａもの漏れ電流が流れ
る。
約１μｓでスイッチングしているとすると、 400ｖ回路
で１MHz の成分の高調波電圧が 100ｖで、浮遊容量の合
計が10nFであったとすると、 6.3Ａもの漏れ電流が流れ
る。
【００１３】よって、本発明はスイッチング素子を高周
波スイッチングすることにより発生するアースを流れる
漏れ電流を低減した電力変換装置を提供することを目的
とする。
波スイッチングすることにより発生するアースを流れる
漏れ電流を低減した電力変換装置を提供することを目的
とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置で
は、交流ラインとアース間に接続されたコンデンサと、
直流ラインとアース間に接続されたコンデンサとからな
るバイパスフィルタを設けることにより、スイッチング
素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び直
流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイパ
スフィルタにより吸収される。よって、交流ラインとア
ース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となるの
で浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
は、交流ラインとアース間に接続されたコンデンサと、
直流ラインとアース間に接続されたコンデンサとからな
るバイパスフィルタを設けることにより、スイッチング
素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び直
流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイパ
スフィルタにより吸収される。よって、交流ラインとア
ース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となるの
で浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
を示すブロック図である。図１のコンバータは、図13で
説明した従来のコンバータに対して、交流側にあるＬＣ
フィルタ回路のＶ相とフレーム８との間に第１のコンデ
ンサ10と、直流側にあるフィルタ回路の負極側とフレー
ム８との間に第２のコンデンサ11とを追加した構成とな
る。
を参照して説明する。図１は本発明の第１の実施の形態
を示すブロック図である。図１のコンバータは、図13で
説明した従来のコンバータに対して、交流側にあるＬＣ
フィルタ回路のＶ相とフレーム８との間に第１のコンデ
ンサ10と、直流側にあるフィルタ回路の負極側とフレー
ム８との間に第２のコンデンサ11とを追加した構成とな
る。
【００１６】図２は、本発明の第１と第２のコンデンサ
の特性を示したものである。この特性は、コンデンサの
周波数（Ｆ）−内部インピーダンス（Ｚc ）の特性図で
あり、電力変換器のスイッチング素子のスイッチング時
間ｔのときに、内部インピーダンスが最も小さくなると
いう特性を持っている。
の特性を示したものである。この特性は、コンデンサの
周波数（Ｆ）−内部インピーダンス（Ｚc ）の特性図で
あり、電力変換器のスイッチング素子のスイッチング時
間ｔのときに、内部インピーダンスが最も小さくなると
いう特性を持っている。
【００１７】また、制御回路５は、交流電圧と交流電流
と直流電圧とを入力とし、交流入力電流を正弦波に制御
し、かつ、その位相と大きさを制御して力率を１に保持
した状態で、直流出力電圧を目標値に保持するようにス
イッチング素子Ｔ１〜Ｔ６をＰＷＭ制御するように構成
されている。尚、このような入力電流の波形改善制御は
公知であり、例えば、「半導体電力変換回路」第211 頁
乃至212 頁（電気学会出版）に記載されているので、こ
こでは、詳細な説明は省略する。
と直流電圧とを入力とし、交流入力電流を正弦波に制御
し、かつ、その位相と大きさを制御して力率を１に保持
した状態で、直流出力電圧を目標値に保持するようにス
イッチング素子Ｔ１〜Ｔ６をＰＷＭ制御するように構成
されている。尚、このような入力電流の波形改善制御は
公知であり、例えば、「半導体電力変換回路」第211 頁
乃至212 頁（電気学会出版）に記載されているので、こ
こでは、詳細な説明は省略する。
【００１８】ここで、交流ラインとアース間に高周波電
圧が発生する現象について、図３、図４（ａ）乃至
（ｇ）、図５（ａ）乃至（ｈ）を用いて説明する。尚、
ここでは、単相インバータを例に説明するが、３相イン
バータ、コンバータについても同様である。
圧が発生する現象について、図３、図４（ａ）乃至
（ｇ）、図５（ａ）乃至（ｈ）を用いて説明する。尚、
ここでは、単相インバータを例に説明するが、３相イン
バータ、コンバータについても同様である。
【００１９】図３において、インバータ回路は、高速な
スイッチングが可能な絶縁ゲート形バイポーラトランジ
スタ（以下、ＩＧＢＴと称す）Ｔ１乃至Ｔ４と、これら
に逆並列接続されたフォーストリカバリーダイオードＤ
１乃至Ｄ４をブリッジ接続し、出力の交流ラインにはリ
アクトルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣとからなるＬＣフィ
ルタ回路が設けられている。
スイッチングが可能な絶縁ゲート形バイポーラトランジ
スタ（以下、ＩＧＢＴと称す）Ｔ１乃至Ｔ４と、これら
に逆並列接続されたフォーストリカバリーダイオードＤ
１乃至Ｄ４をブリッジ接続し、出力の交流ラインにはリ
アクトルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣとからなるＬＣフィ
ルタ回路が設けられている。
【００２０】このように構成されるインバータの直流ラ
インＰ，Ｎ間に直流電圧Ｅd を供給し、各ＩＧＢＴＴ１
乃至Ｔ４を図４（ａ）乃至（ｅ）に示すように、交流出
力電流に対応した正弦波と搬送波の三角波とを比較して
得られるＰＷＭ信号により制御すると、図４（ｆ）に示
したように、インバータの出力電圧Ｖo は高周波を含ん
だものとなるが、その高周波成分はＬＣフィルタ回路に
より除去され、交流ラインＡ，Ｂ間の出力電圧ＶABは低
周波の正弦波となる。
インＰ，Ｎ間に直流電圧Ｅd を供給し、各ＩＧＢＴＴ１
乃至Ｔ４を図４（ａ）乃至（ｅ）に示すように、交流出
力電流に対応した正弦波と搬送波の三角波とを比較して
得られるＰＷＭ信号により制御すると、図４（ｆ）に示
したように、インバータの出力電圧Ｖo は高周波を含ん
だものとなるが、その高周波成分はＬＣフィルタ回路に
より除去され、交流ラインＡ，Ｂ間の出力電圧ＶABは低
周波の正弦波となる。
【００２１】ここで、ＩＧＢＴＴ１乃至Ｔ４を上述のよ
うにＰＷＭ信号によりスイッチングするときの回路状態
をモード毎に分類すると、正の半波の間は図５（ａ）乃
至（ｄ）に示す簡易回路モードとなり、負の半波の間は
図５（ｅ）乃至（ｈ）に示す簡易回路モードとなる。こ
のとき、モード（ａ）と（ｃ）においては、リアクトル
Ｌ１，Ｌ２の両端電圧をそれぞれＶL1，ＶL2とすると、
うにＰＷＭ信号によりスイッチングするときの回路状態
をモード毎に分類すると、正の半波の間は図５（ａ）乃
至（ｄ）に示す簡易回路モードとなり、負の半波の間は
図５（ｅ）乃至（ｈ）に示す簡易回路モードとなる。こ
のとき、モード（ａ）と（ｃ）においては、リアクトル
Ｌ１，Ｌ２の両端電圧をそれぞれＶL1，ＶL2とすると、
【００２２】
【数１】 ＶL1＋ＶAB＋ＶL2＝Ｅd …（１） が成立する。また、モード（ｂ）と（ｄ）においては、
【００２３】
【数２】 ＶL1＋ＶAB＋ＶL2＝０ …（２） が成立する。同様に、モード（ｅ）と（ｇ）のときには
式３が成立し、モード（ｆ）と（ｈ）のときには式４が
成立する。
式３が成立し、モード（ｆ）と（ｈ）のときには式４が
成立する。
【００２４】
【数３】 ＶL1＋ＶAB＋ＶL2＝−Ｅd …（３） ＶL1＋ＶAB＋ＶL2＝０ …（４） 次に各モードにおける直流ラインＮと交流ラインＢとの
間の電圧ＶBNについて考える。尚、ここではＶL1＝ＶL2
とする。モード（ａ）と（ｃ）のときには、図５（ａ）
と式１より
間の電圧ＶBNについて考える。尚、ここではＶL1＝ＶL2
とする。モード（ａ）と（ｃ）のときには、図５（ａ）
と式１より
【００２５】
【数４】 となる。また、モード（ｂ）のときには、図５（ｂ）と
式２より、
式２より、
【００２６】
【数５】 となる。また、モード（ｄ）のときには、図５（ｄ）と
式２より
式２より
【００２７】
【数６】 となる。同様にして、モード（ｅ）と（ｇ）のときに
は、式８が成立し、モード（ｆ）のときは式９が成立
し、モード（ｈ）のときには、式10が成立する。
は、式８が成立し、モード（ｆ）のときは式９が成立
し、モード（ｈ）のときには、式10が成立する。
【００２８】
【数７】
【００２９】このようにして求めた電圧ＶBNを波形に表
わすと、図４（ｇ）のようになり、高周波を含んだもの
となっている。この高周波の成分は、各ＩＧＢＴＴ１乃
至Ｔ４がＯＮからＯＦＦ又は、ＯＦＦからＯＮに切換る
時間（スイッチング時間）ｔによる非常に高い高周波成
分ｆ＝１／ｔと、三角波の周波数ｆc の倍数波成分が主
に含まれていて、この高周波電圧のために直流ラインと
アース間の浮遊容量を介して、交流ラインとの間に漏れ
電流が流れる。
わすと、図４（ｇ）のようになり、高周波を含んだもの
となっている。この高周波の成分は、各ＩＧＢＴＴ１乃
至Ｔ４がＯＮからＯＦＦ又は、ＯＦＦからＯＮに切換る
時間（スイッチング時間）ｔによる非常に高い高周波成
分ｆ＝１／ｔと、三角波の周波数ｆc の倍数波成分が主
に含まれていて、この高周波電圧のために直流ラインと
アース間の浮遊容量を介して、交流ラインとの間に漏れ
電流が流れる。
【００３０】第１の実施形態においても同様に、交流ラ
インとアース間及びアースと直流ライン間において、図
４（ｇ）のような高周波成分を含んだ電圧が発生しうる
が、三角波の周波数ｆc の倍数波成分は、ＬＣフィルタ
回路のリアクトル６ａ乃至６ｃと第１のフィルタ回路10
と第２のコンデンサ11とにより吸収されて、基本波成分
（電源）の低周波のみとなる。
インとアース間及びアースと直流ライン間において、図
４（ｇ）のような高周波成分を含んだ電圧が発生しうる
が、三角波の周波数ｆc の倍数波成分は、ＬＣフィルタ
回路のリアクトル６ａ乃至６ｃと第１のフィルタ回路10
と第２のコンデンサ11とにより吸収されて、基本波成分
（電源）の低周波のみとなる。
【００３１】更に、スイッチング時間ｔによる非常に高
い高周波成分ｆ＝１／ｔは、ＬＣフィルタ回路のリアク
トル６の浮遊容量ＣSEをパスするが、周波数ｆで内部イ
ンピーダンスが低い特性を持つ第１のコンデンサ10と第
２のコンデンサ11によりバイパスされる。
い高周波成分ｆ＝１／ｔは、ＬＣフィルタ回路のリアク
トル６の浮遊容量ＣSEをパスするが、周波数ｆで内部イ
ンピーダンスが低い特性を持つ第１のコンデンサ10と第
２のコンデンサ11によりバイパスされる。
【００３２】したがって、交流ラインとアース間の電
圧、すなわち第１のコンデンサの両端の電圧は、図６に
示すように正弦波の低周波電圧波形ｖE となり、アース
と直流ライン間の電圧は直流電圧Ｅd の１／２の電圧に
なる。
圧、すなわち第１のコンデンサの両端の電圧は、図６に
示すように正弦波の低周波電圧波形ｖE となり、アース
と直流ライン間の電圧は直流電圧Ｅd の１／２の電圧に
なる。
【００３３】この結果、図７に示した図１の回路に浮遊
容量を追加した簡易回路のようにフレーム８と直流ライ
ン間に浮遊容量Ｃ3Eが存在し、負荷４へのケーブルの浮
遊容量Ｃ4Eが存在し、交流電源１のＶ相が接地されてい
る場合にも、上記低周波電圧ｖE より流れる漏れ電流
は、ｉE ′＝２πｆ′×Ｃo ×ｖE となる。但し、Ｃo
は浮遊容量である。
容量を追加した簡易回路のようにフレーム８と直流ライ
ン間に浮遊容量Ｃ3Eが存在し、負荷４へのケーブルの浮
遊容量Ｃ4Eが存在し、交流電源１のＶ相が接地されてい
る場合にも、上記低周波電圧ｖE より流れる漏れ電流
は、ｉE ′＝２πｆ′×Ｃo ×ｖE となる。但し、Ｃo
は浮遊容量である。
【００３４】今、ｖE ＝ 116ｖ，ｆ′＝50Hz，Ｃo ＝10
nFとすると、ｉE ′は、 3.3μＡとごくわずかな値とな
る。また、交流電源１の系統が非接地系であっても、交
流ラインの長さ（例えばケーブル長）とアース間との距
離によって決まる浮遊容量Ｃ1Eと、フレーム８と交流ラ
イン間の浮遊容量Ｃ2Eが存在するため、ｖE に高周波成
分が含まれると同様に漏れ電流ｉE が流れるが、この場
合にもその値はごくわずかな値となる。
nFとすると、ｉE ′は、 3.3μＡとごくわずかな値とな
る。また、交流電源１の系統が非接地系であっても、交
流ラインの長さ（例えばケーブル長）とアース間との距
離によって決まる浮遊容量Ｃ1Eと、フレーム８と交流ラ
イン間の浮遊容量Ｃ2Eが存在するため、ｖE に高周波成
分が含まれると同様に漏れ電流ｉE が流れるが、この場
合にもその値はごくわずかな値となる。
【００３５】次に本発明の第２の実施の形態を図８を参
照して説明する。第２の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、第２のコンデンサ11を直流側にあるフ
ィルタ回路の正側とコンバータのフレーム８との間に接
続されている点のみが異なる。
照して説明する。第２の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、第２のコンデンサ11を直流側にあるフ
ィルタ回路の正側とコンバータのフレーム８との間に接
続されている点のみが異なる。
【００３６】このように構成しても、スイッチング時間
ｔによる非常に高い高周波成分ｆ＝１／ｔは、交流ライ
ンとアース間に接続された第１のコンデンサ10と、直流
側にあるフィルタ回路の正側とコンバータのフレーム８
との間に接続された第２のコンデンサ11とにより、バイ
パスされるので第１の実施の形態と同様の効果を有す
る。
ｔによる非常に高い高周波成分ｆ＝１／ｔは、交流ライ
ンとアース間に接続された第１のコンデンサ10と、直流
側にあるフィルタ回路の正側とコンバータのフレーム８
との間に接続された第２のコンデンサ11とにより、バイ
パスされるので第１の実施の形態と同様の効果を有す
る。
【００３７】次に本発明の第３の実施の形態を図９を参
照して説明する。第３の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、直流側のフィルタ回路を構成する直流
コンデンサを２つの直流コンデンサ３ａ，３ｂとして構
成し、第２のコンデンサ11を直流コンデンサ３ａと３ｂ
の中性点と、コンバータのフレーム８との間に接続して
いる点のみが異なる。
照して説明する。第３の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、直流側のフィルタ回路を構成する直流
コンデンサを２つの直流コンデンサ３ａ，３ｂとして構
成し、第２のコンデンサ11を直流コンデンサ３ａと３ｂ
の中性点と、コンバータのフレーム８との間に接続して
いる点のみが異なる。
【００３８】このような構成においても、スイッチング
時間ｔによる高周波成分を第１のコンデンサ10と第２の
コンデンサ11によりバイパスできるので、第１の実施の
形態と同様の効果を有する。
時間ｔによる高周波成分を第１のコンデンサ10と第２の
コンデンサ11によりバイパスできるので、第１の実施の
形態と同様の効果を有する。
【００３９】次に本発明の第４の実施の形態を図10を参
照して説明する。第４の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、第１のコンデンサを交流ラインの各相
に接続している点のみが異なる。
照して説明する。第４の実施の形態は、第１の実施の形
態の変形であり、第１のコンデンサを交流ラインの各相
に接続している点のみが異なる。
【００４０】このように構成することによって、第１の
実施例と同様の効果を有し、更に、第１のコンデンサの
容量は１／３に低減でき、また、交流ラインの高周波の
低減程度を独立して決められるという利点がある。
実施例と同様の効果を有し、更に、第１のコンデンサの
容量は１／３に低減でき、また、交流ラインの高周波の
低減程度を独立して決められるという利点がある。
【００４１】次に本発明の第５の実施の形態を図11を参
照して説明する。第５の実施の形態は本発明をインバー
タに適用した例である。図11においては、直流電源21を
入力として、直流側のフィルタ回路を構成する直流コン
デンサ22を介して、スイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６をブ
リッジ構成してなるインバータ23が接続され、交流側に
は、リアクトル24ａ乃至24ｃと交流コンデンサ25ａ乃至
25ｃからなるＬＣフィルタ回路が接続され、それを介し
て負荷26に正弦波の交流電力を供給している。
照して説明する。第５の実施の形態は本発明をインバー
タに適用した例である。図11においては、直流電源21を
入力として、直流側のフィルタ回路を構成する直流コン
デンサ22を介して、スイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６をブ
リッジ構成してなるインバータ23が接続され、交流側に
は、リアクトル24ａ乃至24ｃと交流コンデンサ25ａ乃至
25ｃからなるＬＣフィルタ回路が接続され、それを介し
て負荷26に正弦波の交流電力を供給している。
【００４２】また、交流ラインとインバータのフレーム
27の間には、第１のコンデンサ28ａ乃至28ｃが接続さ
れ、交流ラインとインバータのフレーム27の間には、第
２のコンデンサ29が接続されており、制御回路30は、交
流出力電圧と交流出力電流とにより出力電圧が所望電圧
及び周波数になるようにスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６
をＰＷＭ制御する。
27の間には、第１のコンデンサ28ａ乃至28ｃが接続さ
れ、交流ラインとインバータのフレーム27の間には、第
２のコンデンサ29が接続されており、制御回路30は、交
流出力電圧と交流出力電流とにより出力電圧が所望電圧
及び周波数になるようにスイッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６
をＰＷＭ制御する。
【００４３】このように構成することによって、リアク
トル24ａ乃至24ｃと交流コンデンサ25ａ乃至25ｃからな
るＬＣフィルタ回路は、基本波交流成分は通過させ、ス
イッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６のスイッチングによる高周
波成分を除去できる。
トル24ａ乃至24ｃと交流コンデンサ25ａ乃至25ｃからな
るＬＣフィルタ回路は、基本波交流成分は通過させ、ス
イッチング素子Ｔ１乃至Ｔ６のスイッチングによる高周
波成分を除去できる。
【００４４】更に、交流ラインとアース間及び直流ライ
ンとアース間に生じる高周波成分も第１のコンデンサ28
ａ乃至28ｃと第２のコンデンサ29によりバイパスするこ
とによって、第１の実施の形態で説明したのと同様に交
流ライン部分（例えばケーブル）とアースによって決ま
る浮遊容量により流れる高周波の漏れ電流を低減するこ
とができる。
ンとアース間に生じる高周波成分も第１のコンデンサ28
ａ乃至28ｃと第２のコンデンサ29によりバイパスするこ
とによって、第１の実施の形態で説明したのと同様に交
流ライン部分（例えばケーブル）とアースによって決ま
る浮遊容量により流れる高周波の漏れ電流を低減するこ
とができる。
【００４５】次に本発明の第６の実施の形態を図12を参
照して説明する。第６の実施の形態は本発明を無停電電
源装置のコンバータ部及びインバータ部に適用した例で
ある。
照して説明する。第６の実施の形態は本発明を無停電電
源装置のコンバータ部及びインバータ部に適用した例で
ある。
【００４６】図12では、図10で説明した構成のコンバー
タに負荷として図11で説明したインバータが接続され、
更にコンバータとインバータとの接続間には蓄電池33が
接続されている。
タに負荷として図11で説明したインバータが接続され、
更にコンバータとインバータとの接続間には蓄電池33が
接続されている。
【００４７】交流電源１が正常時には、コンバータ部分
によって蓄電池33を充電すると共にインバータ部分へ電
力を供給する。交流電源１が停電した場合には、コンバ
ータ部分を停止させ、蓄電池33からインバータ部分へ電
力を供給する。これにより、交流電源１の正常時及び停
電時においても、一定した交流電圧をインバータ部から
負荷26に供給できる。
によって蓄電池33を充電すると共にインバータ部分へ電
力を供給する。交流電源１が停電した場合には、コンバ
ータ部分を停止させ、蓄電池33からインバータ部分へ電
力を供給する。これにより、交流電源１の正常時及び停
電時においても、一定した交流電圧をインバータ部から
負荷26に供給できる。
【００４８】この実施の形態の場合には、直流ライン部
分に、直流コンデンサ３以外に蓄電池33があるため、直
流ライン部分とアース間によって決まる浮遊容量が大き
くなる。
分に、直流コンデンサ３以外に蓄電池33があるため、直
流ライン部分とアース間によって決まる浮遊容量が大き
くなる。
【００４９】したがって、第１のコンデンサ10ａ乃至10
ｃと第２のコンデンサ11と、第３のコンデンサ28ａ乃至
28ｃによる漏れ電流低減の効果が非常に大きい。尚、本
発明の実施の形態では、三相のコンバータ及びインバー
タ及び無停電電源装置によって説明したが、単相のコン
バータ及びインバータ及び無停電電源装置においても同
様の効果が得られる。
ｃと第２のコンデンサ11と、第３のコンデンサ28ａ乃至
28ｃによる漏れ電流低減の効果が非常に大きい。尚、本
発明の実施の形態では、三相のコンバータ及びインバー
タ及び無停電電源装置によって説明したが、単相のコン
バータ及びインバータ及び無停電電源装置においても同
様の効果が得られる。
【００５０】又、本発明は交流電力を入力し、可変電
圧、可変周波数を出力して各種モータを駆動するＶＶＶ
Ｆインバータ装置に適用しても、同様に漏れ電流を低減
できる。更に、ＬＣフィルタを構成するリアクトルをト
ランスに置き換えても同様な効果が得られる。
圧、可変周波数を出力して各種モータを駆動するＶＶＶ
Ｆインバータ装置に適用しても、同様に漏れ電流を低減
できる。更に、ＬＣフィルタを構成するリアクトルをト
ランスに置き換えても同様な効果が得られる。
【００５１】
【発明の効果】本発明の電力変換装置では、交流ライン
とフレームアース間に接続されたコンデンサと、直流ラ
インとフレームアース間に接続されたコンデンサとから
なるバイパスフィルタを設けることにより、スイッチン
グ素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び
直流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイ
パスフィルタにより吸収される。よって、交流ラインと
アース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となる
ので浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
とフレームアース間に接続されたコンデンサと、直流ラ
インとフレームアース間に接続されたコンデンサとから
なるバイパスフィルタを設けることにより、スイッチン
グ素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び
直流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイ
パスフィルタにより吸収される。よって、交流ラインと
アース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となる
ので浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図２】本発明の第１及び第２のコンデンサの特性図。
【図３】スイッチングによる高周波発生現象の説明図。
【図４】図３の各部の波形図。
【図５】図３の各スイッチングモード図。
【図６】図１の交流ライン−アース間の電圧、電流波形
図。
図。
【図７】図１の浮遊容量を考慮した簡易ブロック図。
【図８】本発明の第２の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図９】本発明の第３の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の三相コンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図１１】本発明の第５の実施の形態の三相コンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図１２】本発明の第６の実施の形態の無停電電源装置
のブロック図。
のブロック図。
【図１３】従来の三相コンデンサのブロック図。
【図１４】図13の交流ライン−アース間の電圧・電流波
形図。
形図。
【図１５】図13の浮遊容量を考慮した簡易ブロック図。
１…交流電源 ２…コンバータ ３…直流コンデンサ ４…負荷 ５…制御回路 ６ａ，６ｂ，６ｃ…リアクトル ７ａ，７ｂ，７ｃ…交流コンデンサ ８…フレーム ９…アース 10，28…第１のコンデンサ 11，29…第２のコンデンサ
Claims (6)
- 【請求項１】 スイッチング素子をブリッジ接続してな
る電力変換回路と、前記スイッチング素子にＰＷＭ制御
信号を与える制御回路と、前記電力変換回路の交流側に
設けられたリアクトルとコンデンサとからなる第１のフ
ィルタ回路と、前記電力変換回路の直流側に設けられた
コンデンサからなる第２のフィルタ回路とを有する電力
変換装置において、前記第１のフィルタ回路の少なくと
も１相とアースとの間に接続される第１のコンデンサ
と、前記第２のフィルタ回路の正側負側のいずれかの極
性側とアースとの間に接続される第２のコンデンサとを
具備したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 スイッチング素子をブリッジ接続してな
る電力変換回路と、前記スイッチング素子にＰＷＭ制御
信号を与える制御回路と、前記電力変換回路の交流側に
設けられたリアクトルとコンデンサとからなる第１のフ
ィルタ回路と、前記電力変換回路の直流側に設けられた
コンデンサからなる第２のフィルタ回路とを有する電力
変換装置において、前記第１のフィルタ回路の少なくと
も１相とアースとの間に接続される第１のコンデンサ
と、前記第２のフィルタ回路のコンデンサの中性点とア
ースとの間に接続される第２のコンデンサとを具備した
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 前記第１のフィルタ回路の各相とアース
との間に第１のコンデンサを接続したことを特徴とする
請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記第１のフィルタ回路はトランスとコ
ンデンサとからなることを特徴とする請求項１乃至請求
項３のいずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 前記電力変換回路は、電圧形コンバータ
であり、前記制御回路は、交流入力電流と交流入力電圧
との力率を１に保ちながら、前記交流入力電流の波形を
正弦波に制御するとともに、直流出力電圧を一定に制御
するように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御すること
を特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
電力変換装置。 - 【請求項６】 前記電力変換装置は、電圧形インバータ
であり、前記制御回路は、所望の交流出力電圧及び周波
数を出力するように前記スイッチング素子をＰＷＭ制御
することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか
に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7258402A JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7258402A JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09103078A true JPH09103078A (ja) | 1997-04-15 |
Family
ID=17319742
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7258402A Pending JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09103078A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1309075A2 (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-07 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
| JP2008167641A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-07-17 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置およびモータ駆動システム |
| WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
| AT512409A4 (de) * | 2012-02-06 | 2013-08-15 | Fronius Int Gmbh | Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür |
| JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
| CN112889211A (zh) * | 2018-10-22 | 2021-06-01 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
-
1995
- 1995-10-05 JP JP7258402A patent/JPH09103078A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1309075A2 (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-07 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
| EP1309075A3 (en) * | 2001-10-30 | 2006-01-04 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
| JP2008167641A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-07-17 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置およびモータ駆動システム |
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| AT512409A4 (de) * | 2012-02-06 | 2013-08-15 | Fronius Int Gmbh | Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür |
| AT512409B1 (de) * | 2012-02-06 | 2013-08-15 | Fronius Int Gmbh | Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür |
| US9729078B2 (en) | 2012-02-06 | 2017-08-08 | Fronius International Gmbh | AC/DC voltage transformer and method of operation therefor |
| JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
| CN112889211A (zh) * | 2018-10-22 | 2021-06-01 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
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