JPH09103078A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH09103078A JPH09103078A JP7258402A JP25840295A JPH09103078A JP H09103078 A JPH09103078 A JP H09103078A JP 7258402 A JP7258402 A JP 7258402A JP 25840295 A JP25840295 A JP 25840295A JP H09103078 A JPH09103078 A JP H09103078A
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- ground
- filter circuit
- line
- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波スイッチングにより発生する漏れ電流
を低減する。 【解決手段】 交流ラインとフレームアース間に接続さ
れたコンデンサと直流ラインとフレームアース間に接続
されたコンデンサとからなるバイパスフィルタを設ける
ことによって、スイッチングにより発生する高周波電圧
を吸収する。
を低減する。 【解決手段】 交流ラインとフレームアース間に接続さ
れたコンデンサと直流ラインとフレームアース間に接続
されたコンデンサとからなるバイパスフィルタを設ける
ことによって、スイッチングにより発生する高周波電圧
を吸収する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、順変換又は逆変換
を行う電力変換装置に関する。
を行う電力変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】交流電力を直流電力に変換する順変換器
及び直流電力を交流電力に逆変換する逆変換器等で構成
される電力変換装置において、近年は高速スイッチング
素子を使った高周波パルス幅変調(PWM)制御方式が
広く採用されている。
及び直流電力を交流電力に逆変換する逆変換器等で構成
される電力変換装置において、近年は高速スイッチング
素子を使った高周波パルス幅変調(PWM)制御方式が
広く採用されている。
【0003】これらの電力変換装置は、交流ライン間に
発生する高周波成分を除去するため、順変換器及び逆変
換器の各相の交流ラインに交流リアクトルを挿入し、更
に、交流各相間にコンデンサを接続してなるLCフィル
タ回路が設けられていた。
発生する高周波成分を除去するため、順変換器及び逆変
換器の各相の交流ラインに交流リアクトルを挿入し、更
に、交流各相間にコンデンサを接続してなるLCフィル
タ回路が設けられていた。
【0004】図13は従来のコンバータの一例を示すブロ
ック図である。図13においては、交流電源1に接続され
交流電力を直流電力に変換するスイッチング素子をブリ
ッジ接続してなる電力変換器2と、変換された直流電力
を平滑する直流コンデンサ3と、この直流コンデンサ3
に接続される負荷4と、交流電源1の電圧及び電流と直
流コンデンサ3の電圧とを基に電力変換器2のスイッチ
ング素子にゲート信号を与えPWM制御を行う制御回路
5と、交流電源1と電力変換器2との交流ライン間に交
流リアクトル6a〜6cと交流コンデンサ7a〜7cと
からなるLCフィルタ回路とから構成される。
ック図である。図13においては、交流電源1に接続され
交流電力を直流電力に変換するスイッチング素子をブリ
ッジ接続してなる電力変換器2と、変換された直流電力
を平滑する直流コンデンサ3と、この直流コンデンサ3
に接続される負荷4と、交流電源1の電圧及び電流と直
流コンデンサ3の電圧とを基に電力変換器2のスイッチ
ング素子にゲート信号を与えPWM制御を行う制御回路
5と、交流電源1と電力変換器2との交流ライン間に交
流リアクトル6a〜6cと交流コンデンサ7a〜7cと
からなるLCフィルタ回路とから構成される。
【0005】更に、交流電源1と負荷4以外の構成は、
コンバータ装置として、導電性のフレーム8に収納され
ている。そして、フレーム8は、安全性と電磁シールド
効果をあげるために、アース9に接続されている。
コンバータ装置として、導電性のフレーム8に収納され
ている。そして、フレーム8は、安全性と電磁シールド
効果をあげるために、アース9に接続されている。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の技術に
よれば、交流ライン間の高周波成分は除去できても、交
流ラインとアース間及び直流ラインとアース間に生じる
高周波成分は除去することができない。
よれば、交流ライン間の高周波成分は除去できても、交
流ラインとアース間及び直流ラインとアース間に生じる
高周波成分は除去することができない。
【0007】このため、インバータ又はコンバータのス
イッチング素子を高周波でスイッチングすると、交流ラ
インとアース間に図14のvE の如く高周波を含んだ電圧
が発生し、交流ラインとアース間及びアースと直流ライ
ン間に図4のiE の如く高周波を含んだアース電流が流
れていた。
イッチング素子を高周波でスイッチングすると、交流ラ
インとアース間に図14のvE の如く高周波を含んだ電圧
が発生し、交流ラインとアース間及びアースと直流ライ
ン間に図4のiE の如く高周波を含んだアース電流が流
れていた。
【0008】これは、図13のコンバータを実際に構成す
ると、各回路要素及び配線とアース間に数十PF/mか
ら数百PF/mの浮遊容量CE が存在するためである。
図15は、図12に示すコンバータ回路ブロック図に浮遊容
量を追記したブロック図である。
ると、各回路要素及び配線とアース間に数十PF/mか
ら数百PF/mの浮遊容量CE が存在するためである。
図15は、図12に示すコンバータ回路ブロック図に浮遊容
量を追記したブロック図である。
【0009】図15では、交流電源1が一線(例えばV
相)で接地されており、また、電力変換器2の直流部と
フレーム8との間に浮遊容量C3E及び直流ラインとアー
スとの間に浮遊容量C4Eが存在する。
相)で接地されており、また、電力変換器2の直流部と
フレーム8との間に浮遊容量C3E及び直流ラインとアー
スとの間に浮遊容量C4Eが存在する。
【0010】その結果、電力変換器2で発生する高周波
成分の電圧vE により、電力変換器2の交流ライン→交
流リアクトル6の浮遊容量C5E→交流電源1→接地線→
アース→フレーム→浮遊容量C3E及びC4E→電力変換器
2の直流ラインに至る電流経路ができ、上述した電流i
E が流れる。
成分の電圧vE により、電力変換器2の交流ライン→交
流リアクトル6の浮遊容量C5E→交流電源1→接地線→
アース→フレーム→浮遊容量C3E及びC4E→電力変換器
2の直流ラインに至る電流経路ができ、上述した電流i
E が流れる。
【0011】この電流iE は、接地線を流れる漏れ電流
であるから、交流ラインに漏電ブレーカ等があれば、誤
トリップすることになるし、交流ラインに接続される他
の機器に対しても誤動作や雑音障害等を引き起こす問題
がある。又、交流電源1が非接地であっても、交流ライ
ンとアース間の浮遊容量C1Eにより、電流iE が流れ
る。
であるから、交流ラインに漏電ブレーカ等があれば、誤
トリップすることになるし、交流ラインに接続される他
の機器に対しても誤動作や雑音障害等を引き起こす問題
がある。又、交流電源1が非接地であっても、交流ライ
ンとアース間の浮遊容量C1Eにより、電流iE が流れ
る。
【0012】例えば、電力変換器のスイッチング素子が
約1μsでスイッチングしているとすると、 400v回路
で1MHz の成分の高調波電圧が 100vで、浮遊容量の合
計が10nFであったとすると、 6.3Aもの漏れ電流が流れ
る。
約1μsでスイッチングしているとすると、 400v回路
で1MHz の成分の高調波電圧が 100vで、浮遊容量の合
計が10nFであったとすると、 6.3Aもの漏れ電流が流れ
る。
【0013】よって、本発明はスイッチング素子を高周
波スイッチングすることにより発生するアースを流れる
漏れ電流を低減した電力変換装置を提供することを目的
とする。
波スイッチングすることにより発生するアースを流れる
漏れ電流を低減した電力変換装置を提供することを目的
とする。
【0014】
【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置で
は、交流ラインとアース間に接続されたコンデンサと、
直流ラインとアース間に接続されたコンデンサとからな
るバイパスフィルタを設けることにより、スイッチング
素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び直
流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイパ
スフィルタにより吸収される。よって、交流ラインとア
ース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となるの
で浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
は、交流ラインとアース間に接続されたコンデンサと、
直流ラインとアース間に接続されたコンデンサとからな
るバイパスフィルタを設けることにより、スイッチング
素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び直
流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイパ
スフィルタにより吸収される。よって、交流ラインとア
ース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となるの
で浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
【0015】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施の形態
を示すブロック図である。図1のコンバータは、図13で
説明した従来のコンバータに対して、交流側にあるLC
フィルタ回路のV相とフレーム8との間に第1のコンデ
ンサ10と、直流側にあるフィルタ回路の負極側とフレー
ム8との間に第2のコンデンサ11とを追加した構成とな
る。
を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施の形態
を示すブロック図である。図1のコンバータは、図13で
説明した従来のコンバータに対して、交流側にあるLC
フィルタ回路のV相とフレーム8との間に第1のコンデ
ンサ10と、直流側にあるフィルタ回路の負極側とフレー
ム8との間に第2のコンデンサ11とを追加した構成とな
る。
【0016】図2は、本発明の第1と第2のコンデンサ
の特性を示したものである。この特性は、コンデンサの
周波数(F)−内部インピーダンス(Zc )の特性図で
あり、電力変換器のスイッチング素子のスイッチング時
間tのときに、内部インピーダンスが最も小さくなると
いう特性を持っている。
の特性を示したものである。この特性は、コンデンサの
周波数(F)−内部インピーダンス(Zc )の特性図で
あり、電力変換器のスイッチング素子のスイッチング時
間tのときに、内部インピーダンスが最も小さくなると
いう特性を持っている。
【0017】また、制御回路5は、交流電圧と交流電流
と直流電圧とを入力とし、交流入力電流を正弦波に制御
し、かつ、その位相と大きさを制御して力率を1に保持
した状態で、直流出力電圧を目標値に保持するようにス
イッチング素子T1〜T6をPWM制御するように構成
されている。尚、このような入力電流の波形改善制御は
公知であり、例えば、「半導体電力変換回路」第211 頁
乃至212 頁(電気学会出版)に記載されているので、こ
こでは、詳細な説明は省略する。
と直流電圧とを入力とし、交流入力電流を正弦波に制御
し、かつ、その位相と大きさを制御して力率を1に保持
した状態で、直流出力電圧を目標値に保持するようにス
イッチング素子T1〜T6をPWM制御するように構成
されている。尚、このような入力電流の波形改善制御は
公知であり、例えば、「半導体電力変換回路」第211 頁
乃至212 頁(電気学会出版)に記載されているので、こ
こでは、詳細な説明は省略する。
【0018】ここで、交流ラインとアース間に高周波電
圧が発生する現象について、図3、図4(a)乃至
(g)、図5(a)乃至(h)を用いて説明する。尚、
ここでは、単相インバータを例に説明するが、3相イン
バータ、コンバータについても同様である。
圧が発生する現象について、図3、図4(a)乃至
(g)、図5(a)乃至(h)を用いて説明する。尚、
ここでは、単相インバータを例に説明するが、3相イン
バータ、コンバータについても同様である。
【0019】図3において、インバータ回路は、高速な
スイッチングが可能な絶縁ゲート形バイポーラトランジ
スタ(以下、IGBTと称す)T1乃至T4と、これら
に逆並列接続されたフォーストリカバリーダイオードD
1乃至D4をブリッジ接続し、出力の交流ラインにはリ
アクトルL1,L2とコンデンサCとからなるLCフィ
ルタ回路が設けられている。
スイッチングが可能な絶縁ゲート形バイポーラトランジ
スタ(以下、IGBTと称す)T1乃至T4と、これら
に逆並列接続されたフォーストリカバリーダイオードD
1乃至D4をブリッジ接続し、出力の交流ラインにはリ
アクトルL1,L2とコンデンサCとからなるLCフィ
ルタ回路が設けられている。
【0020】このように構成されるインバータの直流ラ
インP,N間に直流電圧Ed を供給し、各IGBTT1
乃至T4を図4(a)乃至(e)に示すように、交流出
力電流に対応した正弦波と搬送波の三角波とを比較して
得られるPWM信号により制御すると、図4(f)に示
したように、インバータの出力電圧Vo は高周波を含ん
だものとなるが、その高周波成分はLCフィルタ回路に
より除去され、交流ラインA,B間の出力電圧VABは低
周波の正弦波となる。
インP,N間に直流電圧Ed を供給し、各IGBTT1
乃至T4を図4(a)乃至(e)に示すように、交流出
力電流に対応した正弦波と搬送波の三角波とを比較して
得られるPWM信号により制御すると、図4(f)に示
したように、インバータの出力電圧Vo は高周波を含ん
だものとなるが、その高周波成分はLCフィルタ回路に
より除去され、交流ラインA,B間の出力電圧VABは低
周波の正弦波となる。
【0021】ここで、IGBTT1乃至T4を上述のよ
うにPWM信号によりスイッチングするときの回路状態
をモード毎に分類すると、正の半波の間は図5(a)乃
至(d)に示す簡易回路モードとなり、負の半波の間は
図5(e)乃至(h)に示す簡易回路モードとなる。こ
のとき、モード(a)と(c)においては、リアクトル
L1,L2の両端電圧をそれぞれVL1,VL2とすると、
うにPWM信号によりスイッチングするときの回路状態
をモード毎に分類すると、正の半波の間は図5(a)乃
至(d)に示す簡易回路モードとなり、負の半波の間は
図5(e)乃至(h)に示す簡易回路モードとなる。こ
のとき、モード(a)と(c)においては、リアクトル
L1,L2の両端電圧をそれぞれVL1,VL2とすると、
【0022】
【数1】 VL1+VAB+VL2=Ed …(1) が成立する。また、モード(b)と(d)においては、
【0023】
【数2】 VL1+VAB+VL2=0 …(2) が成立する。同様に、モード(e)と(g)のときには
式3が成立し、モード(f)と(h)のときには式4が
成立する。
式3が成立し、モード(f)と(h)のときには式4が
成立する。
【0024】
【数3】 VL1+VAB+VL2=−Ed …(3) VL1+VAB+VL2=0 …(4) 次に各モードにおける直流ラインNと交流ラインBとの
間の電圧VBNについて考える。尚、ここではVL1=VL2
とする。モード(a)と(c)のときには、図5(a)
と式1より
間の電圧VBNについて考える。尚、ここではVL1=VL2
とする。モード(a)と(c)のときには、図5(a)
と式1より
【0025】
【数4】 となる。また、モード(b)のときには、図5(b)と
式2より、
式2より、
【0026】
【数5】 となる。また、モード(d)のときには、図5(d)と
式2より
式2より
【0027】
【数6】 となる。同様にして、モード(e)と(g)のときに
は、式8が成立し、モード(f)のときは式9が成立
し、モード(h)のときには、式10が成立する。
は、式8が成立し、モード(f)のときは式9が成立
し、モード(h)のときには、式10が成立する。
【0028】
【数7】
【0029】このようにして求めた電圧VBNを波形に表
わすと、図4(g)のようになり、高周波を含んだもの
となっている。この高周波の成分は、各IGBTT1乃
至T4がONからOFF又は、OFFからONに切換る
時間(スイッチング時間)tによる非常に高い高周波成
分f=1/tと、三角波の周波数fc の倍数波成分が主
に含まれていて、この高周波電圧のために直流ラインと
アース間の浮遊容量を介して、交流ラインとの間に漏れ
電流が流れる。
わすと、図4(g)のようになり、高周波を含んだもの
となっている。この高周波の成分は、各IGBTT1乃
至T4がONからOFF又は、OFFからONに切換る
時間(スイッチング時間)tによる非常に高い高周波成
分f=1/tと、三角波の周波数fc の倍数波成分が主
に含まれていて、この高周波電圧のために直流ラインと
アース間の浮遊容量を介して、交流ラインとの間に漏れ
電流が流れる。
【0030】第1の実施形態においても同様に、交流ラ
インとアース間及びアースと直流ライン間において、図
4(g)のような高周波成分を含んだ電圧が発生しうる
が、三角波の周波数fc の倍数波成分は、LCフィルタ
回路のリアクトル6a乃至6cと第1のフィルタ回路10
と第2のコンデンサ11とにより吸収されて、基本波成分
(電源)の低周波のみとなる。
インとアース間及びアースと直流ライン間において、図
4(g)のような高周波成分を含んだ電圧が発生しうる
が、三角波の周波数fc の倍数波成分は、LCフィルタ
回路のリアクトル6a乃至6cと第1のフィルタ回路10
と第2のコンデンサ11とにより吸収されて、基本波成分
(電源)の低周波のみとなる。
【0031】更に、スイッチング時間tによる非常に高
い高周波成分f=1/tは、LCフィルタ回路のリアク
トル6の浮遊容量CSEをパスするが、周波数fで内部イ
ンピーダンスが低い特性を持つ第1のコンデンサ10と第
2のコンデンサ11によりバイパスされる。
い高周波成分f=1/tは、LCフィルタ回路のリアク
トル6の浮遊容量CSEをパスするが、周波数fで内部イ
ンピーダンスが低い特性を持つ第1のコンデンサ10と第
2のコンデンサ11によりバイパスされる。
【0032】したがって、交流ラインとアース間の電
圧、すなわち第1のコンデンサの両端の電圧は、図6に
示すように正弦波の低周波電圧波形vE となり、アース
と直流ライン間の電圧は直流電圧Ed の1/2の電圧に
なる。
圧、すなわち第1のコンデンサの両端の電圧は、図6に
示すように正弦波の低周波電圧波形vE となり、アース
と直流ライン間の電圧は直流電圧Ed の1/2の電圧に
なる。
【0033】この結果、図7に示した図1の回路に浮遊
容量を追加した簡易回路のようにフレーム8と直流ライ
ン間に浮遊容量C3Eが存在し、負荷4へのケーブルの浮
遊容量C4Eが存在し、交流電源1のV相が接地されてい
る場合にも、上記低周波電圧vE より流れる漏れ電流
は、iE ′=2πf′×Co ×vE となる。但し、Co
は浮遊容量である。
容量を追加した簡易回路のようにフレーム8と直流ライ
ン間に浮遊容量C3Eが存在し、負荷4へのケーブルの浮
遊容量C4Eが存在し、交流電源1のV相が接地されてい
る場合にも、上記低周波電圧vE より流れる漏れ電流
は、iE ′=2πf′×Co ×vE となる。但し、Co
は浮遊容量である。
【0034】今、vE = 116v,f′=50Hz,Co =10
nFとすると、iE ′は、 3.3μAとごくわずかな値とな
る。また、交流電源1の系統が非接地系であっても、交
流ラインの長さ(例えばケーブル長)とアース間との距
離によって決まる浮遊容量C1Eと、フレーム8と交流ラ
イン間の浮遊容量C2Eが存在するため、vE に高周波成
分が含まれると同様に漏れ電流iE が流れるが、この場
合にもその値はごくわずかな値となる。
nFとすると、iE ′は、 3.3μAとごくわずかな値とな
る。また、交流電源1の系統が非接地系であっても、交
流ラインの長さ(例えばケーブル長)とアース間との距
離によって決まる浮遊容量C1Eと、フレーム8と交流ラ
イン間の浮遊容量C2Eが存在するため、vE に高周波成
分が含まれると同様に漏れ電流iE が流れるが、この場
合にもその値はごくわずかな値となる。
【0035】次に本発明の第2の実施の形態を図8を参
照して説明する。第2の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、第2のコンデンサ11を直流側にあるフ
ィルタ回路の正側とコンバータのフレーム8との間に接
続されている点のみが異なる。
照して説明する。第2の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、第2のコンデンサ11を直流側にあるフ
ィルタ回路の正側とコンバータのフレーム8との間に接
続されている点のみが異なる。
【0036】このように構成しても、スイッチング時間
tによる非常に高い高周波成分f=1/tは、交流ライ
ンとアース間に接続された第1のコンデンサ10と、直流
側にあるフィルタ回路の正側とコンバータのフレーム8
との間に接続された第2のコンデンサ11とにより、バイ
パスされるので第1の実施の形態と同様の効果を有す
る。
tによる非常に高い高周波成分f=1/tは、交流ライ
ンとアース間に接続された第1のコンデンサ10と、直流
側にあるフィルタ回路の正側とコンバータのフレーム8
との間に接続された第2のコンデンサ11とにより、バイ
パスされるので第1の実施の形態と同様の効果を有す
る。
【0037】次に本発明の第3の実施の形態を図9を参
照して説明する。第3の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、直流側のフィルタ回路を構成する直流
コンデンサを2つの直流コンデンサ3a,3bとして構
成し、第2のコンデンサ11を直流コンデンサ3aと3b
の中性点と、コンバータのフレーム8との間に接続して
いる点のみが異なる。
照して説明する。第3の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、直流側のフィルタ回路を構成する直流
コンデンサを2つの直流コンデンサ3a,3bとして構
成し、第2のコンデンサ11を直流コンデンサ3aと3b
の中性点と、コンバータのフレーム8との間に接続して
いる点のみが異なる。
【0038】このような構成においても、スイッチング
時間tによる高周波成分を第1のコンデンサ10と第2の
コンデンサ11によりバイパスできるので、第1の実施の
形態と同様の効果を有する。
時間tによる高周波成分を第1のコンデンサ10と第2の
コンデンサ11によりバイパスできるので、第1の実施の
形態と同様の効果を有する。
【0039】次に本発明の第4の実施の形態を図10を参
照して説明する。第4の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、第1のコンデンサを交流ラインの各相
に接続している点のみが異なる。
照して説明する。第4の実施の形態は、第1の実施の形
態の変形であり、第1のコンデンサを交流ラインの各相
に接続している点のみが異なる。
【0040】このように構成することによって、第1の
実施例と同様の効果を有し、更に、第1のコンデンサの
容量は1/3に低減でき、また、交流ラインの高周波の
低減程度を独立して決められるという利点がある。
実施例と同様の効果を有し、更に、第1のコンデンサの
容量は1/3に低減でき、また、交流ラインの高周波の
低減程度を独立して決められるという利点がある。
【0041】次に本発明の第5の実施の形態を図11を参
照して説明する。第5の実施の形態は本発明をインバー
タに適用した例である。図11においては、直流電源21を
入力として、直流側のフィルタ回路を構成する直流コン
デンサ22を介して、スイッチング素子T1乃至T6をブ
リッジ構成してなるインバータ23が接続され、交流側に
は、リアクトル24a乃至24cと交流コンデンサ25a乃至
25cからなるLCフィルタ回路が接続され、それを介し
て負荷26に正弦波の交流電力を供給している。
照して説明する。第5の実施の形態は本発明をインバー
タに適用した例である。図11においては、直流電源21を
入力として、直流側のフィルタ回路を構成する直流コン
デンサ22を介して、スイッチング素子T1乃至T6をブ
リッジ構成してなるインバータ23が接続され、交流側に
は、リアクトル24a乃至24cと交流コンデンサ25a乃至
25cからなるLCフィルタ回路が接続され、それを介し
て負荷26に正弦波の交流電力を供給している。
【0042】また、交流ラインとインバータのフレーム
27の間には、第1のコンデンサ28a乃至28cが接続さ
れ、交流ラインとインバータのフレーム27の間には、第
2のコンデンサ29が接続されており、制御回路30は、交
流出力電圧と交流出力電流とにより出力電圧が所望電圧
及び周波数になるようにスイッチング素子T1乃至T6
をPWM制御する。
27の間には、第1のコンデンサ28a乃至28cが接続さ
れ、交流ラインとインバータのフレーム27の間には、第
2のコンデンサ29が接続されており、制御回路30は、交
流出力電圧と交流出力電流とにより出力電圧が所望電圧
及び周波数になるようにスイッチング素子T1乃至T6
をPWM制御する。
【0043】このように構成することによって、リアク
トル24a乃至24cと交流コンデンサ25a乃至25cからな
るLCフィルタ回路は、基本波交流成分は通過させ、ス
イッチング素子T1乃至T6のスイッチングによる高周
波成分を除去できる。
トル24a乃至24cと交流コンデンサ25a乃至25cからな
るLCフィルタ回路は、基本波交流成分は通過させ、ス
イッチング素子T1乃至T6のスイッチングによる高周
波成分を除去できる。
【0044】更に、交流ラインとアース間及び直流ライ
ンとアース間に生じる高周波成分も第1のコンデンサ28
a乃至28cと第2のコンデンサ29によりバイパスするこ
とによって、第1の実施の形態で説明したのと同様に交
流ライン部分(例えばケーブル)とアースによって決ま
る浮遊容量により流れる高周波の漏れ電流を低減するこ
とができる。
ンとアース間に生じる高周波成分も第1のコンデンサ28
a乃至28cと第2のコンデンサ29によりバイパスするこ
とによって、第1の実施の形態で説明したのと同様に交
流ライン部分(例えばケーブル)とアースによって決ま
る浮遊容量により流れる高周波の漏れ電流を低減するこ
とができる。
【0045】次に本発明の第6の実施の形態を図12を参
照して説明する。第6の実施の形態は本発明を無停電電
源装置のコンバータ部及びインバータ部に適用した例で
ある。
照して説明する。第6の実施の形態は本発明を無停電電
源装置のコンバータ部及びインバータ部に適用した例で
ある。
【0046】図12では、図10で説明した構成のコンバー
タに負荷として図11で説明したインバータが接続され、
更にコンバータとインバータとの接続間には蓄電池33が
接続されている。
タに負荷として図11で説明したインバータが接続され、
更にコンバータとインバータとの接続間には蓄電池33が
接続されている。
【0047】交流電源1が正常時には、コンバータ部分
によって蓄電池33を充電すると共にインバータ部分へ電
力を供給する。交流電源1が停電した場合には、コンバ
ータ部分を停止させ、蓄電池33からインバータ部分へ電
力を供給する。これにより、交流電源1の正常時及び停
電時においても、一定した交流電圧をインバータ部から
負荷26に供給できる。
によって蓄電池33を充電すると共にインバータ部分へ電
力を供給する。交流電源1が停電した場合には、コンバ
ータ部分を停止させ、蓄電池33からインバータ部分へ電
力を供給する。これにより、交流電源1の正常時及び停
電時においても、一定した交流電圧をインバータ部から
負荷26に供給できる。
【0048】この実施の形態の場合には、直流ライン部
分に、直流コンデンサ3以外に蓄電池33があるため、直
流ライン部分とアース間によって決まる浮遊容量が大き
くなる。
分に、直流コンデンサ3以外に蓄電池33があるため、直
流ライン部分とアース間によって決まる浮遊容量が大き
くなる。
【0049】したがって、第1のコンデンサ10a乃至10
cと第2のコンデンサ11と、第3のコンデンサ28a乃至
28cによる漏れ電流低減の効果が非常に大きい。尚、本
発明の実施の形態では、三相のコンバータ及びインバー
タ及び無停電電源装置によって説明したが、単相のコン
バータ及びインバータ及び無停電電源装置においても同
様の効果が得られる。
cと第2のコンデンサ11と、第3のコンデンサ28a乃至
28cによる漏れ電流低減の効果が非常に大きい。尚、本
発明の実施の形態では、三相のコンバータ及びインバー
タ及び無停電電源装置によって説明したが、単相のコン
バータ及びインバータ及び無停電電源装置においても同
様の効果が得られる。
【0050】又、本発明は交流電力を入力し、可変電
圧、可変周波数を出力して各種モータを駆動するVVV
Fインバータ装置に適用しても、同様に漏れ電流を低減
できる。更に、LCフィルタを構成するリアクトルをト
ランスに置き換えても同様な効果が得られる。
圧、可変周波数を出力して各種モータを駆動するVVV
Fインバータ装置に適用しても、同様に漏れ電流を低減
できる。更に、LCフィルタを構成するリアクトルをト
ランスに置き換えても同様な効果が得られる。
【0051】
【発明の効果】本発明の電力変換装置では、交流ライン
とフレームアース間に接続されたコンデンサと、直流ラ
インとフレームアース間に接続されたコンデンサとから
なるバイパスフィルタを設けることにより、スイッチン
グ素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び
直流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイ
パスフィルタにより吸収される。よって、交流ラインと
アース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となる
ので浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
とフレームアース間に接続されたコンデンサと、直流ラ
インとフレームアース間に接続されたコンデンサとから
なるバイパスフィルタを設けることにより、スイッチン
グ素子のスイッチングにより交流ラインとアース間及び
直流ラインとアース間に発生する高周波電圧は上記バイ
パスフィルタにより吸収される。よって、交流ラインと
アース間に作用する電圧は交流ラインの基本波分となる
ので浮遊容量に起因する漏れ電流を低減できる。
【図1】本発明の第1の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図2】本発明の第1及び第2のコンデンサの特性図。
【図3】スイッチングによる高周波発生現象の説明図。
【図4】図3の各部の波形図。
【図5】図3の各スイッチングモード図。
【図6】図1の交流ライン−アース間の電圧、電流波形
図。
図。
【図7】図1の浮遊容量を考慮した簡易ブロック図。
【図8】本発明の第2の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図9】本発明の第3の実施の形態の三相コンバータの
ブロック図。
ブロック図。
【図10】本発明の第4の実施の形態の三相コンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図11】本発明の第5の実施の形態の三相コンバータ
のブロック図。
のブロック図。
【図12】本発明の第6の実施の形態の無停電電源装置
のブロック図。
のブロック図。
【図13】従来の三相コンデンサのブロック図。
【図14】図13の交流ライン−アース間の電圧・電流波
形図。
形図。
【図15】図13の浮遊容量を考慮した簡易ブロック図。
1…交流電源 2…コンバータ 3…直流コンデンサ 4…負荷 5…制御回路 6a,6b,6c…リアクトル 7a,7b,7c…交流コンデンサ 8…フレーム 9…アース 10,28…第1のコンデンサ 11,29…第2のコンデンサ
Claims (6)
- 【請求項1】 スイッチング素子をブリッジ接続してな
る電力変換回路と、前記スイッチング素子にPWM制御
信号を与える制御回路と、前記電力変換回路の交流側に
設けられたリアクトルとコンデンサとからなる第1のフ
ィルタ回路と、前記電力変換回路の直流側に設けられた
コンデンサからなる第2のフィルタ回路とを有する電力
変換装置において、前記第1のフィルタ回路の少なくと
も1相とアースとの間に接続される第1のコンデンサ
と、前記第2のフィルタ回路の正側負側のいずれかの極
性側とアースとの間に接続される第2のコンデンサとを
具備したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項2】 スイッチング素子をブリッジ接続してな
る電力変換回路と、前記スイッチング素子にPWM制御
信号を与える制御回路と、前記電力変換回路の交流側に
設けられたリアクトルとコンデンサとからなる第1のフ
ィルタ回路と、前記電力変換回路の直流側に設けられた
コンデンサからなる第2のフィルタ回路とを有する電力
変換装置において、前記第1のフィルタ回路の少なくと
も1相とアースとの間に接続される第1のコンデンサ
と、前記第2のフィルタ回路のコンデンサの中性点とア
ースとの間に接続される第2のコンデンサとを具備した
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項3】 前記第1のフィルタ回路の各相とアース
との間に第1のコンデンサを接続したことを特徴とする
請求項1又は請求項2記載の電力変換装置。 - 【請求項4】 前記第1のフィルタ回路はトランスとコ
ンデンサとからなることを特徴とする請求項1乃至請求
項3のいずれかに記載の電力変換装置。 - 【請求項5】 前記電力変換回路は、電圧形コンバータ
であり、前記制御回路は、交流入力電流と交流入力電圧
との力率を1に保ちながら、前記交流入力電流の波形を
正弦波に制御するとともに、直流出力電圧を一定に制御
するように前記スイッチング素子をPWM制御すること
を特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の
電力変換装置。 - 【請求項6】 前記電力変換装置は、電圧形インバータ
であり、前記制御回路は、所望の交流出力電圧及び周波
数を出力するように前記スイッチング素子をPWM制御
することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか
に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7258402A JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7258402A JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09103078A true JPH09103078A (ja) | 1997-04-15 |
Family
ID=17319742
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7258402A Pending JPH09103078A (ja) | 1995-10-05 | 1995-10-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH09103078A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1309075A2 (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-07 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
JP2008167641A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-07-17 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置およびモータ駆動システム |
WO2013001898A1 (ja) * | 2011-06-30 | 2013-01-03 | 新電元工業株式会社 | インバータ装置および電源システム |
AT512409A4 (de) * | 2012-02-06 | 2013-08-15 | Fronius Int Gmbh | Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür |
JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
CN112889211A (zh) * | 2018-10-22 | 2021-06-01 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
-
1995
- 1995-10-05 JP JP7258402A patent/JPH09103078A/ja active Pending
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1309075A2 (en) * | 2001-10-30 | 2003-05-07 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
EP1309075A3 (en) * | 2001-10-30 | 2006-01-04 | Sanyo Electric Co. Ltd | Controlling device of compressor |
JP2008167641A (ja) * | 2006-12-07 | 2008-07-17 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置およびモータ駆動システム |
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US9729078B2 (en) | 2012-02-06 | 2017-08-08 | Fronius International Gmbh | AC/DC voltage transformer and method of operation therefor |
JP2014117022A (ja) * | 2012-12-07 | 2014-06-26 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 交流フィルタ |
CN112889211A (zh) * | 2018-10-22 | 2021-06-01 | 株式会社日立制作所 | 电力变换装置 |
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