JP2988853B2 - 直流リニアモータ - Google Patents
直流リニアモータInfo
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- phase angle
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T90/00—Enabling technologies or technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02T90/10—Technologies relating to charging of electric vehicles
- Y02T90/16—Information or communication technologies improving the operation of electric vehicles
Landscapes
- Control Of Vehicles With Linear Motors And Vehicles That Are Magnetically Levitated (AREA)
- Control Of Linear Motors (AREA)
- Linear Motors (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流リニアモータに係
り、特に地上側の電機子コイルに対する移動体側の界磁
磁石位置（電気角）を検出して移動体の速度制御を行う
速度制御方式に関する。
り、特に地上側の電機子コイルに対する移動体側の界磁
磁石位置（電気角）を検出して移動体の速度制御を行う
速度制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、直流リニアモータの基本構成で
ある。地上側の電機子コイル１は、１つ飛びに直列接続
し、第１相コイルと第２相コイルを構成する。直流定電
流変換装置（コンバータ）２からの直流電流はフリップ
・フロップ・インバータ（ＦＦインバータ）３によっ
て、移動体側の界磁磁石（電磁石又は永久磁石）４の位
置に対応して第１相コイルと第２相コイルに交互に振り
分け、一方向に断続する矩形波状の電流として地上側の
電機子コイル１に供給する。
ある。地上側の電機子コイル１は、１つ飛びに直列接続
し、第１相コイルと第２相コイルを構成する。直流定電
流変換装置（コンバータ）２からの直流電流はフリップ
・フロップ・インバータ（ＦＦインバータ）３によっ
て、移動体側の界磁磁石（電磁石又は永久磁石）４の位
置に対応して第１相コイルと第２相コイルに交互に振り
分け、一方向に断続する矩形波状の電流として地上側の
電機子コイル１に供給する。
【０００３】地上側の電機子コイル１の電流は、常に一
方向に流れるため、界磁磁石４は電機子コイル１の縦辺
との間で推力を得ることができる。また、界磁磁石４の
磁束が電機子コイル１の水平辺に同時に鎖交するような
位置関係にしておくと、界磁磁石４は推力と同時に浮上
力を得ることができる。
方向に流れるため、界磁磁石４は電機子コイル１の縦辺
との間で推力を得ることができる。また、界磁磁石４の
磁束が電機子コイル１の水平辺に同時に鎖交するような
位置関係にしておくと、界磁磁石４は推力と同時に浮上
力を得ることができる。
【０００４】直流定電流変換装置２は、出力電流を一定
にすることによって、電機子コイル１の電流の切換タイ
ミングの制御のみで浮上力一定のまま加速、惰行、制動
の制御を行うことができる。これに対応して直流定電流
変換装置２の負荷電圧は正負の範囲で変化し、電力の供
給と回生が自動的に行われる。
にすることによって、電機子コイル１の電流の切換タイ
ミングの制御のみで浮上力一定のまま加速、惰行、制動
の制御を行うことができる。これに対応して直流定電流
変換装置２の負荷電圧は正負の範囲で変化し、電力の供
給と回生が自動的に行われる。
【０００５】直流リニアモータの推力は、供給電流一定
のままＦＦインバータ３の転流位相によって制御する。
図７に示す電機子コイル１と界磁磁石４の位置関係にお
いて、電気角θで電機子コイルに通流し、電気角（π＋
θ）で切ると、界磁磁石４は電気角θ〜πの間で推力
を、電気角π〜（π＋θ）の間で制動力を受ける。
のままＦＦインバータ３の転流位相によって制御する。
図７に示す電機子コイル１と界磁磁石４の位置関係にお
いて、電気角θで電機子コイルに通流し、電気角（π＋
θ）で切ると、界磁磁石４は電気角θ〜πの間で推力
を、電気角π〜（π＋θ）の間で制動力を受ける。
【０００６】従って、θ〜（π＋θ）間に生じる平均推
力は電気角θによって調整できる。この電気角θをＦＦ
インバータの転流位相角としたときの推力との関係は図
８に示す特性になる。同図中、Ｆmは電機子コイルの縦
辺長Ｌ等で決まる最大推力を示し、転流位相角θを零
（電気角０〜πまで通流）にするときは推力がＦmにな
り、π／２とする場合に推力が零になり、πとするとき
は推力が−Ｆmとなることを示す。
力は電気角θによって調整できる。この電気角θをＦＦ
インバータの転流位相角としたときの推力との関係は図
８に示す特性になる。同図中、Ｆmは電機子コイルの縦
辺長Ｌ等で決まる最大推力を示し、転流位相角θを零
（電気角０〜πまで通流）にするときは推力がＦmにな
り、π／２とする場合に推力が零になり、πとするとき
は推力が−Ｆmとなることを示す。
【０００７】上記のことから、推力を連続的に変化させ
るためには、転流する位相角を位置検出信号から算出し
て連続的に変化させる必要がある。
るためには、転流する位相角を位置検出信号から算出し
て連続的に変化させる必要がある。
【０００８】図９は、従来の制御方式を示すブロック図
である。コンバータ１１と直流リアクトル１２によって
直流定電流を得る。この定電流制御は、必要な浮上力に
応じた設定電流Ｉsetと検出電流の偏差を比例積分演算
する電流制御系１３により自動制御される。
である。コンバータ１１と直流リアクトル１２によって
直流定電流を得る。この定電流制御は、必要な浮上力に
応じた設定電流Ｉsetと検出電流の偏差を比例積分演算
する電流制御系１３により自動制御される。
【０００９】ＦＦインバータ１４の転流制御は、電機子
コイル１５に対する界磁磁石１６の位置を位置検出器１
７で検出し、この位置変化率から速度検出器１８に速度
検出を得、設定速度Ｖsetと検出速度から速度制御系１
９によって偏差を比例積分演算して加速又は減速の制御
信号を得、これを推力指令として転流位相角演算部２０
が位置検出器１７の位置信号から必要な転流位相角θを
求める。
コイル１５に対する界磁磁石１６の位置を位置検出器１
７で検出し、この位置変化率から速度検出器１８に速度
検出を得、設定速度Ｖsetと検出速度から速度制御系１
９によって偏差を比例積分演算して加速又は減速の制御
信号を得、これを推力指令として転流位相角演算部２０
が位置検出器１７の位置信号から必要な転流位相角θを
求める。
【００１０】なお、電機子コイルを多相とするときは、
各相の電機子コイルを直列配置し、ＦＦインバータは、
界磁磁石の位置に応じて各相への電流切換を順次行い、
また速度制御系の推力指令に応じて転流位相角を演算調
整する。
各相の電機子コイルを直列配置し、ＦＦインバータは、
界磁磁石の位置に応じて各相への電流切換を順次行い、
また速度制御系の推力指令に応じて転流位相角を演算調
整する。
【００１１】また、ＦＦインバータ３（１４）に代え
て、図１０に示すように、単相ブリッジ形インバータ３
Ａ、さらには３相ブリッジ形インバータとする場合もあ
る。
て、図１０に示すように、単相ブリッジ形インバータ３
Ａ、さらには３相ブリッジ形インバータとする場合もあ
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来の制御方式では、
浮上力と推力を同時に得るため、コンバータ１１の通電
電流を一定にして浮上力を確保し、インバータ１４の転
流角を制御して推力を調整する。
浮上力と推力を同時に得るため、コンバータ１１の通電
電流を一定にして浮上力を確保し、インバータ１４の転
流角を制御して推力を調整する。
【００１３】しかし、転流位相角θは、移動体の速度に
よって電機子コイルの端（０ｒａｄ）からの時間が変化
し、さらに加速度による補間をかける必要がある。ま
た、移動体の加減速の状況によってθ自体も変わってし
まうため、転流位相角演算部２０での演算にかなり複雑
な演算処理を必要とする問題があった。
よって電機子コイルの端（０ｒａｄ）からの時間が変化
し、さらに加速度による補間をかける必要がある。ま
た、移動体の加減速の状況によってθ自体も変わってし
まうため、転流位相角演算部２０での演算にかなり複雑
な演算処理を必要とする問題があった。
【００１４】また、推力を不要とする場合にも浮上力発
生のために電機子コイルには定電流通電しており、電力
損失が発生する。
生のために電機子コイルには定電流通電しており、電力
損失が発生する。
【００１５】これら課題を解決する方式として、図１１
に示す制御方式を本願出願人は既に提案している。
に示す制御方式を本願出願人は既に提案している。
【００１６】速度制御系１９の演算結果は電流制御系１
３の電流指令にされ、コンバータ１１の電流制御により
速度制御がなされる。
３の電流指令にされ、コンバータ１１の電流制御により
速度制御がなされる。
【００１７】転流位相角選択部２１は、速度制御系１９
の速度偏差出力の増減に応じて加速と減速の判定をし、
この判定と現在の転流位相角からＦＦインバータ１４の
転流位相角を零（最大推力）又はπ（最大減速力）に切
り換える。
の速度偏差出力の増減に応じて加速と減速の判定をし、
この判定と現在の転流位相角からＦＦインバータ１４の
転流位相角を零（最大推力）又はπ（最大減速力）に切
り換える。
【００１８】また、加速と減速の判定から電流制御系１
３の制御位相を切り換え（極性切換）、加速時にはコン
バータ１１から電機子コイル１５への電流供給とし、減
速時には電機子コイル１５からコンバータ１１への回生
に切り換える。
３の制御位相を切り換え（極性切換）、加速時にはコン
バータ１１から電機子コイル１５への電流供給とし、減
速時には電機子コイル１５からコンバータ１１への回生
に切り換える。
【００１９】この方式は、直流リニアモータを推力専用
とする。これにより、コンバータ１１の電流を一定にす
ることを不要にし、コンバータ１１からの供給電流を速
度制御系１９の出力で制御することにより推力又は制動
力を調整する。
とする。これにより、コンバータ１１の電流を一定にす
ることを不要にし、コンバータ１１からの供給電流を速
度制御系１９の出力で制御することにより推力又は制動
力を調整する。
【００２０】また、推力をコンバータ１１の電流で調整
できることからインバータ１４の転流位相角の演算及び
調整も不要になり、転流位相角演算部２０に代えた転流
位相角選択部２１では加速又は減速に応じて最大推力が
得られる電気角０又は最大制動力が得られる電気角πの
モードの選択切換で済む簡単な演算になる。
できることからインバータ１４の転流位相角の演算及び
調整も不要になり、転流位相角演算部２０に代えた転流
位相角選択部２１では加速又は減速に応じて最大推力が
得られる電気角０又は最大制動力が得られる電気角πの
モードの選択切換で済む簡単な演算になる。
【００２１】また、電流制御で推力の調整を行うため、
電機子コイル抵抗による損失を従来の定電流駆動方式に
比べて低減できると共にコイルの温度上昇も少なくな
る。
電機子コイル抵抗による損失を従来の定電流駆動方式に
比べて低減できると共にコイルの温度上昇も少なくな
る。
【００２２】上記の方式においては、速度制御にはコン
バータ１１の電流を制御するが、加速も減速も必要とし
ない惰行運転のために電流値を零近くまで絞るとリップ
ル分によって電流の断続が発生し、直流リアクトル１２
の電流遮断で過電圧が発生し、コンバータやインバータ
のスイッチ素子を破損する恐れがある。
バータ１１の電流を制御するが、加速も減速も必要とし
ない惰行運転のために電流値を零近くまで絞るとリップ
ル分によって電流の断続が発生し、直流リアクトル１２
の電流遮断で過電圧が発生し、コンバータやインバータ
のスイッチ素子を破損する恐れがある。
【００２３】また、リップル分を低減させてコンバータ
の電流制御範囲（速度制御範囲）を零近くまで拡大する
ためには、直流リアクトル１２のインダクタンスを大き
くしてリップル分を抑制する必要があるが、これは直流
リアクトルが大形になってそのコスト・寸法・損失の点
で問題がある。
の電流制御範囲（速度制御範囲）を零近くまで拡大する
ためには、直流リアクトル１２のインダクタンスを大き
くしてリップル分を抑制する必要があるが、これは直流
リアクトルが大形になってそのコスト・寸法・損失の点
で問題がある。
【００２４】本発明の目的は、コンバータの通電電流の
制御により推力を制御する速度制御方式において、コン
バータの電流値を零近くに絞ったときの過電圧の発生を
無くした直流リニアモータを提供することにある。
制御により推力を制御する速度制御方式において、コン
バータの電流値を零近くに絞ったときの過電圧の発生を
無くした直流リニアモータを提供することにある。
【００２５】本発明の他の目的は、速度制御範囲を零ま
で拡大しながら直流リアクトルの小型化を可能にする直
流リニアモータを提供することにある。
で拡大しながら直流リアクトルの小型化を可能にする直
流リニアモータを提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、地上側に配置した電機子コイルと、移動
体に設けられ前記電機子コイルの電流によって推力を発
生する界磁磁石と、直流電流を制御できる電流制御系を
持つコンバータと、このコンバータの出力電流を前記界
磁磁石の位置に応じて電機子コイルの各相に転流するイ
ンバータとを備えた直流リニアモータにおいて、前記移
動体の速度設定値と速度検出値の偏差に応じた速度制御
出力を得る速度制御系と、前記速度制御出力を電流指令
としかつ下限値を制限するリミッタを有して前記コンバ
ータの出力電流を制御する電流制御系と、前記速度制御
出力の増減方向から判定する加速と減速に応じて前記イ
ンバータの転流位相角を電気角零の加速モードと電気角
πの減速モードを電気角π／２の惰行モードを経由して
切り換えかつ前記電流制御系を供給と回生に切り換える
転流位相角選択部とを備えたことを特徴とする直流リニ
アモータ。
決を図るため、地上側に配置した電機子コイルと、移動
体に設けられ前記電機子コイルの電流によって推力を発
生する界磁磁石と、直流電流を制御できる電流制御系を
持つコンバータと、このコンバータの出力電流を前記界
磁磁石の位置に応じて電機子コイルの各相に転流するイ
ンバータとを備えた直流リニアモータにおいて、前記移
動体の速度設定値と速度検出値の偏差に応じた速度制御
出力を得る速度制御系と、前記速度制御出力を電流指令
としかつ下限値を制限するリミッタを有して前記コンバ
ータの出力電流を制御する電流制御系と、前記速度制御
出力の増減方向から判定する加速と減速に応じて前記イ
ンバータの転流位相角を電気角零の加速モードと電気角
πの減速モードを電気角π／２の惰行モードを経由して
切り換えかつ前記電流制御系を供給と回生に切り換える
転流位相角選択部とを備えたことを特徴とする直流リニ
アモータ。
【００２７】
【作用】本発明は、直流リニアモータを推力専用とし、
コンバータの通電電流の制御により推力を制御する速度
制御方式において、電流制御系の下限値をリミッタで制
限することにより、コンバータの出力電流を絞ったとき
にリップルによる電流遮断を無くし、過電圧発生を防止
する。
コンバータの通電電流の制御により推力を制御する速度
制御方式において、電流制御系の下限値をリミッタで制
限することにより、コンバータの出力電流を絞ったとき
にリップルによる電流遮断を無くし、過電圧発生を防止
する。
【００２８】インバータの運転に惰行モードを設けるこ
とにより、コンバータの出力電流の下限値制限にも速度
制御範囲を零まで拡大する。
とにより、コンバータの出力電流の下限値制限にも速度
制御範囲を零まで拡大する。
【００２９】コンバータの電流を下限値に制限すること
により、直流リアクトルのインダクタンスを比較的小さ
くした小形化を可能にする。
により、直流リアクトルのインダクタンスを比較的小さ
くした小形化を可能にする。
【００３０】加速と減速のモード切り換えは、惰行モー
ドを経由させることにより、リミッタによる出力電流の
非線形変化によるトルクショックを緩和する。
ドを経由させることにより、リミッタによる出力電流の
非線形変化によるトルクショックを緩和する。
【００３１】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示すブロック図
であり、図１１と同じ部分は同一符号で示す。
であり、図１１と同じ部分は同一符号で示す。
【００３２】速度制御系１９の演算結果は、電流制御系
１３の入力段になるリミッタ２２により下限値が制限さ
れて電流制御系１３の電流指令にされる。このリミッタ
２２の下限値Ａ0は、設定器２３により設定される。な
お、リミッタ２２は、電流制御系１３の出力を制限する
構成でも良い。
１３の入力段になるリミッタ２２により下限値が制限さ
れて電流制御系１３の電流指令にされる。このリミッタ
２２の下限値Ａ0は、設定器２３により設定される。な
お、リミッタ２２は、電流制御系１３の出力を制限する
構成でも良い。
【００３３】図２は、リミッタ２２の制御特性を示し、
速度制御系１９からの出力になる加速又は減速の電流指
令が下限値Ａ0以下ではその値Ａ0に制限する。これによ
り、コンバータ１１の電流の下限値が値Ａ0に制限され
る。
速度制御系１９からの出力になる加速又は減速の電流指
令が下限値Ａ0以下ではその値Ａ0に制限する。これによ
り、コンバータ１１の電流の下限値が値Ａ0に制限され
る。
【００３４】次に、転流位相角選択部２１Ａは、速度制
御系１９の速度制御出力の増減に応じた加速と減速を判
定してその運転モードを切り換える他に、設定器２３か
らの下限値Ａ0と速度制御出力を比較し、速度制御出力
が下限値Ａ0以下になるときに惰行モードに切り換え
る。
御系１９の速度制御出力の増減に応じた加速と減速を判
定してその運転モードを切り換える他に、設定器２３か
らの下限値Ａ0と速度制御出力を比較し、速度制御出力
が下限値Ａ0以下になるときに惰行モードに切り換え
る。
【００３５】図３は、転流位相角選択部２１Ａのモード
選択特性を示し、速度制御系１９からの出力に応じて加
速モード（転流位相角０）と減速モード（転流位相角
π）の切り換えを行ったＦＦインバータ１４の制御を行
い、下限値Ａ0以下になるときは惰行モード（転流位相
角π／２）に切り換え、推力を零にする。
選択特性を示し、速度制御系１９からの出力に応じて加
速モード（転流位相角０）と減速モード（転流位相角
π）の切り換えを行ったＦＦインバータ１４の制御を行
い、下限値Ａ0以下になるときは惰行モード（転流位相
角π／２）に切り換え、推力を零にする。
【００３６】したがって、本実施例の制御特性は、図４
に示すように、速度制御系１９からの速度指令出力が下
限値Ａ0以下にあるときは惰行モードで運転され、コン
バータ１１の出力は下限値Ａ0に応じた低い電流出力を
維持し、ＦＦインバータ１４はπ／２の転流位相角で運
転されて推力が零になる。
に示すように、速度制御系１９からの速度指令出力が下
限値Ａ0以下にあるときは惰行モードで運転され、コン
バータ１１の出力は下限値Ａ0に応じた低い電流出力を
維持し、ＦＦインバータ１４はπ／２の転流位相角で運
転されて推力が零になる。
【００３７】これにより、コンバータ１１の最小電流
は、下限値Ａ0に制限され、コンバータ１１の電流が小
さくなり過ぎてリップルによる電流遮断を起こすのを防
止でき、直流リアクトル１２による過電圧の発生を無く
すことができる。
は、下限値Ａ0に制限され、コンバータ１１の電流が小
さくなり過ぎてリップルによる電流遮断を起こすのを防
止でき、直流リアクトル１２による過電圧の発生を無く
すことができる。
【００３８】これに伴い、コンバータ１１の出力電流に
は比較的大きなリップル分が許容されることから、直流
リアクトル１２のインダクタンスを大きくすることを不
要にし、そのコスト・寸法・損失の点で有利となる。
は比較的大きなリップル分が許容されることから、直流
リアクトル１２のインダクタンスを大きくすることを不
要にし、そのコスト・寸法・損失の点で有利となる。
【００３９】また、インバータの運転に惰行モードを設
けることにより、コンバータを下限値に制限するも速度
制御範囲を零まで拡大した運転が可能となる。
けることにより、コンバータを下限値に制限するも速度
制御範囲を零まで拡大した運転が可能となる。
【００４０】図５は、転流位相角選択部２１Ａのモード
選択フローチャートを示す。転流位相角選択部２１Ａ
は、速度制御系１９の出力が加速（前回値よりも今回値
が増加）に有るか否かで加速の要否を判定し（ステップ
Ｓ１）、減速（前回値よりも今回値が減少）に有るか否
かで減速の要否を判定する（ステップＳ２）。
選択フローチャートを示す。転流位相角選択部２１Ａ
は、速度制御系１９の出力が加速（前回値よりも今回値
が増加）に有るか否かで加速の要否を判定し（ステップ
Ｓ１）、減速（前回値よりも今回値が減少）に有るか否
かで減速の要否を判定する（ステップＳ２）。
【００４１】ステップＳ１の判定で加速を必要とすると
き、現在の転流位相角が０かπ／２かπかの制御モード
を判定し（ステップＳ３）、加速側になる転流位相角０
ではそのままにして加速を続け、惰行になる転流位相角
π／２では加速側に変更（転流位相角０）して加速に切
り換える（ステップＳ４）。
き、現在の転流位相角が０かπ／２かπかの制御モード
を判定し（ステップＳ３）、加速側になる転流位相角０
ではそのままにして加速を続け、惰行になる転流位相角
π／２では加速側に変更（転流位相角０）して加速に切
り換える（ステップＳ４）。
【００４２】また、減速側になる転流位相角πでは転流
位相角π／２に変更して一旦惰行に切り換え（ステップ
Ｓ５）、次回の判定にも加速要では惰行モードから加速
モードに切り換える。
位相角π／２に変更して一旦惰行に切り換え（ステップ
Ｓ５）、次回の判定にも加速要では惰行モードから加速
モードに切り換える。
【００４３】同様に、ステップＳ２の判定で減速を必要
とするとき、現在の転流位相角が０かπ／２かπかの制
御モードを判定し（ステップＳ６）、減速側になる転流
位相角πではそのままにして減速を続け、惰行になる転
流位相角π／２では転流位相角πに変更して減速に切り
換える（ステップＳ７）。
とするとき、現在の転流位相角が０かπ／２かπかの制
御モードを判定し（ステップＳ６）、減速側になる転流
位相角πではそのままにして減速を続け、惰行になる転
流位相角π／２では転流位相角πに変更して減速に切り
換える（ステップＳ７）。
【００４４】また、加速側になる転流位相角０では転流
位相角π／２に変更して減速に切り換える（ステップＳ
５）。
位相角π／２に変更して減速に切り換える（ステップＳ
５）。
【００４５】従って、本実施例による速度制御は、以下
のようになる。
のようになる。
【００４６】（１）加速又は定速走行時は、転流位相角
を０ｒａｄにして最大推力になる転流とし、推力の調整
は電流制御で行う。
を０ｒａｄにして最大推力になる転流とし、推力の調整
は電流制御で行う。
【００４７】（２）加速し過ぎて減速しなければならな
いときには転流位相角をπ／２ｒａｄにして一旦惰行モ
ードで運転し、この惰行モードでは推力を零にして減速
をする。
いときには転流位相角をπ／２ｒａｄにして一旦惰行モ
ードで運転し、この惰行モードでは推力を零にして減速
をする。
【００４８】（３）この惰行モードでの減速でもさらに
減速を必要とするときに転流位相角をπｒａｄにして最
大制動力になる減速モードに切り換える。このときの制
動力の調整は電流制御で行う。
減速を必要とするときに転流位相角をπｒａｄにして最
大制動力になる減速モードに切り換える。このときの制
動力の調整は電流制御で行う。
【００４９】（４）減速し過ぎて加速しなければならな
いときには転流位相角をπ／２ｒａｄにして一旦惰行モ
ードで運転し、この惰行モードでは推力を零にして制動
力の低減、すなわち現状速度の維持をする。
いときには転流位相角をπ／２ｒａｄにして一旦惰行モ
ードで運転し、この惰行モードでは推力を零にして制動
力の低減、すなわち現状速度の維持をする。
【００５０】（５）この惰行モードでの現状速度の維持
でも加速を必要とするときに転流位相角を０ｒａｄにし
て最大推力になる加速モードに切り換える。この時の推
力の調整は電流制御で行う。
でも加速を必要とするときに転流位相角を０ｒａｄにし
て最大推力になる加速モードに切り換える。この時の推
力の調整は電流制御で行う。
【００５１】したがって、加速モードから減速モードへ
の切り換え、または減速モードから加速モードへの切り
換えには惰行モードを経由して行われ、コンバータ１１
の出力電流出力（モータ出力）に非線形部分が発生する
が、惰行モードを経由することでリニアモータにトルク
ショックが発生するのを緩和することができる。
の切り換え、または減速モードから加速モードへの切り
換えには惰行モードを経由して行われ、コンバータ１１
の出力電流出力（モータ出力）に非線形部分が発生する
が、惰行モードを経由することでリニアモータにトルク
ショックが発生するのを緩和することができる。
【００５２】なお、実施例において、加速と減速のモー
ドの切り換えは、先にコンバータの電流を下限値近くに
絞り込む減速又は加速制御を行い、この電流制御だけで
は不足する加速又は減速を必要とするときに転流位相角
選択部２１Ａが惰行モードを経由してモードを切り換え
るのが好ましい。これにより、モード切り換えによる加
速又は減速は電流を下限値から増加させる変化になり、
モード切り換えに電流の急激な変化を無くして滑らかな
速度制御を得ることができる。
ドの切り換えは、先にコンバータの電流を下限値近くに
絞り込む減速又は加速制御を行い、この電流制御だけで
は不足する加速又は減速を必要とするときに転流位相角
選択部２１Ａが惰行モードを経由してモードを切り換え
るのが好ましい。これにより、モード切り換えによる加
速又は減速は電流を下限値から増加させる変化になり、
モード切り換えに電流の急激な変化を無くして滑らかな
速度制御を得ることができる。
【００５３】また、実速度が設定速度に近づいている
か、離れているかによって加速モード又は減速モードの
切り換えを制限するのが好ましい。この場合は、加速と
減速の切り換えの頻度を少なくし、速度制御を一層滑ら
かにすることができる。
か、離れているかによって加速モード又は減速モードの
切り換えを制限するのが好ましい。この場合は、加速と
減速の切り換えの頻度を少なくし、速度制御を一層滑ら
かにすることができる。
【００５４】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、直流リ
ニアモータを推力専用とし、コンバータの通電電流の制
御により推力を制御する速度制御方式において、電流制
御系の下限値をリミッタで制限するため、コンバータの
出力電流を絞ったときにリップルによる電流遮断を無く
し、過電圧発生を防止することができる。
ニアモータを推力専用とし、コンバータの通電電流の制
御により推力を制御する速度制御方式において、電流制
御系の下限値をリミッタで制限するため、コンバータの
出力電流を絞ったときにリップルによる電流遮断を無く
し、過電圧発生を防止することができる。
【００５５】また、コンバータの電流を下限値に制限
し、インバータの運転に惰行モードを設けることによ
り、速度制御範囲を零まで拡大しながら直流リアクトル
のインダクタンスを比較的小さくしてその小形化を図る
ことができる。
し、インバータの運転に惰行モードを設けることによ
り、速度制御範囲を零まで拡大しながら直流リアクトル
のインダクタンスを比較的小さくしてその小形化を図る
ことができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図。
【図２】実施例におけるコンバータの電流制限特性図。
【図３】実施例におけるインバータの転流位相角特性
図。
図。
【図４】実施例におけるリニアモータの出力特性図。
【図５】実施例における転流位相角選択部のフローチャ
ート。
ート。
【図６】直流リニアモータの基本構成図。
【図７】界磁位置と推力の関係図。
【図８】転流位相角と推力の関係図。
【図９】従来のブロック図。
【図１０】直流リニアモータの変形例。
【図１１】他の従来例のブロック図。
１、１５…電機子コイル ２、１１…コンバータ ３…ＦＦインバータ ４、１６…界磁電磁石 １３…電流制御系 １４…インバータ １７…位置検出器 １８…速度検出器 １９…速度制御系 ２１、２１Ａ…転流位相角選択部 ２２…リミッタ ２３…設定器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−351275（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−125990（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/00 B60L 13/03
Claims (1)
- 【請求項１】 地上側に配置した電機子コイルと、移動
体に設けられ前記電機子コイルの電流によって推力を発
生する界磁磁石と、直流電流を制御できる電流制御系を
持つコンバータと、このコンバータの出力電流を前記界
磁磁石の位置に応じて電機子コイルの各相に転流するイ
ンバータとを備えた直流リニアモータにおいて、 前記移動体の速度設定値と速度検出値の偏差に応じた速
度制御出力を得る速度制御系と、 前記速度制御出力を電流指令としかつ下限値を制限する
リミッタを有して前記コンバータの出力電流を制御する
電流制御系と、 前記速度制御出力の増減方向から判定する加速と減速に
応じて前記インバータの転流位相角を電気角零の加速モ
ードと電気角πの減速モードを電気角π／２の惰行モー
ドを経由して切り換えかつ前記電流制御系を供給と回生
に切り換える転流位相角選択部とを備えたことを特徴と
する直流リニアモータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7169415A JP2988853B2 (ja) | 1995-07-05 | 1995-07-05 | 直流リニアモータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7169415A JP2988853B2 (ja) | 1995-07-05 | 1995-07-05 | 直流リニアモータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0923677A JPH0923677A (ja) | 1997-01-21 |
| JP2988853B2 true JP2988853B2 (ja) | 1999-12-13 |
Family
ID=15886179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7169415A Expired - Fee Related JP2988853B2 (ja) | 1995-07-05 | 1995-07-05 | 直流リニアモータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2988853B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4114697B2 (ja) * | 2006-06-23 | 2008-07-09 | ダイキン工業株式会社 | インバータ制御方法 |
| US9350283B2 (en) | 2011-11-30 | 2016-05-24 | Mitsubishi Electric Corporation | Inverter device for electric vehicle |
-
1995
- 1995-07-05 JP JP7169415A patent/JP2988853B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0923677A (ja) | 1997-01-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |