JP2622325B2 - 高周波電源装置 - Google Patents
高周波電源装置Info
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Description
簡素化と力率改善に関し、さらに詳細には、アクティブ
フィルタ回路(本発明においては能動素子を用いたフィ
ルタ回路という広義の意味)のスイッチング電源を出力
スイッチング回路の直列接続の2個のスイッチングトラ
ンジスタ間の出力ライン(負荷側)から戻して2つの正
負スイッチング電源をつくる構成とすることにより高周
波電源装置の簡素化、低コスト化を図りつつ力率を改善
した高周波電源装置に関するものである。
路例を図5〜図8を基に説明する。
・平滑回路であり、歴史的に多く使用されてきたもので
あるが、力率が悪く省エネルギーの観点から改善要請が
高まっている。
Hz)1は本回路の入力(Vin)となり、2は整流回
路、3は平滑回路であり、ダイオードD1にて正極側を
整流し電解コンデンサC1を充電する。また、ダイオー
ドD2にて負極側を整流し電解コンデンサC2を充電す
る。このため、出力電圧Vo他各電圧・電流が図5
(B)に示す波形となり、半サイクル毎に正負の入力電
流Iinが少ない流通角αで流入する。
される機会が多いが、流通角αが狭いが故に力率は50
〜70%程度となり皮相電力が大きく電送経路の電力損
失が無視できないという問題を含んでいる。
ンプット型が使用されてきたが、チョーク自体が大き
く、コスト、重量、スペースの点から敬遠され、最近で
は殆ど使用されない状況にある。(図省略)次に、図6
(A)に示す電流補償型整流・平滑回路の場合は、ブリ
ッジ整流回路4のダイオードD1〜D4にて両波整流さ
れ、平滑・電流補償回路5で電解コンデンサC1からダ
イオードD6、コイルL1、電解コンデンサC2の経路
にてC1,C2がt1期間充電される(図6(B)参
照)。この際電解コンデンサC1,C2は同一容量とす
ることが必要条件となる。
ピーク値の50%に達した時点で電解コンデンサC1お
よびC2に蓄積された電荷が電解コンデンサC1から負
荷、ダイオードD5、および電解コンデンサC2からダ
イオードD7、負荷の各々の経路を通って並列に負荷に
電力をt2期間供給することとなる(図6(B)参
照)。
回路の場合は交流電圧ピーク値の50%までの期間t1
内で入力電流Iinが流入し、図6(B)のようにコン
デンサ入力型倍電圧整流回路の場合に比較して流通角α
が拡大する結果となり、力率が改善される。
である。しかし、出力電圧が必然的に決定されるため
(最小値がピーク値の50%)、高い電圧を要する場合
には別途昇圧する必要があるという欠点を有している。
さらに回路の構成上、電解コンデンサC1、C2の充電
電圧は最大Voの半分なので倍電圧整流回路の適用には
無理がある点も使用範囲を狭める要因となっている。
(昇圧形)の場合は、基本的には力率100%を目指し
たものであり、流入する電流Iinが入力電圧Vinに
比例するように制御回路6でアクティブフィルタ回路7
のスイッチング動作を制御し、図7(B)に示すように
高周波スイッチングされた入力電流8(Ir)の平均値
(入力平均電流9)が整流電圧10(Vi)に比例する
ようにしている。
全に近いものの(理論的には100%)、図7(A)よ
り明らかなようにアクティブフィルタ回路はコイルL
1、ダイオードD5、スイッチングトランジスタQ1、
平滑コンデンサC1から構成され、スイッチング制御回
路6も複雑となってコスト高となる。したがって前記方
式は大電力用大型電源の適用例が散見される程度であ
る。最近ではアクティブフィルタの制御回路6をIC化
した製品が市販されているが高価である。
いて詳述すれば、ライン電圧、ライン電流の瞬時値を検
出し、ラインに直列に挿入されたチョークコイルL1、
およびトランジスタQ1のスイッチにより、スイッチン
グの1サイクル内での実効値(ΔV/ΔI=R)が一定
となるように制御するものである。なおスイッチング周
波数は数10kHz以上に選定されるのが一般的であ
る。また、制御方式は可変周波数方式、パルス幅制御方
式等があり、用途に適した方式が選定される。
して電力Voを該回路に接続された出力スイッチング回
路(所謂インバータ回路)に供給し該出力スイッチング
回路と共に高周波電源を構成する。
ブフィルタ回路を適用した高周波電源回路の回路例であ
る。この際、Q1のスイッチングによりL1およびAC
ラインに流れる電流はそれぞれ(B)、(C)のように
なる。図から判るようにスイッチング制御回路として2
つ必要であって全体の回路構成は複雑で且つコスト高と
なるのは避けられない。
に充電するためのスイッチング回路をインバータ回路の
出力スイッチングトランジスタと共用させ、制御回路を
一つにした構成の高周波電源装置も考案されている。
チョークコイルを直列接続し、該チョークコイルの出力
(電流ライン)をインバータ回路のスイッチングトラン
ジスタでスイッチングして昇圧し、コンデンサを充電す
るのである。
生する高調波に起因する電源ラインの波形歪が問題視さ
れているが、この波形歪が大きくなると同じ電源ライン
に接続される電子機器や電力供給源としての変電所機器
に誤動作や破損を引き起こすことがある(高調波妨
害)。
粋な抵抗またはインダクタ、キャパシタのみで構成され
る場合には、電源ライン電圧と電流の位相差に応じ力率
が低下するので、無効電流が増加するもののライン電圧
を歪ませることはない。しかしながら、多くの機器で直
流化されるようになった現在、ダイオードとコンデンサ
で構成される整流回路は、電源ラインに対して非線形負
荷として作用し、電源ラインに流れる電流のピーク値は
平均電流の5〜10倍も流れて電源ラインに著しい歪を
生じさせ、高調波妨害の問題が顕現する。したがって該
高調波歪を低減させるためには入力電圧波形(正弦波)
と入力電流波形を比例させること、即ち力率を高くする
必要がある。
(図5、図6)における力率の改善は満足できる状態で
はなく、力率の悪さは上記高調波歪の他に無効電力が大
きく電送路での損失増大を招き、また電源スイッチやコ
ネクタの負荷が増大して信頼性を損なう要因の一つにも
なっている。
(図7)を用いて力率の向上を図ると、(1)入力電流
の減少、(2)入力電圧の広範囲化、(3)入力配線に
よる電圧降下減少、(4)高調波電流の減少、(5)入
力平滑コンデンサのリップル減少等の改善ができる。
路は複雑であり、集積化されたIC製品が市販されては
いるものの高価であって、例えば蛍光灯用電源装置のよ
うなコスト低減の要請が厳しい高周波電源装置について
は単に電源装置の整流・平滑回路としてアクティブフィ
ルタ回路を採用することは難しいのが現状であった。
サに充電するためのスイッチングをインバータ回路の出
力スイッチング回路と共用させて制御回路を一つにした
構成の改良型もコスト面では多少の改善が見られるが、
基本的にチョークコイルを電流ラインに直列接続した昇
圧型のアクティブフィルタ回路である点は従来と変わら
ず、高周波蛍光灯点灯装置のような低コスト化の要請が
厳しい分野では未だコスト面で問題がある。
・平滑回路において、コンデンサ入力型は簡易であるが
力率が悪い点、電流補償型は力率はかなり改善されるも
のの回路構成的に出力電圧が低く昇圧の必要がある点お
よび倍電圧整流が適用出来ない点、アクティブフィルタ
方式は力率は理想的であるが回路が複雑で高コストにな
る点で各々問題があった。
あり、アクティブフィルタ回路の高力率の利点を生かし
つつ回路の簡素化を図りコストを抑え高周波蛍光灯点灯
装置の低コスト化にも対応できる高周波電源装置を提供
するものである。
を入力とし、整流回路と、平滑回路と、トランジスタの
スイッチング制御によるアクティブフィルタ回路と、直
列接続された2個の出力トランジスタを有する出力スイ
ッチング回路と、を備えた高周波電源装置において、前
記平滑回路に正側・負側用の小容量コンデンサ(C1、
C2)を直列接続し、正側・負側用の大容量コンデンサ
(C3、C4)を直列接続してその中点と前記小容量コ
ンデンサ(C1、C2)の中点とを接続するとともに、
正側の大容量コンデンサ(C3)の正極側と平滑回路の
正側とをダイオード(D3)を介して接続し、且つ負側
の大容量コンデンサ(C4)の負極側と平滑回路の負側
とをダイオード(D4)を介して接続し、前記正側の大
容量コンデンサ(C3)の正極側と、直列接続された2
個の出力トランジスタ(Q1、Q2)を有する出力スイ
ッチング回路の出力との間にダイオード(D5)とチョ
ークコイル(L1)を直列接続し、前記負側の大容量コ
ンデンサ(C4)の負極側と、前記出力スイッチング回
路の出力との間にチョークコイル(L2)とダイオード
(D6)とを直列接続した構成と為し、平滑回路の正側
に接続された出力トランジスタ(Q1)のオンによって
正側の大容量コンデンサ(C3)が充電され、平滑回路
の負側に接続された出力トランジスタ(Q2)のオンに
よって負側の大容量コンデンサ(C4)が充電されるよ
うにして、アクティブフィルタ回路の正負2つのスイッ
チング電源を出力スイッチング回路の出力ラインから供
給されることを特徴とする高周波電源装置、を提供する
ことにより、上記目的を達成するものである。
列接続された2個の出力トランジスタを有する出力スイ
ッチング回路の出力ライン(換言すれば負荷側)から高
周波電力を一部戻してチョークコイルを介して2個のコ
ンデンサに充電させることでアクティブフィルタ回路の
正負のスイッチング電源とする。
クティブフィルタ回路と高周波出力スイッチング回路を
一体として制御するので制御回路が1つで済む。
れた2個のスイッチングトランジスタを同等に利用する
のでスイッチングトランジスタに過度の負担を掛けな
い。即ち比較的小さな能力で済み安価なトランジスタを
使用できコスト低減に資する。
一般的なAC電源ラインからチョークコイルを経由して
コンデンサを充電する昇圧型でなく、100%力率とは
ならないが、93%程度は達成され、充分蛍光灯点灯装
置等の高周波電源装置として利用できる。
クコイルやダイオードの部品点数の小数化に対応するこ
とができ、低コスト化が図れる。
の実施例を図1を基に詳述する。
路例であり、商用電源1を入力としてノイズフィルタ1
5、コンデンサ入力型倍電圧整流回路(整流・平滑回
路)16、アクティブフィルタ回路および出力スイッチ
ング回路17から構成される。
説明すると、ダイオードD1により整流された入力電圧
は小容量コンデンサC1(フィルムコンデンサ)を充電
する。
への充電は出力トランジスタQ1、ダイオードD5、チ
ョークコイルL1への経路を通して行われる。但し、C
3の電圧Ec3がC1の電圧Ec1より低い間のみ充電
される。
Q1のオン時間に比例し、インダクタL1のインダクタ
ンスに反比例する関係にあり、次式が成り立つ。
I11の最大値、EonはQ1およびD5のオン電圧
(電圧ロス)である。
サC1には電源電圧(半波)に近い位相で、ほぼ同電位
まで瞬時に充電されることになるが、大容量コンデンサ
C3への充電はQ1がオンしている期間のみとなるので
瞬間的なEc3の電位上昇はない(昇圧型ではない)。
れ、Ec3は徐々に上昇していく。
さくなり、充電は減少して負荷に流れる出力電流に応じ
た電圧(Ec1−Ec3)で安定することとなる。
件で流れ、Ec3の電位の高低により入力電流の流通角
が決定される。よって力率はEc3がEc1に近付くほ
ど悪くなる。
す。図2において(A)はEc1〜Ec4の電圧波形、
(B)は図1中の各部の電流波形である。
がEc1より高い場合にのみオンし、低い場合にはオフ
となりオン時のみC3の電荷を負荷に供給する。ダイオ
ードD5はQ1がオンの時にC3への充電電流を流し、
Q2がオンの時にC3の電荷を放電させない為のスイッ
チとして動作する。
がオフした直後の逆電流路であり、所謂フライホイール
ダイオード(転流ダイオード)である。
とおり、T1の期間はC1の電荷を、T2の期間はC3
の電荷を利用して連続した電流を供給することとなる。
であったが、負極性の場合についても全く同様に説明さ
れる。
デンサC2を充電する。
への充電(充電電流I12)は、トランジスタQ2、ダ
イオードD6、チョークコイルL2の経路を通して行わ
れる。但し、C4の電圧Ec4がC2の電圧Ec2より
低い間のみ充電される。
ルタ回路において正負2つのスイッチング電源がインバ
ータ回路の出力トランジスタのスイッチングを利用して
出力ラインから供給される。つまり負荷側の高周波電力
の一部を戻してつくられるのである。
有する蛍光灯を負荷とする蛍光灯インバータ装置を例に
力率等の特性改善効果について述べる。
1〜FL5および限流コイルL1〜L5、共振コンデン
サC1〜C5で構成されている複数組の蛍光灯から成る
負荷を本発明に係わる高周波電源回路(図1)に付加し
た場合の入力電力、入力皮相電力、入力ピーク電流、力
率についての測定データ表1に示す。
力型倍電圧整流回路と出力スイッチング回路を組み合わ
せた高周波電源装置の同負荷条件における特性データを
比較のため表1に併記する。
ある。
ーク値で約46%の減少、皮相電力で25%の減少、力
率で約20%の上昇となり、大幅な改善効果が確認され
た。
あった突入防止回路18もスイッチオン時の流入電流を
決定づける平滑回路コンデンサ容量が小さくなっている
ので削除可能となり突入防止回路部品の削減のみなら
ず、本回路の安全上の課題への配慮が不要となる(図4
比較参照)。
2とダイオードD5、D6の直列接続は位置を取り替え
ると、チョークコイルL1、L2を1個で共用させるこ
とができることは言うまでもない。
のように構成されているため、以下に記載するような効
果を有する。
を有する高周波電源が簡単な回路構成で実現され、低コ
スト化の要請が厳しい高周波蛍光灯点灯装置に適すると
いう優れた効果を有する。
歪が減少するという優れた効果を有する。
る。
(B)は電流波形である。
する高周波電源装置である。
・平滑回路図、(B)は同電圧・電流波形である。
図、(B)は同電圧・電流波形である。
(B)は入力電流波形である。
する高周波電源装置の回路図、(B)はチョークコイル
L1に流れる電流、(C)はACライン電流である。
サ D1〜D7 ダイオード L1、L2、・・ チョークコイル Q1〜Q3 スイッチングトランジスタ Vo 出力電圧 Vin 入力電圧 Iin 入力電流 α 流通角 1 商用電源(50/60Hz) 2 整流回路 3 平滑回路 4 ブリッジ整流回路 5 平滑・電流補償回路 6 制御回路 7 アクティブフィルタ回路 8 スイッチング入力電流(Ir) 9 入力平均電流 10 整流電流 11 アクティブフィルタ回路 12 出力スイッチング回路 13 ACライン電流 14 平均電流 T 正の半サイクル 15 ノイズフィルタ回路 16 コンデンサ入力型倍電圧整流回路 17 アクティブフィルタ回路および出力スイッチン
グ回路 18 突入防止回路
Claims (1)
- 【請求項1】 商用交流電源を入力とし、整流回路と、
平滑回路と、トランジスタのスイッチング制御によるア
クティブフィルタ回路と、直列接続された2個の出力ト
ランジスタを有する出力スイッチング回路と、を備えた
高周波電源装置において、 前記平滑回路に正側・負側用の小容量コンデンサ(C
1、C2)を直列接続し、正側・負側用の大容量コンデ
ンサ(C3、C4)を直列接続してその中点と前記小容
量コンデンサ(C1、C2)の中点とを接続するととも
に、正側の大容量コンデンサ(C3)の正極側と平滑回
路の正側とをダイオード(D3)を介して接続し、且つ
負側の大容量コンデンサ(C4)の負極側と平滑回路の
負側とをダイオード(D4)を介して接続し、 前記正側の大容量コンデンサ(C3)の正極側と、直列
接続された2個の出力トランジスタ(Q1、Q2)を有
する出力スイッチング回路の出力との間にダイオード
(D5)とチョークコイル(L1)を直列接続し、 前記負側の大容量コンデンサ(C4)の負極側と、前記
出力スイッチング回路の出力との間にチョークコイル
(L2)とダイオード(D6)とを直列接続した構成と
為し、 平滑回路の正側に接続された出力トランジスタ(Q1)
のオンによって正側の大容量コンデンサ(C3)が充電
され、平滑回路の負側に接続された出力トランジスタ
(Q2)のオンによって負側の大容量コンデンサ(C
4)が充電されるようにして、アクティブフィルタ回路
の正負2つのスイッチング電源を出力スイッチング回路
の出力ラインから供給されることを特徴とする高周波電
源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4124823A JP2622325B2 (ja) | 1992-05-18 | 1992-05-18 | 高周波電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4124823A JP2622325B2 (ja) | 1992-05-18 | 1992-05-18 | 高周波電源装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0630565A JPH0630565A (ja) | 1994-02-04 |
JP2622325B2 true JP2622325B2 (ja) | 1997-06-18 |
Family
ID=14894993
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4124823A Expired - Lifetime JP2622325B2 (ja) | 1992-05-18 | 1992-05-18 | 高周波電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2622325B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1165697C (zh) | 1996-12-16 | 2004-09-08 | 株式会社理光 | 密封垫的唇部翻卷复原方法 |
EP2669404A1 (en) * | 2012-05-31 | 2013-12-04 | Enersaver UG | Method and system for enhancing operation and efficiency of an AC circuit |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS531819A (en) * | 1976-06-29 | 1978-01-10 | Sansui Electric Co | Power supply |
JPS60134776A (ja) * | 1983-12-23 | 1985-07-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
-
1992
- 1992-05-18 JP JP4124823A patent/JP2622325B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS531819A (en) * | 1976-06-29 | 1978-01-10 | Sansui Electric Co | Power supply |
JPS60134776A (ja) * | 1983-12-23 | 1985-07-18 | Matsushita Electric Works Ltd | 電源装置 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0630565A (ja) | 1994-02-04 |
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