JP2970907B2 - Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 - Google Patents
Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置Info
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- G10H—ELECTROPHONIC MUSICAL INSTRUMENTS; INSTRUMENTS IN WHICH THE TONES ARE GENERATED BY ELECTROMECHANICAL MEANS OR ELECTRONIC GENERATORS, OR IN WHICH THE TONES ARE SYNTHESISED FROM A DATA STORE
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- G10H2250/00—Aspects of algorithms or signal processing methods without intrinsic musical character, yet specifically adapted for or used in electrophonic musical processing
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はPCMにおけるアナログ信号合成装置、特に波
形メモリから多チャンネル分のPCMデータを読み出して
アナログ信号を合成するアナログ信号合成装置に関す
る。
形メモリから多チャンネル分のPCMデータを読み出して
アナログ信号を合成するアナログ信号合成装置に関す
る。
［従来の技術］ 背景技術 PCMは、ノイズに対して非常に強く、隣接チャンネル
との干渉にも強いなどの優れた特徴を有することから、
今日、例えばシンセサイザー、音楽用のコンパクトディ
スク装置、PCM通信方式およびその他の用途に幅広く用
いられている。
との干渉にも強いなどの優れた特徴を有することから、
今日、例えばシンセサイザー、音楽用のコンパクトディ
スク装置、PCM通信方式およびその他の用途に幅広く用
いられている。
第８図には、PCMの原理が示されている。例えば、音
声などのアナログ信号をPCM信号に変換する場合には、
まず第８図（Ａ）に示すように、アナログ信号100を所
定のサンプリング周波数で標本化し、第８図（Ｂ）に示
すようなPAM波を得る。そして、このようなPAM波に量子
化、符号化処理を施しPCMデータを得る。
声などのアナログ信号をPCM信号に変換する場合には、
まず第８図（Ａ）に示すように、アナログ信号100を所
定のサンプリング周波数で標本化し、第８図（Ｂ）に示
すようなPAM波を得る。そして、このようなPAM波に量子
化、符号化処理を施しPCMデータを得る。
また、このようにして得られたPCMデータをアナログ
信号に再変換する場合には、まずPCMデータを復号化
し、第８図（Ｂ）に示すようなPAM波を得る。そして、
これをローパスフィルタを通すことにより、原アナログ
波形の信号波が再現される。
信号に再変換する場合には、まずPCMデータを復号化
し、第８図（Ｂ）に示すようなPAM波を得る。そして、
これをローパスフィルタを通すことにより、原アナログ
波形の信号波が再現される。
ところで、アナログ信号をfsの周波数でサンプリング
すると、第９図に示すような波形スペクトラムとなる。
ここにおいて、斜線部分は原アナログ信号のスペクトラ
ムである。また、このようなサンプリングを行うと、そ
のサンプリング周波数の整数倍、すなわちfs、2fs、3
fs、…を中心に複数の折り返しノイズが発生する。この
折り返しノイズは、サンプリング周波数fsが低いと、現
信号の波形スペクトラムと重なり合ってしまうため、原
アナログ信号を忠実に再生することが不可能となる。
すると、第９図に示すような波形スペクトラムとなる。
ここにおいて、斜線部分は原アナログ信号のスペクトラ
ムである。また、このようなサンプリングを行うと、そ
のサンプリング周波数の整数倍、すなわちfs、2fs、3
fs、…を中心に複数の折り返しノイズが発生する。この
折り返しノイズは、サンプリング周波数fsが低いと、現
信号の波形スペクトラムと重なり合ってしまうため、原
アナログ信号を忠実に再生することが不可能となる。
しかし、サンプリング周波数fsを高くすると、取扱う
データ量が増え、データ処理が極めて繁雑なものとなっ
てしまう。
データ量が増え、データ処理が極めて繁雑なものとなっ
てしまう。
従って、原アナログ信号を忠実に再生し、しかも取扱
うデータ量を最小限に抑えるためには、折返しノイズが
原信号と混ざらない範囲で、サンプリング周波数をでき
るだけ小さな値に設定してやることが必要とされる。
うデータ量を最小限に抑えるためには、折返しノイズが
原信号と混ざらない範囲で、サンプリング周波数をでき
るだけ小さな値に設定してやることが必要とされる。
サンプリング定理によれば、原アナログ信号の波形ス
ペクトラムと折り返しノイズとが混ざらないようにする
ためには、サンプリング周波数を原アナログ信号の最高
の周波数の２倍以上に設定すれば良いことが知られてい
る。従って、サンプリング周波数を、対象とするアナロ
グ信号の最高周波数の２倍に設定すれば、取扱うデータ
量を最小限に抑え、原アナログ信号を忠実に再生するこ
とが可能となる。
ペクトラムと折り返しノイズとが混ざらないようにする
ためには、サンプリング周波数を原アナログ信号の最高
の周波数の２倍以上に設定すれば良いことが知られてい
る。従って、サンプリング周波数を、対象とするアナロ
グ信号の最高周波数の２倍に設定すれば、取扱うデータ
量を最小限に抑え、原アナログ信号を忠実に再生するこ
とが可能となる。
第10図には、このようなPCM技術を利用したアナログ
信号合成装置の一例が示されている。
信号合成装置の一例が示されている。
この装置は、複数のアナログ信号を、異なるサンプリ
ング周波数でサンプリングされたPCMデータとして記憶
した波形メモリ10を含む。そして、この波形メモリ10か
ら、３チャンネル分のPCMデータを読み出してアナログ
信号を合成出力するよう形成されている。
ング周波数でサンプリングされたPCMデータとして記憶
した波形メモリ10を含む。そして、この波形メモリ10か
ら、３チャンネル分のPCMデータを読み出してアナログ
信号を合成出力するよう形成されている。
例えば、このアナログ信号合成装置を用いて、複数の
楽器の合成音を出力しようとする場合には、対象とする
複数種類の楽器、例えばギター、ドラム、ベースの各音
声アナログ信号を、その周波数に対応した周波数fs1、f
s2、fs3でサンプリングされたPCMデータとして波形メモ
リ10へ予め記憶する。
楽器の合成音を出力しようとする場合には、対象とする
複数種類の楽器、例えばギター、ドラム、ベースの各音
声アナログ信号を、その周波数に対応した周波数fs1、f
s2、fs3でサンプリングされたPCMデータとして波形メモ
リ10へ予め記憶する。
そして、この波形メモリ10からは、チャンネル１、チ
ャンネル２、チャンネル３を介して、サンプリング周波
数fs1、fs2、fs3の各PCMデータが読み出され、D/Aコン
バータ12−１、12−２、12−３を介してアナログ信号に
変換され、ローパスフィルタ14−１、14−２、14−３へ
入力される。そして、入力された各アナログ信号は、フ
ィルタ14−１、14−２、14−３により折り返しノイズが
除去された後、アンプ16−１、16−２、16−３を介して
ミキサー18へ向け出力される。そして、ミキサー18は、
各チャンネルを介して入力された３チャンネル分のアナ
ログ信号をミキシングし、３種類のアナログ信号の合成
アナログ信号、例えばギター、ドラム、ベースの各楽器
の合成アナログ音を出力している。
ャンネル２、チャンネル３を介して、サンプリング周波
数fs1、fs2、fs3の各PCMデータが読み出され、D/Aコン
バータ12−１、12−２、12−３を介してアナログ信号に
変換され、ローパスフィルタ14−１、14−２、14−３へ
入力される。そして、入力された各アナログ信号は、フ
ィルタ14−１、14−２、14−３により折り返しノイズが
除去された後、アンプ16−１、16−２、16−３を介して
ミキサー18へ向け出力される。そして、ミキサー18は、
各チャンネルを介して入力された３チャンネル分のアナ
ログ信号をミキシングし、３種類のアナログ信号の合成
アナログ信号、例えばギター、ドラム、ベースの各楽器
の合成アナログ音を出力している。
［発明が解決しようとする問題点］ ところで、ローパスフィルタ14を用いて、PCMデータ
に含まれる折り返しノイズを除去するためには、各ロー
パスフィルタ14−１、14−２、14−３のカットオフ周波
数fcを、第11図（Ａ）に示すように、サンプリング周波
数fsの２分の１に設定してやることが必要とされる。こ
れは、例えば同図（Ｂ）に示すように、カットオフ周波
数fcが（1/2）fsより大きくなると、折り返しノイズの
一部を除去することができず、この部分がノイズとして
再生されてしまうからである。
に含まれる折り返しノイズを除去するためには、各ロー
パスフィルタ14−１、14−２、14−３のカットオフ周波
数fcを、第11図（Ａ）に示すように、サンプリング周波
数fsの２分の１に設定してやることが必要とされる。こ
れは、例えば同図（Ｂ）に示すように、カットオフ周波
数fcが（1/2）fsより大きくなると、折り返しノイズの
一部を除去することができず、この部分がノイズとして
再生されてしまうからである。
しかし、CH1、CH2、CH3の各チャンネルを介して読み
出されるPCMデータは、その各サンプリング周波数が
fs1、fs2、fs3とそれぞれ異なる。このため、これら各
チャンネルに対応して設けられたローパスフィルタ14−
１、14−２、14−３は、そのカットオフ周波数fc1、
fc2、fc3がそれぞれ異なる値に設定されなければならな
いという問題があった。
出されるPCMデータは、その各サンプリング周波数が
fs1、fs2、fs3とそれぞれ異なる。このため、これら各
チャンネルに対応して設けられたローパスフィルタ14−
１、14−２、14−３は、そのカットオフ周波数fc1、
fc2、fc3がそれぞれ異なる値に設定されなければならな
いという問題があった。
特に、そのような装置は、波形メモリ10から読み出さ
れる各PCMデータのサンプリング周波数とローパスフィ
ルタ14のカットオフ周波数fcとが１対１に対応してい
る。このため、各チャンネルが汎用性に乏しく、例えば
CH1からはギター、CH2からはドラム、CH3からはベース
という特定のPCMデータしか読出すことができないとい
う問題があった。
れる各PCMデータのサンプリング周波数とローパスフィ
ルタ14のカットオフ周波数fcとが１対１に対応してい
る。このため、各チャンネルが汎用性に乏しく、例えば
CH1からはギター、CH2からはドラム、CH3からはベース
という特定のPCMデータしか読出すことができないとい
う問題があった。
従って、波形メモリ10から例えば10種類、20種類とい
った多種類のPCMデータを読み出そうとする場合には、P
CMデータの種類と同じ数のチャンネルを設けなければな
らず、装置全体の構成が複雑かつ高価なものとなってし
まうという問題があった。
った多種類のPCMデータを読み出そうとする場合には、P
CMデータの種類と同じ数のチャンネルを設けなければな
らず、装置全体の構成が複雑かつ高価なものとなってし
まうという問題があった。
本発明は、このような課題に鑑みなされたものであ
り、その目的は、各チャンネルのPCMデータに含まれる
折り返しノイズの除去を共通のローパスフィルタを用い
て行うPCMにおけるアナログ信号合成装置を提供するこ
とにある。
り、その目的は、各チャンネルのPCMデータに含まれる
折り返しノイズの除去を共通のローパスフィルタを用い
て行うPCMにおけるアナログ信号合成装置を提供するこ
とにある。
［問題点を解決するための手段］ 複数のチャンネルを介して読み出される複数のPCMデ
ータからアナログ信号を合成するPCMにおけるアナログ
信号合成装置において、 複数のチャンネルが割り当てられた波形メモリであっ
て、複数のチャンネル数より多い数の複数のアナログ信
号を、異なるサンプリング周波数でサンプリングされた
PCMデータとして記憶し、かつ任意のチャンネルから読
み出し可能にPCMデータが記憶された波形メモリと、 波形メモリに記憶されている複数のPCMデータを任意
に組み合わせて、各チャンネルを介して読み出す手段
と、 波形メモリから読み出される各チャンネルのPCMデー
タのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせるオー
バーサンプリング手段と、 オーバーサンプリング処理された各チャンネルのPCM
データを加算する手段と、 加算されたデータをアナログ信号に変換するDA変換手
段と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づき
カットオフ周波数が設定され、合成されたアナログ信号
からPCMデータに含まれる折り返しノイズを除去するロ
ーパスフィルタと、 を含むことを特徴とする。
ータからアナログ信号を合成するPCMにおけるアナログ
信号合成装置において、 複数のチャンネルが割り当てられた波形メモリであっ
て、複数のチャンネル数より多い数の複数のアナログ信
号を、異なるサンプリング周波数でサンプリングされた
PCMデータとして記憶し、かつ任意のチャンネルから読
み出し可能にPCMデータが記憶された波形メモリと、 波形メモリに記憶されている複数のPCMデータを任意
に組み合わせて、各チャンネルを介して読み出す手段
と、 波形メモリから読み出される各チャンネルのPCMデー
タのサンプリング周波数を高周波側にシフトさせるオー
バーサンプリング手段と、 オーバーサンプリング処理された各チャンネルのPCM
データを加算する手段と、 加算されたデータをアナログ信号に変換するDA変換手
段と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づき
カットオフ周波数が設定され、合成されたアナログ信号
からPCMデータに含まれる折り返しノイズを除去するロ
ーパスフィルタと、 を含むことを特徴とする。
本発明において、 読み出す手段は、複数のPCMデータをタイムシェアリ
ングにより波形メモリから順次読み出し、 オーバーサンプリング手段は、タイムシェアリングに
より順次読み出されたPCMデータを順次オーバーサンプ
リングし、 加算する手段は、オーバーサンプリングされた各PCM
データを、複数のチャンネル数分累算してその累算値を
出力する、のが好ましい。
ングにより波形メモリから順次読み出し、 オーバーサンプリング手段は、タイムシェアリングに
より順次読み出されたPCMデータを順次オーバーサンプ
リングし、 加算する手段は、オーバーサンプリングされた各PCM
データを、複数のチャンネル数分累算してその累算値を
出力する、のが好ましい。
本発明において、 オーバーサンプリング手段は、波形メモリから読み出
される各チャンネルのPCMデータを、ｎ次補完（但し、
ｎは整数）し、各PCMデータのサンプリング周波数を高
周波側にシフトさせるよう形成されるのが好ましい。
される各チャンネルのPCMデータを、ｎ次補完（但し、
ｎは整数）し、各PCMデータのサンプリング周波数を高
周波側にシフトさせるよう形成されるのが好ましい。
本発明は以上の構成からなり、次にその作用を説明す
る。
る。
本発明の装置では、波形メモリ内に、複数のアナログ
信号が、異なるサンプリング周波数でサンプリングされ
たPCMデータとして記憶されている。
信号が、異なるサンプリング周波数でサンプリングされ
たPCMデータとして記憶されている。
そして、この波形メモリから、各チャンネルのPCMデ
ータが読み出されると、読み出されたPCMデータは、オ
ーバーサンプリング処理される。
ータが読み出されると、読み出されたPCMデータは、オ
ーバーサンプリング処理される。
このようなオーバーサンプリング処理の手法として
は、例えば１次補間、２次補間等の各種補完方式を利用
して、新たにデータ値を求める方法がある。また、オー
バーサンプリングした各点につき、波形メモリのデータ
と同じものを用い、それを原データとしてデジタルフィ
ルタリング処理を行って新たにデータ値を求める方法も
ある。そのデジタルフィルタリング処理の方法として
は、離散フーリエ変換による周波数領域でのフィルタリ
ング（デジタル・ローパス・フィルタ）や、フィルタの
インパルス応答とのたたみ込みによる時間領域でのフィ
ルタリング（スムージング）がある（デジタルフィルタ
については「インターフェーイス1987年11月号（NO.12
6）」を参照）。
は、例えば１次補間、２次補間等の各種補完方式を利用
して、新たにデータ値を求める方法がある。また、オー
バーサンプリングした各点につき、波形メモリのデータ
と同じものを用い、それを原データとしてデジタルフィ
ルタリング処理を行って新たにデータ値を求める方法も
ある。そのデジタルフィルタリング処理の方法として
は、離散フーリエ変換による周波数領域でのフィルタリ
ング（デジタル・ローパス・フィルタ）や、フィルタの
インパルス応答とのたたみ込みによる時間領域でのフィ
ルタリング（スムージング）がある（デジタルフィルタ
については「インターフェーイス1987年11月号（NO.12
6）」を参照）。
このような、オーバサンプリング処理を施すことによ
り、読出された各チャンネルのPCMデータは、そのサン
プリング周波数が高周波側にシフトされる。
り、読出された各チャンネルのPCMデータは、そのサン
プリング周波数が高周波側にシフトされる。
例えば、波形メモリから、第２図（Ａ）に示すような
PCMデータが各チャンネルを介して読み出されたとき
に、読み出された各PCMデータに対し前記オーバーサン
プリング処理を施すと、各チャンネルのサンプリング周
波数はfs1、fs2、fs3…から、fDA1、fDA2、fDA3…で示
すように高周波にシフトされる。このように、本発明で
は、各PCMデータに含まれる低いサンプリングデータの
折り返しノイズを、高い周波数領域へシフトさせ、図中
斜線で示す原信号のスペクトラムとこれに隣接する折り
返しノイズのスペクトラムとの周波数間隔を広げてい
る。
PCMデータが各チャンネルを介して読み出されたとき
に、読み出された各PCMデータに対し前記オーバーサン
プリング処理を施すと、各チャンネルのサンプリング周
波数はfs1、fs2、fs3…から、fDA1、fDA2、fDA3…で示
すように高周波にシフトされる。このように、本発明で
は、各PCMデータに含まれる低いサンプリングデータの
折り返しノイズを、高い周波数領域へシフトさせ、図中
斜線で示す原信号のスペクトラムとこれに隣接する折り
返しノイズのスペクトラムとの周波数間隔を広げてい
る。
そして、オーバーサンプリング処理された各チャンネ
ルのPCMデータは、加算手段を用いて加算され、DA変換
手段を用いてアナログ信号に変換された後、ローパスフ
ィルタに入力される。
ルのPCMデータは、加算手段を用いて加算され、DA変換
手段を用いてアナログ信号に変換された後、ローパスフ
ィルタに入力される。
ローパスフィルタは、前記オーバーサンプリング処理
により高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基
づき、そのカットオフ周波数が設定されている。そし
て、入力された合成アナログ信号からPCMデータに含ま
れる折り返しノイズを除去している。
により高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基
づき、そのカットオフ周波数が設定されている。そし
て、入力された合成アナログ信号からPCMデータに含ま
れる折り返しノイズを除去している。
このように、本発明によれば、各チャンネルのPCMデ
ータに対しオーバーサンプリング処理を施し、低い周波
数の折り返しノイズを高い周波数領域へ強制的にシフト
をさせる。このため、各チャンネルのPCMデータは、原
信号の最高周波数と、これに接する折り返しノイズの最
低周波数との間の周波数間隔が広くなる。従って、各チ
ャンネルのPCMデータに対するローパスフィルタのカッ
トオフ周波数を同じ値に設定することが可能となる。
ータに対しオーバーサンプリング処理を施し、低い周波
数の折り返しノイズを高い周波数領域へ強制的にシフト
をさせる。このため、各チャンネルのPCMデータは、原
信号の最高周波数と、これに接する折り返しノイズの最
低周波数との間の周波数間隔が広くなる。従って、各チ
ャンネルのPCMデータに対するローパスフィルタのカッ
トオフ周波数を同じ値に設定することが可能となる。
さらに、本発明によれば、各チャンネルごとに個別に
ローパスフィルタを設けるのではなく、各チャンネルの
PCMデータを加算し、アナログ信号に変換した後、ロー
パスフィルタに入力するよう構成されている。このた
め、各チャンネルのPCMデータに含まれる折り返しノイ
ズを、共通のローパスフィルタを用いて除去することが
でき、装置全体の構成を簡単かつ安価なものとすること
ができる。
ローパスフィルタを設けるのではなく、各チャンネルの
PCMデータを加算し、アナログ信号に変換した後、ロー
パスフィルタに入力するよう構成されている。このた
め、各チャンネルのPCMデータに含まれる折り返しノイ
ズを、共通のローパスフィルタを用いて除去することが
でき、装置全体の構成を簡単かつ安価なものとすること
ができる。
さらに、本発明によれば、各チャンネルを介して読み
出されるPCMデータが限定されず、例えば同じチャンネ
ルを介して異なるPCMデータを読み出すことができる。
従って、本発明の信号合成装置は、各チャンネルの汎用
性が極めて高く、波形データ内にチャンネル数以上の種
類のPCMデータが記憶されている場合でも、これらPCMデ
ータを任意の組合せで各チャンネルを介して随時読み出
し、アナログ信号を合成することができる。
出されるPCMデータが限定されず、例えば同じチャンネ
ルを介して異なるPCMデータを読み出すことができる。
従って、本発明の信号合成装置は、各チャンネルの汎用
性が極めて高く、波形データ内にチャンネル数以上の種
類のPCMデータが記憶されている場合でも、これらPCMデ
ータを任意の組合せで各チャンネルを介して随時読み出
し、アナログ信号を合成することができる。
［実施例］ 次に本発明の好適な実施例を図面に基づき説明する。
第３図には、本発明に係るPCMにおけるアナログ信号
合成装置の好適な実施例が示されている。
合成装置の好適な実施例が示されている。
実施例のアナログ信号合成装置は、複数の音声信号
（アナログ信号）を、異なるサンプリング周波数でサン
プリングされたPCMデータとして記憶した波形メモリ10
を有する。そして、この波形メモリ10から多チャンネル
分のPCMデータを読み出して、右スピーカ用のアナログ
音声合成信号100Rおよび左スピーカ用のアナログ音声合
成信号100Lを出力するよう形成されている。
（アナログ信号）を、異なるサンプリング周波数でサン
プリングされたPCMデータとして記憶した波形メモリ10
を有する。そして、この波形メモリ10から多チャンネル
分のPCMデータを読み出して、右スピーカ用のアナログ
音声合成信号100Rおよび左スピーカ用のアナログ音声合
成信号100Lを出力するよう形成されている。
このため、実施例の装置は、ワークメモリ20、CPU22
およびマルチチャンネル・プログラマブル・サウンド・
シンセサイザー24を有する。
およびマルチチャンネル・プログラマブル・サウンド・
シンセサイザー24を有する。
前記ワークメモリ20には、第４図（Ａ）に示すよう
に、０〜17FHのアドレスで指定される０〜23チャンネル
までのチャンネルエリアと、1F8H〜1FEHのアドレスで指
定されるインタラプトエリアが設けられている。そし
て、前記各チャネルエリアは第４図（Ｂ）、前記インタ
ラプトエリアは第４図（Ｃ）で示すように構成されてい
る。
に、０〜17FHのアドレスで指定される０〜23チャンネル
までのチャンネルエリアと、1F8H〜1FEHのアドレスで指
定されるインタラプトエリアが設けられている。そし
て、前記各チャネルエリアは第４図（Ｂ）、前記インタ
ラプトエリアは第４図（Ｃ）で示すように構成されてい
る。
ここにおいて、第４図（Ｂ）で示される各チャンネル
のＬボリュウム、Ｒボリュウムエリアには、そのチャン
ネルの左右の音の大きさが書き込まれる。また、周波数
エリアには、そのチャンネルを介して出力される音声の
音程が書き込まれる。また、フラグエリアは、第５図ま
たは第６図に示すようなフラグが書き込まれる。また、
スタートアドレス、エンドアドレスの各エリアには、波
形メモリ10に対する読み出し開始アドレスおよび読み出
し終了アドレスが書き込まれ、これにより、当該チャン
ネルを介して波形メモリ10から読み出されるPCMデータ
が指定される。また、リピートアドレスには、指定され
たPCMデータを繰り返して読み出すときの繰り返し部分
の開始アドレスが書き込まれる。
のＬボリュウム、Ｒボリュウムエリアには、そのチャン
ネルの左右の音の大きさが書き込まれる。また、周波数
エリアには、そのチャンネルを介して出力される音声の
音程が書き込まれる。また、フラグエリアは、第５図ま
たは第６図に示すようなフラグが書き込まれる。また、
スタートアドレス、エンドアドレスの各エリアには、波
形メモリ10に対する読み出し開始アドレスおよび読み出
し終了アドレスが書き込まれ、これにより、当該チャン
ネルを介して波形メモリ10から読み出されるPCMデータ
が指定される。また、リピートアドレスには、指定され
たPCMデータを繰り返して読み出すときの繰り返し部分
の開始アドレスが書き込まれる。
そして、CPU22は、動作プログラムに従いアナログ信
号合成用の演算を行い、この演算結果をワークメモリ20
を介してマルチプログラマブル・サウンド・シンセサイ
ザー24へ向け出力する。
号合成用の演算を行い、この演算結果をワークメモリ20
を介してマルチプログラマブル・サウンド・シンセサイ
ザー24へ向け出力する。
すなわち、実施例のCPU22は、第４図（Ａ）に示す各
エリアに書き込むデータを演算し、その演算データをワ
ークメモリ20に書き込むと共に、０〜23の各チャンネル
を介して波形メモリ10からPCMデータを読み出すのに必
要な各種データを、マルチチャンネル・プログラマブル
・サウンド・シンセサイザー24へ向け出力する。
エリアに書き込むデータを演算し、その演算データをワ
ークメモリ20に書き込むと共に、０〜23の各チャンネル
を介して波形メモリ10からPCMデータを読み出すのに必
要な各種データを、マルチチャンネル・プログラマブル
・サウンド・シンセサイザー24へ向け出力する。
第１図には、このマルチチャンネル・プログラマブル
・サウンド・シンセサイザー24の回路構成が示されてい
る。
・サウンド・シンセサイザー24の回路構成が示されてい
る。
実施例のシンセサイザー24は、CPU22から演算出力さ
れるデータおよびワークメモリ20に書き込まれたデータ
に基づき、波形メモリ10から各チャンネルのPCMデータ
を読み出す制御回路30と、波形メモリ10から読み出され
る各チャンネルのPCMデータをオーバーサンプリング処
理するオーバーサンプリング回路32とを含む。
れるデータおよびワークメモリ20に書き込まれたデータ
に基づき、波形メモリ10から各チャンネルのPCMデータ
を読み出す制御回路30と、波形メモリ10から読み出され
る各チャンネルのPCMデータをオーバーサンプリング処
理するオーバーサンプリング回路32とを含む。
前記制御回路30は、０〜23の各チャンネルのPCMデー
タ読み出しアドレスをタイムシェアリングの手法を用い
て、波形メモリ10へ向け順次出力する。これにより、波
形メモリ10からは、読み出しアドレスにより指定される
PCMデータが各チャンネルごとに順次読み出され、オー
バーサンプリング回路32へ向け出力される。
タ読み出しアドレスをタイムシェアリングの手法を用い
て、波形メモリ10へ向け順次出力する。これにより、波
形メモリ10からは、読み出しアドレスにより指定される
PCMデータが各チャンネルごとに順次読み出され、オー
バーサンプリング回路32へ向け出力される。
このとき制御回路30は、音程を高く設定する場合に
は、PCMデータ読み出しアドレスを短い時間間隔でイン
クリメントし、また音程を低く設定する場合には読み出
しアドレス信号を長い時間間隔でインクリメントしてい
る。
は、PCMデータ読み出しアドレスを短い時間間隔でイン
クリメントし、また音程を低く設定する場合には読み出
しアドレス信号を長い時間間隔でインクリメントしてい
る。
また、これと同時に制御回路30は、読み出されるPCM
データの音程を表わす周波数データ120をオーバーサン
プリング回路32へ向け出力すると共に、左右のボリュウ
ムを指示するボリュウムデータ130Rおよび130Lを乗算器
46Rおよび46Lへ向け出力する。
データの音程を表わす周波数データ120をオーバーサン
プリング回路32へ向け出力すると共に、左右のボリュウ
ムを指示するボリュウムデータ130Rおよび130Lを乗算器
46Rおよび46Lへ向け出力する。
また、前記オーバーサンプリング回路32は、波形メモ
リ10から読み出される各チャンネルのPCMデータをオー
バーサンプリング処理し、読み出された各PCMデータの
サンプリング周波数を高周波側にシフトさせるよう形成
されている。
リ10から読み出される各チャンネルのPCMデータをオー
バーサンプリング処理し、読み出された各PCMデータの
サンプリング周波数を高周波側にシフトさせるよう形成
されている。
このようなオーバーサンプリング処理の手法として
は、例えば１次補間（線形補間）、２次補間などの補完
処理の手法や、デジタルフィルタリング処理を用いる手
法などを必要に応じて適宜用いることができる。本実施
例においては、PCMデータを直線補間処理し、サンプリ
ング周波数を高周波側にシフトさせるよう形成されてい
る。
は、例えば１次補間（線形補間）、２次補間などの補完
処理の手法や、デジタルフィルタリング処理を用いる手
法などを必要に応じて適宜用いることができる。本実施
例においては、PCMデータを直線補間処理し、サンプリ
ング周波数を高周波側にシフトさせるよう形成されてい
る。
例えば、波形メモリ10から、あるチャンネルのPCMデ
ータが第７図に示すようにHn-1、Hn…と読み出される場
合を想定する。この場合に、PCMデータHn-1とHnとの間
のｍ番目の補間データＨは次式により求められる（ｍ＝
0,1,…）。
ータが第７図に示すようにHn-1、Hn…と読み出される場
合を想定する。この場合に、PCMデータHn-1とHnとの間
のｍ番目の補間データＨは次式により求められる（ｍ＝
0,1,…）。
但し、ΔＴ＝Tn−Tn-1。
ここにおいて、Tn-1、Tn…は各PCMデータが出力され
る時間を表す。
る時間を表す。
そして、このような直線補間式を用いて、各PCMデー
タHn-1、Hnの間で１つの補間データを求めれば、波形メ
モリ10から読み出されるPCMデータのサンプリング周波
数fsを２倍の周波数、すなわち2fsまで高周波側にシフ
トさせることができる。また、各PCMデータの間で２つ
の直線補間データを求めれば、サンプリング周波数を３
倍まで実質的に高めることができる。
タHn-1、Hnの間で１つの補間データを求めれば、波形メ
モリ10から読み出されるPCMデータのサンプリング周波
数fsを２倍の周波数、すなわち2fsまで高周波側にシフ
トさせることができる。また、各PCMデータの間で２つ
の直線補間データを求めれば、サンプリング周波数を３
倍まで実質的に高めることができる。
このとき、実施例においては、第１図に示すように、
波形メモリ10から読み出されるPCMデータは12ビット、
引算器36から出力されるデータは、これに正負を表わす
１ビットを加えた13ビット、周波数データメモリ40から
出力されるデータは８ビットである。これが乗算器38お
よび加算器44で演算され、補間処理されることにより、
得られるPCMデータは16ビットに符号拡張される。
波形メモリ10から読み出されるPCMデータは12ビット、
引算器36から出力されるデータは、これに正負を表わす
１ビットを加えた13ビット、周波数データメモリ40から
出力されるデータは８ビットである。これが乗算器38お
よび加算器44で演算され、補間処理されることにより、
得られるPCMデータは16ビットに符号拡張される。
このような直線補間処理を行うため、実施例のサンプ
リング回路32は、ラッチ回路34、引算器36、乗算器38、
周波数データメモリ40、周波数データ加算器42、加算器
44を有する。
リング回路32は、ラッチ回路34、引算器36、乗算器38、
周波数データメモリ40、周波数データ加算器42、加算器
44を有する。
そして、波形メモリ10から読み出されるPCMデータHn
はラッチ回路34および引算器36へ向け出力される。
はラッチ回路34および引算器36へ向け出力される。
そして、ラッチ回路34は、前回入力されたPCMデータH
n-1を引算器36および加算器44へ向け出力するよう形成
され、引算器36は、このようにして入力されるPCMデー
タHn、Hn-1からΔＨ＝Hn−Hn-1を乗算し乗算器38へ向け
出力する。
n-1を引算器36および加算器44へ向け出力するよう形成
され、引算器36は、このようにして入力されるPCMデー
タHn、Hn-1からΔＨ＝Hn−Hn-1を乗算し乗算器38へ向け
出力する。
また、前記周波数データメモリ42には、各PCMデータ
の音程を表わす周波数データとして、（Δt/ΔＴ）が制
御回路30から初期値として入力される。そして、周波数
データ加算器42は、この初期値（Δt/ΔＴ）を用いて、
ｍ（Δt/ΔＴ）を演算し乗算器38へ向け出力する。
の音程を表わす周波数データとして、（Δt/ΔＴ）が制
御回路30から初期値として入力される。そして、周波数
データ加算器42は、この初期値（Δt/ΔＴ）を用いて、
ｍ（Δt/ΔＴ）を演算し乗算器38へ向け出力する。
乗算器38は、このようにして入力される各データに基
づき、Δｈ＝（ΔH/ΔＴ）ｍΔｔを演算し加算器44へ向
け出力する。
づき、Δｈ＝（ΔH/ΔＴ）ｍΔｔを演算し加算器44へ向
け出力する。
そして、加算器44は、このようにして入力される各デ
ータを加算し、前記第１式に示す直線補完データＨを演
算し、乗算器46Rおよび46Lへ向け出力する。
ータを加算し、前記第１式に示す直線補完データＨを演
算し、乗算器46Rおよび46Lへ向け出力する。
そして、乗算器46R、46Lは、このようにしてオーバー
サンプリング回路32から出力されるPCMデータと、制御
回路30から出力される左右のボリュウムデータ130R、13
0Lとを乗算し、その乗算値を右チャンネル用の累算器48
Rおよび左チャンネル用の累算器48Lに向け出力する。
サンプリング回路32から出力されるPCMデータと、制御
回路30から出力される左右のボリュウムデータ130R、13
0Lとを乗算し、その乗算値を右チャンネル用の累算器48
Rおよび左チャンネル用の累算器48Lに向け出力する。
本実施例のマルチチャンネルプログラマブルサウンド
シンセサイザー24は、このような演算処理をタイムシェ
アリングの手法を用いて０〜23の各チャンネルに対して
繰り返し行い、０〜23チャンネル分の演算データを累算
器48Rおよび48Lに順次累算していく。
シンセサイザー24は、このような演算処理をタイムシェ
アリングの手法を用いて０〜23の各チャンネルに対して
繰り返し行い、０〜23チャンネル分の演算データを累算
器48Rおよび48Lに順次累算していく。
そして、23チャンネル目のPCMデータの累算が終了す
ると、右チャンネル用の累算器48R、左チャンネル用の
累算器48Lの累算値は、順にマルチプレクサ50を介して
シフトレジスタ52に向け出力され、シフトレジスタ52
は、左右のチャンネルの累算値をシリアルデータに変換
出力する。そして、このシリアルデータは、第３図に示
すシリアルパラレル変換回路60を介してDAコンバータ62
に入力される。
ると、右チャンネル用の累算器48R、左チャンネル用の
累算器48Lの累算値は、順にマルチプレクサ50を介して
シフトレジスタ52に向け出力され、シフトレジスタ52
は、左右のチャンネルの累算値をシリアルデータに変換
出力する。そして、このシリアルデータは、第３図に示
すシリアルパラレル変換回路60を介してDAコンバータ62
に入力される。
このように、累算値を一旦シリアルデータに変換して
出力するのは、シンセサイザー24として出力ピン数が少
なくてすむシリアルデータ出力型のワンチップ素子を用
いているためであり、このシンセサイザー24として出力
ピン数は多くなるがパラレルデータ出力型のワンチップ
素子を用いた場合には、このようなマルチプレクサ50、
シフトレジスタ52、シリアルパラレル変換回路60を用い
る必要はない。
出力するのは、シンセサイザー24として出力ピン数が少
なくてすむシリアルデータ出力型のワンチップ素子を用
いているためであり、このシンセサイザー24として出力
ピン数は多くなるがパラレルデータ出力型のワンチップ
素子を用いた場合には、このようなマルチプレクサ50、
シフトレジスタ52、シリアルパラレル変換回路60を用い
る必要はない。
また、このようにシリアルパラレル変換回路60を介し
てDAコンバータ62に入力された右チャンネルおよび左チ
ャンネルの各累算値は、ここでアナログ信号に変換され
右チャンネル用のローパスフィルタ64Rおよび左チャン
ネル用のローパスフィルタ64Lに向け出力される。
てDAコンバータ62に入力された右チャンネルおよび左チ
ャンネルの各累算値は、ここでアナログ信号に変換され
右チャンネル用のローパスフィルタ64Rおよび左チャン
ネル用のローパスフィルタ64Lに向け出力される。
ここにおいて、前記各ローパスフィルタ64R、64Lは、
高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきそ
のカットオフ周波数fcが設定されており、入力されるア
ナログ信号からPCMデータに含まれる折り返しノイズを
除去する。そして、これら各アナログ信号を、アンプ66
R、66Lを介して右チャンネル用の音声信号100Rおよび左
チャンネル用の音声信号100Lとして出力している。
高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきそ
のカットオフ周波数fcが設定されており、入力されるア
ナログ信号からPCMデータに含まれる折り返しノイズを
除去する。そして、これら各アナログ信号を、アンプ66
R、66Lを介して右チャンネル用の音声信号100Rおよび左
チャンネル用の音声信号100Lとして出力している。
本実施例は以上の構成からなり、次にその作用を説明
する。
する。
本実施例の信号合成装置は、タイムシェアリングの手
法を用いて０〜23の各チャンネルのPCMデータを波形メ
モリ10から順次読み出す。
法を用いて０〜23の各チャンネルのPCMデータを波形メ
モリ10から順次読み出す。
第２図（Ａ）には、このようにして波形メモリ10から
読み出された各チャンネルのPCMデータの周波数スペク
トラムが示されている。前述したように、これら各PCM
データは、そのサンプリング周波数fsが元のアナログ信
号の最高周波数の約２倍に設定されている。このため、
各チャンネルを介して読み出されるPCMデータは、斜線
で示す原信号のスペクトラムと、折り返しノイズのスペ
クトラムとが近接している。このため、各チャンネルご
とに固有のカットオフ周波数fsを設定しなければ、PCM
データから折り返しノイズを確実に除去することはでき
ない。
読み出された各チャンネルのPCMデータの周波数スペク
トラムが示されている。前述したように、これら各PCM
データは、そのサンプリング周波数fsが元のアナログ信
号の最高周波数の約２倍に設定されている。このため、
各チャンネルを介して読み出されるPCMデータは、斜線
で示す原信号のスペクトラムと、折り返しノイズのスペ
クトラムとが近接している。このため、各チャンネルご
とに固有のカットオフ周波数fsを設定しなければ、PCM
データから折り返しノイズを確実に除去することはでき
ない。
これに対し、本発明のアナログ信号合成装置では、こ
のようにして読み出された各チャンネルのPCMデータに
対し、オーバーサンプリング回路32を用いてオーバーサ
ンプリング処理を施し、各チャンネルのPCMデータのサ
ンプリング周波数を第２図（Ｂ）に示すように高周波側
にシフトさせている。
のようにして読み出された各チャンネルのPCMデータに
対し、オーバーサンプリング回路32を用いてオーバーサ
ンプリング処理を施し、各チャンネルのPCMデータのサ
ンプリング周波数を第２図（Ｂ）に示すように高周波側
にシフトさせている。
すなわち、本実施例においては、第７図に示すよう
に、各PCMデータHn-1、Hn…の間のデータＨを、直線補
間により求めている。これにより、第２図（Ａ）に示す
サンプリング周波数の低いデータ列を、高い周波数fDA
でサンプリングしたと仮定したデータ列に変換し、各チ
ャンネルのデータ列の見掛け上のサンプリング周波数f
DAを高周波側へ強制的にシフトさせている。
に、各PCMデータHn-1、Hn…の間のデータＨを、直線補
間により求めている。これにより、第２図（Ａ）に示す
サンプリング周波数の低いデータ列を、高い周波数fDA
でサンプリングしたと仮定したデータ列に変換し、各チ
ャンネルのデータ列の見掛け上のサンプリング周波数f
DAを高周波側へ強制的にシフトさせている。
この場間に、例えば各PCMデータの間で１つのPCM補間
データＨを求めると、見掛け上のサンプリング周波数を
２倍まで高めることができ、また各PCMデータの間でｎ
個（ｎは整数）の補間データＨを求めると、見掛け上の
サンプリング周波数fDAをサンプリング周波数fsのｎ＋
１倍まで高めることができる。
データＨを求めると、見掛け上のサンプリング周波数を
２倍まで高めることができ、また各PCMデータの間でｎ
個（ｎは整数）の補間データＨを求めると、見掛け上の
サンプリング周波数fDAをサンプリング周波数fsのｎ＋
１倍まで高めることができる。
このようにして、各チャンネルを介して読み出される
PCMデータの見掛け上のサンプリング周波数fDAを高周波
側にシフトさせることにより、各チャンネルの低周波側
折り返しノイズを強制的に高周波側へシフトさせ、原信
号と折り返しノイズとの間の周波数間隔を広げることが
できる。
PCMデータの見掛け上のサンプリング周波数fDAを高周波
側にシフトさせることにより、各チャンネルの低周波側
折り返しノイズを強制的に高周波側へシフトさせ、原信
号と折り返しノイズとの間の周波数間隔を広げることが
できる。
従って、オーバーサンプリング処理を施された各チャ
ンネルのPCMデータを累算器48R、48Lを用いて合成して
も、合成されたPCMデータに含まれる原信号と折り返し
ノイズとが重なり合うことはなく、両者を十分な周波数
間隔を介して引き離すことができる。
ンネルのPCMデータを累算器48R、48Lを用いて合成して
も、合成されたPCMデータに含まれる原信号と折り返し
ノイズとが重なり合うことはなく、両者を十分な周波数
間隔を介して引き離すことができる。
なお、波形メモリ10内に記憶されているPCMデータの
サンプリング周波数は予め知られている。このため、PC
Mデータをオーバーサンプリング処理した場合に、全て
のPCMデータに含まれる原信号成分の最高周波数と折り
返しノイズの最低周波数とを予め求めておくことができ
る。
サンプリング周波数は予め知られている。このため、PC
Mデータをオーバーサンプリング処理した場合に、全て
のPCMデータに含まれる原信号成分の最高周波数と折り
返しノイズの最低周波数とを予め求めておくことができ
る。
従って、各ローパスフィルタ64R、64Lのカットオフ周
波数fcを、原信号の最高周波数と、折り返しノイズの最
低周波数との間に設定すれば、第３図に示すように、DA
コンバータ62の出力段に左右の両チャンネル用のローパ
スフィルタ64R、64Lを用意するのみで、各チャンネルの
PCMデータに含まれる折り返しノイズを確実に除去する
ことができる。
波数fcを、原信号の最高周波数と、折り返しノイズの最
低周波数との間に設定すれば、第３図に示すように、DA
コンバータ62の出力段に左右の両チャンネル用のローパ
スフィルタ64R、64Lを用意するのみで、各チャンネルの
PCMデータに含まれる折り返しノイズを確実に除去する
ことができる。
このようにして、本実施例によれば、右チャンネル用
として一台のローパスフィルタ64R、左チャンネル用と
して１台のローパスフィルタ64Lを用意するのみで、０
〜23の各チャンネルを介して出力されるPCMデータに含
まれる折り返しノイズを確実に除去することができる。
として一台のローパスフィルタ64R、左チャンネル用と
して１台のローパスフィルタ64Lを用意するのみで、０
〜23の各チャンネルを介して出力されるPCMデータに含
まれる折り返しノイズを確実に除去することができる。
さらに、本発明によれば、０〜23の各チャンネルを介
してどのようなサンプリング周波数のPCMデータを読み
出しても良い。従って、波形メモリ10に25種類以上のPC
Mデータが記憶されている場合でも、０〜23の合計24個
のチャンネルを用いて前記各PCMデータを任意の組合せ
で読み出しアナログ信号として合成出力することがで
き、PCMデータの種類と各チャンネルとが１対１の対応
関係にあった信号合成装置に比べ、装置全体の汎用性を
高め、しかも装置全体の構成を簡単なものとすることが
できる。
してどのようなサンプリング周波数のPCMデータを読み
出しても良い。従って、波形メモリ10に25種類以上のPC
Mデータが記憶されている場合でも、０〜23の合計24個
のチャンネルを用いて前記各PCMデータを任意の組合せ
で読み出しアナログ信号として合成出力することがで
き、PCMデータの種類と各チャンネルとが１対１の対応
関係にあった信号合成装置に比べ、装置全体の汎用性を
高め、しかも装置全体の構成を簡単なものとすることが
できる。
なお、本発明は前記実施例に限定されるものではな
く、本発明の要旨の範囲内で各種の変形実施が可能であ
る。
く、本発明の要旨の範囲内で各種の変形実施が可能であ
る。
例えば、本実施例においては、オーバーサンプリング
として直線補間処理を行う場合を例に取り説明したが、
本発明はこれに限らず、必要に応じて２次補間、３次補
間…や、ラグランジェの補間公式を用いた補定処理を行
ってもよい。
として直線補間処理を行う場合を例に取り説明したが、
本発明はこれに限らず、必要に応じて２次補間、３次補
間…や、ラグランジェの補間公式を用いた補定処理を行
ってもよい。
また、このようなオーバーサンプリングの他の手法と
して、デジタルフィルタリング処理により補完データを
求めることもできる。
して、デジタルフィルタリング処理により補完データを
求めることもできる。
前記実施例では、PCMデータHn-1,Hn…自体は、補完の
対象としなかったが、必要に応じてこれらPCMデータそ
のものも補完の対象とすることもできる。
対象としなかったが、必要に応じてこれらPCMデータそ
のものも補完の対象とすることもできる。
また、本実施例は、音声信号を合成出力する場合を例
に取り説明したが、本発明はこれに限らず、必要に応じ
て他の種類のアナログ信号を合成出力する場合にも適用
可能であることはいうまでもない。
に取り説明したが、本発明はこれに限らず、必要に応じ
て他の種類のアナログ信号を合成出力する場合にも適用
可能であることはいうまでもない。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、各チャンネル
のPCMデータに含まれる折り返しノイズの除去を共通の
ローパスフィルタを用いて行うことができ、各チャンネ
ルごとに、それぞれ独自のカットオフ周波数が設定され
たローパスフィルタを設ける装置に比べ、装置全体の構
成を簡単かつ安価なものとすることができる。
のPCMデータに含まれる折り返しノイズの除去を共通の
ローパスフィルタを用いて行うことができ、各チャンネ
ルごとに、それぞれ独自のカットオフ周波数が設定され
たローパスフィルタを設ける装置に比べ、装置全体の構
成を簡単かつ安価なものとすることができる。
また、本発明によれば、各チャンネルを介して、どの
ような周波数でサンプリングされたPCMデータを読み出
しても良い。このため、読み出されるPCMデータの種類
が各チャンネルごとに制限されていた装置に比べ、少な
いチャンネル数で多種類のアナログ信号を合成出力する
ことができるという効果がある。
ような周波数でサンプリングされたPCMデータを読み出
しても良い。このため、読み出されるPCMデータの種類
が各チャンネルごとに制限されていた装置に比べ、少な
いチャンネル数で多種類のアナログ信号を合成出力する
ことができるという効果がある。
従って、本発明によれば、従来装置とチャンネル数が
同じ場合でも、波形メモリ内にチャンネル数以上の多数
のPCMデータを記憶しておき、これら各PCMデータを任意
に組合せて、多彩なアナログ信号を合成出力することが
できる。また、波形メモリ内に書き込まれているPCMデ
ータの種類が従来装置と同じ場合には、必要に応じてチ
ャンネル数を減らすこともできるため、この面からも装
置全体の構成を簡単なものとし、コストダウンを図るこ
とができる。
同じ場合でも、波形メモリ内にチャンネル数以上の多数
のPCMデータを記憶しておき、これら各PCMデータを任意
に組合せて、多彩なアナログ信号を合成出力することが
できる。また、波形メモリ内に書き込まれているPCMデ
ータの種類が従来装置と同じ場合には、必要に応じてチ
ャンネル数を減らすこともできるため、この面からも装
置全体の構成を簡単なものとし、コストダウンを図るこ
とができる。
第１図は本発明に係るPCMにおけるアナログ信号合成装
置の好適な実施例を示すブロック回路図、 第２図はオーバーサンプリング処理の一例を示す説明図
であり、同図（Ａ）はオーバーサンプリング処理を施す
前の各チャンネルのPCMデータの周波数スペクトラム
図、同図（Ｂ）はオーバーサンプリング処理を施した後
の周波数スペクトラム図、 第３図は本発明が適用されたアナログ信号合成装置の全
体説明図、 第４図は第３図に示すワークメモリのメモリマップの説
明図、 第５図および第６図は第４図（Ｂ）に示すメモリマップ
の所定エリアの説明図、 第７図は直線補間の説明図、 第８図はアナログ信号をPCM信号に変換する場合の説明
図であり、同図（Ａ）はアナログ信号を所定周波数でサ
ンプリングする場合の説明図、同図（Ｂ）はそのサンプ
リングされたPAM波の説明図、 第９図は所定のサンプリング周波数fsでサンプリングさ
れたPCMデータの周波数スペクトラム図、 第10図はPCMにおけるアナログ信号合成装置の一例を示
すブロック回路図、 第11図はPCMデータに対するカットオフ周波数の説明図
であり、同図（Ａ）はカットオフ周波数をサンプリング
周波数の２分の１に設定した場合の説明図、同図（Ｂ）
はカットオフ周波数をサンプリング周波数の２分の１よ
り高い値に設定した場合の説明図である。 10……波形メモリ 30……制御回路、 32……オーバーサンプリング回路 48……累算器 62……DAコンバータ 64……ローパスフィルタ 100R、100L……アナログ音声合成信号
置の好適な実施例を示すブロック回路図、 第２図はオーバーサンプリング処理の一例を示す説明図
であり、同図（Ａ）はオーバーサンプリング処理を施す
前の各チャンネルのPCMデータの周波数スペクトラム
図、同図（Ｂ）はオーバーサンプリング処理を施した後
の周波数スペクトラム図、 第３図は本発明が適用されたアナログ信号合成装置の全
体説明図、 第４図は第３図に示すワークメモリのメモリマップの説
明図、 第５図および第６図は第４図（Ｂ）に示すメモリマップ
の所定エリアの説明図、 第７図は直線補間の説明図、 第８図はアナログ信号をPCM信号に変換する場合の説明
図であり、同図（Ａ）はアナログ信号を所定周波数でサ
ンプリングする場合の説明図、同図（Ｂ）はそのサンプ
リングされたPAM波の説明図、 第９図は所定のサンプリング周波数fsでサンプリングさ
れたPCMデータの周波数スペクトラム図、 第10図はPCMにおけるアナログ信号合成装置の一例を示
すブロック回路図、 第11図はPCMデータに対するカットオフ周波数の説明図
であり、同図（Ａ）はカットオフ周波数をサンプリング
周波数の２分の１に設定した場合の説明図、同図（Ｂ）
はカットオフ周波数をサンプリング周波数の２分の１よ
り高い値に設定した場合の説明図である。 10……波形メモリ 30……制御回路、 32……オーバーサンプリング回路 48……累算器 62……DAコンバータ 64……ローパスフィルタ 100R、100L……アナログ音声合成信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｍ 3/04 Ｇ１０Ｈ 7/00 ５２１Ｆ (56)参考文献 特開 昭56−27524（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−25814（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−239198（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−113618（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−89894（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−260295（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−32345（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03G 3/00 H03H 17/00 621 G10K 15/04 302 G10H 7/00 521 H03M 3/04
Claims (3)
- 【請求項１】複数のチャンネルを介して読み出される複
数のPCMデータからアナログ信号を合成するPCMにおける
アナログ信号合成装置において、 前記複数のチャンネルが割り当てられた波形メモリであ
って、前記複数のチャンネル数より多い数の前記複数の
アナログ信号を、異なるサンプリング周波数でサンプリ
ングされた前記PCMデータとして記憶し、かつ任意の前
記チャンネルから読み出し可能に前記PCMデータが記憶
された波形メモリと、 前記波形メモリに記憶されている前記複数のPCMデータ
を任意に組み合わせて、前記各チャンネルを介して読み
出す手段と、 前記波形メモリから読み出される前記各チャンネルの前
記PCMデータのサンプリング周波数を高周波側にシフト
させるオーバーサンプリング手段と、 オーバーサンプリング処理された前記各チャンネルの前
記PCMデータを加算する手段と、 加算されたデータをアナログ信号に変換するDA変換手段
と、 高周波側にシフトされたサンプリング周波数に基づきカ
ットオフ周波数が設定され、合成されたアナログ信号か
ら前記PCMデータに含まれる折り返しノイズを除去する
ローパスフィルタと、 を含むことを特徴とするPCMにおけるアナログ信号合成
装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲（１）記載の装置におい
て、 前記読み出す手段は、前記複数のPCMデータをタイムシ
ェアリングにより前記波形メモリから順次読み出し、 前記オーバーサンプリング手段は、前記タイムシェアリ
ングにより順次読み出された前記PCMデータを順次オー
バーサンプリングし、 前記加算する手段は、オーバーサンプリングされた前記
各PCMデータを、前記複数のチャンネル数分累算してそ
の累算値を出力する、ことを特徴とするPCMにおけるア
ナログ信号合成装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲（１）又は（２）記載の装
置において、 前記オーバーサンプリング手段は、波形メモリから読み
出される各チャンネルのPCMデータを、ｎ次補完（但
し、ｎは整数）し、各PCMデータのサンプリング周波数
を高周波側にシフトさせるよう形成されたことを特徴と
するPCMにおけるアナログ信号合成装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63090575A JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
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| EP89106631A EP0337458B1 (en) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Apparatus for synthesizing analog signals in PCM |
| KR89004866A KR970002239B1 (en) | 1988-04-13 | 1989-04-13 | Apparatus for synthesizing analog signals in pcm |
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|---|---|---|---|
| JP63090575A JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63090575A Expired - Lifetime JP2970907B2 (ja) | 1988-04-13 | 1988-04-13 | Ｐｃｍにおけるアナログ信号合成装置 |
Country Status (7)
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