JP2933326B2 - Stepping motor drive circuit - Google Patents
Stepping motor drive circuitInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はステッピングモータ駆動回路に関し、特に、
巻線電流を所定時間だけオンし、その後所定時間だけオ
フしてオン時に巻線に蓄えられた磁気エネルギーを電源
に回生する動作を繰返すチョッパ方式を採用しているも
のに関する。The present invention relates to a stepping motor drive circuit, and more particularly, to a stepping motor drive circuit.
The present invention relates to an apparatus employing a chopper system that repeats an operation of turning on a winding current for a predetermined time, and then turning off for a predetermined time and then regenerating magnetic energy stored in the winding to a power source when the winding current is on.
［従来の技術］ 高速の回転速度領域においてステッピングモータのト
ルク特性を良好に保つためには、ステッピングモータの
巻線へ流す巻線電流の立上り時間を短くする必要があ
り、かかる要求を満たすべく、従来、チョッパ方式定電
流駆動回路を用いたステッピングモータ駆動回路が提案
されている。[Prior Art] In order to maintain good torque characteristics of a stepping motor in a high-speed rotation speed region, it is necessary to shorten a rise time of a winding current flowing through a winding of the stepping motor. Conventionally, a stepping motor drive circuit using a chopper type constant current drive circuit has been proposed.
第２図はチョッパ方式停電流駆動回路を用いた従来の
４相ステッピングモータ駆動回路の一部構成を示すもの
である。このステッピングモータ駆動回路は、第２図の
回路部分と図示しないもう１組の同じ構成の回路部分と
を合わせてステッピングモータを駆動するものである。FIG. 2 shows a partial configuration of a conventional four-phase stepping motor driving circuit using a chopper type current interruption driving circuit. This stepping motor drive circuit drives the stepping motor by combining the circuit part of FIG. 2 with another set of circuit parts having the same configuration (not shown).
第２図において、モータ駆動用電源E1はステッピング
モータの一対の巻線L1及びL2の共通端子に供給される。
各巻線L1、L2の他方の端子はそれぞれ、対応するNPN型
の相励磁用トランジスタTR1、TR2のコレクタに接続され
ている。各トランジスタTR1、TR2のベースにはそれぞ
れ、対応するアンド回路１、２の出力信号が与えられて
いる。各アンド回路１、２には対応する入力端子３、４
からの相励磁信号ＶIN1、ＶIN2と、後述するインバータ
回路５の出力信号とが与えられている。相励磁信号ＶIN
1及びＶIN2は選択的に有意になるものであるので、イン
バータ回路５の出力信号がオンのときに、両トランジス
タTR1及びTR2は選択的に駆動される。なお、後述するよ
うに、インバータ回路５の出力信号は周期的にオンオフ
を繰返すので、トランジスタTR1又はTR2はチョッパ駆動
される。In FIG. 2, a motor driving power source E1 is supplied to a common terminal of a pair of windings L1 and L2 of a stepping motor.
The other terminals of the windings L1, L2 are connected to the collectors of the corresponding NPN-type phase excitation transistors TR1, TR2, respectively. The output signals of the corresponding AND circuits 1 and 2 are supplied to the bases of the transistors TR1 and TR2, respectively. Each AND circuit 1 and 2 has a corresponding input terminal 3 and 4
, And an output signal of an inverter circuit 5 described later. Phase excitation signal VIN
Since 1 and VIN2 are selectively significant, both transistors TR1 and TR2 are selectively driven when the output signal of the inverter circuit 5 is on. As will be described later, the output signal of the inverter circuit 5 is periodically turned on and off, so that the transistor TR1 or TR2 is chopper-driven.
各トランジスタTR1、TR2のエミッタは、アノードがア
ースされているダイオードD3のカソードに接続されてい
る。各トランジスタTR1、TR2のエミッタは対応するダイ
オードD1、D2のアノードに接続され、コレクタはダイオ
ードD1、D2のカソードに接続されている。これらのダイ
オードD1〜D3は、チョッパ駆動されているトランジスタ
TR1又はTR2がオフになったときの逆起電流を吸収するた
めのものである。The emitter of each transistor TR1, TR2 is connected to the cathode of a diode D3 whose anode is grounded. The emitters of the transistors TR1 and TR2 are connected to the anodes of the corresponding diodes D1 and D2, and the collectors are connected to the cathodes of the diodes D1 and D2. These diodes D1-D3 are chopper-driven transistors
This is for absorbing the back electromotive current when TR1 or TR2 is turned off.
各トランジスタTR1、TR2のエミッタは電流検出用抵抗
Rfを介してアースされている。巻線電流はトランジスタ
TR1又はTR2を介して電流検出用抵抗Rfを流れる。抵抗Rf
に発生する電圧は、帰還電圧として比較器６の反転入力
端子に入力される。The emitter of each transistor TR1 and TR2 is a current detection resistor
Grounded via Rf. Winding current is transistor
It flows through the current detection resistor Rf via TR1 or TR2. Resistance Rf
Is input to the inverting input terminal of the comparator 6 as a feedback voltage.
この比較器６の非反転入力端子には、チョッパ制御回
路用電源E2を抵抗R4及びR5で分圧した基準電圧Viが印加
されている。比較器６の出力段はオープンコレクタ回路
で構成されており、比較結果に応じて出力端子から電流
を適宜流入する。比較器６の出力端子は、抵抗R1及びコ
ンデンサC1の接続中点に接続されている。抵抗R1及びコ
ンデンサC1の直列回路は、チョッパ制御回路用電源E2が
印加されていて充放電回路を構成している。A reference voltage Vi obtained by dividing the chopper control circuit power supply E2 by the resistors R4 and R5 is applied to a non-inverting input terminal of the comparator 6. The output stage of the comparator 6 is constituted by an open collector circuit, and a current flows from an output terminal as appropriate according to the comparison result. The output terminal of the comparator 6 is connected to the connection point between the resistor R1 and the capacitor C1. A series circuit of the resistor R1 and the capacitor C1 forms a charge / discharge circuit with the power supply E2 for the chopper control circuit applied thereto.
比較器６の結果に応じて充放電されるコンデンサC1の
両端電圧は、比較器７の反転入力端子に与えられる。こ
の比較器７の非反転入力端子には、チョッパ制御回路用
電源E2を抵抗R2及びR3で分圧した基準電圧Vrefが印加さ
れている。比較器７の出力が、インバータ回路５を介し
て上述したように各アンド回路１、２に与えられる。The voltage between both ends of the capacitor C1 charged and discharged according to the result of the comparator 6 is given to the inverting input terminal of the comparator 7. A reference voltage Vref obtained by dividing the power supply E2 for the chopper control circuit by the resistors R2 and R3 is applied to a non-inverting input terminal of the comparator 7. The output of the comparator 7 is provided to each of the AND circuits 1 and 2 via the inverter circuit 5 as described above.
次に、以上の構成を有する回路の動作を、第３図をも
用いて説明する。なお、第３図は第２図の各部信号波形
図である。また、以下では、相励磁信号ＶIN1が有意に
なったとして説明する。Next, the operation of the circuit having the above configuration will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a signal waveform diagram of each part in FIG. In the following, description will be made assuming that the phase excitation signal VIN1 has become significant.
相励磁信号ＶIN1（第３図（Ａ））が時点t0でハイに
なると、初期状態ではインバータ回路５の出力がハイで
あるのでトランジスタTR1がオンする。そこで、第２図
に実線で示す経路で、巻線L1を励磁する巻線電流ＩON
（第３図（Ｇ））が徐々に大きくなりながら流れる。巻
線電流ＩONの増加に伴って電流検出用抵抗Rfの両端電圧
ＶRS（第３図（Ｂ））が上昇する。When the phase excitation signal VIN1 (FIG. 3A) goes high at time t0, the transistor TR1 is turned on because the output of the inverter circuit 5 is high in the initial state. Therefore, the winding current ION which excites the winding L1 along the path shown by the solid line in FIG.
(FIG. 3 (G)) flows while gradually increasing. As the winding current ION increases, the voltage VRS (FIG. 3 (B)) across the current detection resistor Rf increases.
この検出電圧ＶRSが基準電圧Viを越えると、その時点
t1で比較器６の結果が反転し、コンデンサC1が瞬時に放
電動作して電圧ＶTd（第３図（Ｃ））は0V近くまで低下
する。この電圧ＶTdが比較器７の基準電圧Vrefを下回る
と、比較器７の出力は反転する。この反転により、トラ
ンジスタTR1のベースに対する印加電圧ＶG（第３図
（Ｄ））はロウレベルとなり、トランジスタTR1はオフ
動作する。トランジスタTR1がオフすると、巻線L1、L2
に逆起電圧が発生する。このため、電流経路は、上述し
た巻線電流ＩONの実線経路から、アースから巻線L2を経
てモータ駆動用電源E1に戻る逆起電流ＩOFF（第３図
（Ｈ））の経路に切り替わる。逆起電流ＩOFFが流れる
と、抵抗Rfに流れる電流の方向が変わって比較器６への
フィードバック電圧ＶRSは、基準電圧Viより下がって再
び比較器６の出力は反転する。When this detection voltage VRS exceeds the reference voltage Vi,
At t1, the result of the comparator 6 is inverted, the capacitor C1 discharges instantly, and the voltage VTd (FIG. 3 (C)) drops to near 0V. When the voltage VTd falls below the reference voltage Vref of the comparator 7, the output of the comparator 7 is inverted. Due to this inversion, the voltage VG applied to the base of the transistor TR1 (FIG. 3D) becomes low level, and the transistor TR1 turns off. When the transistor TR1 turns off, the windings L1, L2
Back electromotive voltage is generated. Therefore, the current path switches from the solid line path of the winding current ION described above to the path of the back electromotive current IOFF (FIG. 3 (H)) returning from the ground to the motor drive power supply E1 via the winding L2. When the back electromotive current IOFF flows, the direction of the current flowing through the resistor Rf changes, the feedback voltage VRS to the comparator 6 falls below the reference voltage Vi, and the output of the comparator 6 is again inverted.
このようにして時点t1（多少の時間はかかっている）
での処理が終了して比較器６がハイになると、電圧ＶTd
は、抵抗R1及びコンデンサC1の値で定まる充電時定数に
よって徐々に立上がる。この電圧ＶTdが比較器７の基準
電圧Vrefに達するまで、すなわち時点t2になるまで、ト
ランジスタTR1はオフ状態を維持する。電圧ＶTdが基準
電圧ＶRefまで立上っていく時間が、巻線電流ＩONが流
れていないオフ時間T2（＝t2−t1）である。Time point t1 in this way (it takes some time)
Is completed and the comparator 6 goes high, the voltage VTd
Gradually rises according to a charging time constant determined by the values of the resistor R1 and the capacitor C1. Until the voltage VTd reaches the reference voltage Vref of the comparator 7, that is, until the time t2, the transistor TR1 is kept off. The time when the voltage VTd rises to the reference voltage VRef is the off time T2 (= t2−t1) during which the winding current ION does not flow.
電圧ＶTdが時点t2で比較器７の基準電圧Vrefに達する
と、比較器７の出力が反転してトランジスタTR1がオン
する。トランジスタTR1がオンすると、電流は逆起電流
ＩOFFから巻線電流ＩONに切り替わる。この巻線電流ＩO
Nは、モータ駆動用電源E1に対して巻線L1の時定数によ
る遅れを持って徐々に立上がる。When the voltage VTd reaches the reference voltage Vref of the comparator 7 at time t2, the output of the comparator 7 is inverted and the transistor TR1 turns on. When the transistor TR1 turns on, the current switches from the back electromotive current IOFF to the winding current ION. This winding current IO
N gradually rises with a delay due to the time constant of the winding L1 with respect to the motor drive power supply E1.
巻線電流ＩONの増加に伴って抵抗Rfの検出電圧ＶRSも
上昇する。電圧ＶRSが比較器６の基準電圧Viに達するま
で、すなわち時点t3になるまでトランジスタTR1はオン
状態を持続し、電源E1から巻線L1へ電流ＩONを供給す
る。電圧ＶTdが基準電圧Vrefに達してから電圧ＶRSが電
圧Viに達するまでの時間が、巻線電流ＩONが流れている
オン時間T1（＝t3−t2）である。As the winding current ION increases, the detection voltage VRS of the resistor Rf also increases. Until the voltage VRS reaches the reference voltage Vi of the comparator 6, that is, until time t3, the transistor TR1 remains on, and supplies the current ION from the power supply E1 to the winding L1. The time from when the voltage VTd reaches the reference voltage Vref to when the voltage VRS reaches the voltage Vi is the on-time T1 (= t3−t2) during which the winding current ION flows.
電圧ＶRSが電圧Viに達した以後は上述と同様に処理
し、相励磁信号ＶIN1が立ち下がるまで、巻線電流のオ
ンオフ（チョッパ）を所定周期T1＋T2で繰返す。すなわ
ち、所定時間T1だけオンし、これに続く所定時間T2だけ
オフし、これを繰返す。After the voltage VRS reaches the voltage Vi, the same processing is performed as described above, and the on / off (chopper) of the winding current is repeated at a predetermined cycle T1 + T2 until the phase excitation signal VIN1 falls. That is, it is turned on for a predetermined time T1, turned off for a predetermined time T2 that follows, and is repeated.
なお、第３図（Ｅ）、（Ｆ）、（Ｉ）はそれぞれ、ト
ランジスタTR1のコレクタ端子の電位ＶD、トランジスタ
TR2のコレクタの電位ＶF、モータ駆動用電源E1からの流
出電流Iccを示している。FIGS. 3 (E), (F) and (I) show the potential VD of the collector terminal of the transistor TR1 and the potential of the transistor TR1, respectively.
It shows the potential VF of the collector of TR2 and the outflow current Icc from the motor drive power supply E1.
［発明が解決しようとする課題］ ところで、モータ駆動用電源電圧E1と、逆起電流ＩOF
Fとの間には、次式 ＩOFF＝Ip・ｅ−Rt/L− （E1＋Ke・ω＋ＶD2＋ＶD3）× （１−ｅ−Rt/L）÷Ｒ …（１） （但し、E1は電源電圧、ＶD2はダイオードD2の順方向電
圧、ＶD3はダイオードD3の順方向電圧、Ｌは巻線L1のイ
ンダクタンス、Ｒは巻線L1の抵抗値、Keは誘起電圧定
数、ωはモータの回転角速度、Ipは巻線電流最大値であ
る） に示す関係がある。第４図は、この（１）式に示す関係
を、電源電圧E1が高い場合と低い場合とに分けて逆起電
流ＩOFFの変化で示したものである。（１）式及び第４
図から、電源電圧E1が高いとチョッピングオフ時の電流
の立下りが速いことが解る。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, the motor drive power supply voltage E1 and the back electromotive current IOF
F, the following equation is given by IOFF = Ip · e− Rt / L− (E1 + Ke · ω + VD2 + VD3) × (1−e− Rt / L ) ÷ R (1) (where E1 is the power supply voltage and VD2 is The forward voltage of diode D2, VD3 is the forward voltage of diode D3, L is the inductance of winding L1, R is the resistance of winding L1, Ke is the induced voltage constant, ω is the rotational angular velocity of the motor, Ip is the winding (The maximum current value). FIG. 4 shows the relationship shown in the equation (1) by changing the back electromotive current IOFF separately for the case where the power supply voltage E1 is high and the case where the power supply voltage E1 is low. Equation (1) and the fourth
From the figure, it can be seen that the higher the power supply voltage E1, the faster the current falls at the time of chopping off.
ここで、モータ駆動用電源E1として非安定化電源を使
用している装置では、電源電圧が変動する。電源電圧が
高いと、上述のように、電圧が低い場合に比較してチョ
ッピングオフ時の電流の立下りが速くなり、その結果、
平均電流が低下してトルクが低下する。かかる不都合を
回避するために、すなわち、電源電圧が変動してもトル
クを一定にするために、従来は、基準電圧Viを高めに設
定して巻線電流ＩONを流す時間T1を流さない時間T2より
一段と長くして平均電流を持ち上げていた。Here, in a device using an unstabilized power supply as the motor drive power supply E1, the power supply voltage fluctuates. When the power supply voltage is high, as described above, the fall of the current at the time of chopping off becomes faster as compared with the case where the voltage is low, and as a result,
The average current decreases and the torque decreases. In order to avoid such inconvenience, that is, in order to keep the torque constant even when the power supply voltage fluctuates, conventionally, the reference voltage Vi is set to a higher value, and the time T1 during which the winding current ION flows and the time T1 during which the winding current ION flows does not flow. The average current was raised by making it even longer.
しかし、トルク上の問題は解決できても、電流を多く
流しているため、モータの発熱が大きくなるという新た
な問題を生じさせる。その結果、物理的な構成が大きい
放熱板を設けなければならず、又は、放熱のためにモー
タの休止時間を取らなければならなかった。However, even though the torque problem can be solved, a large amount of current flows, which causes a new problem that heat generation of the motor increases. As a result, a heat sink having a large physical configuration must be provided, or the motor must be stopped for heat dissipation.
本発明は、以上の点を考慮してなされたものであり、
モータ駆動用電源電圧が変動しても、トルク低下及び発
熱を防止して、ステッピングモータを安定に駆動するこ
とができるステッピングモータ駆動回路を提供しようと
するものである。The present invention has been made in view of the above points,
An object of the present invention is to provide a stepping motor drive circuit capable of preventing a decrease in torque and generating heat even when a motor drive power supply voltage fluctuates and capable of stably driving a stepping motor.
［課題を解決するための手段］ かかる課題を解決するため、本発明においては、ステ
ッピングモータの巻線に流れる巻線電流を繰返しオンオ
フするとともに、この巻線電流を検出用抵抗によって電
圧に変換し、この変換電圧と基準電圧とを比較して巻線
電流のオン時間を決定し、ステッピングモータを駆動す
るステッピングモータ駆動回路において、モータ駆動用
電源から基準電圧を作りだし、モータ駆動用電源電圧が
大きくなると基準電圧を大きくして巻線電流のオン時間
を長くし、モータ駆動用電源電圧が小さくなると基準電
圧を小さくして巻線電流のオン時間を短くする。[Means for Solving the Problems] In order to solve the problems, in the present invention, a winding current flowing through a winding of a stepping motor is repeatedly turned on and off, and the winding current is converted into a voltage by a detection resistor. By comparing the converted voltage with the reference voltage, the on-time of the winding current is determined, and in the stepping motor drive circuit that drives the stepping motor, the reference voltage is generated from the motor drive power supply, and the motor drive power supply voltage is increased. In this case, the reference voltage is increased to increase the on-time of the winding current, and when the power supply voltage for driving the motor is reduced, the reference voltage is reduced to shorten the on-time of the winding current.
［作用］ モータ駆動用電源電圧が大きくなると、オフ時の立下
り電流が大きくなって平均電流を小さくしようとする。
このとき、モータ駆動用電源電圧が大きくなると、相対
的に巻線電流のオン時間を長くして平均電流を増大させ
ようとする。かくして、モータ駆動用電源電圧が大きく
なっても平均電流を一定に保つことができる。[Operation] When the power supply voltage for driving the motor increases, the falling current in the off state increases, and the average current decreases.
At this time, when the motor drive power supply voltage increases, the on-time of the winding current is relatively increased to increase the average current. Thus, the average current can be kept constant even when the motor drive power supply voltage increases.
逆に、モータ駆動用電源電圧が小さくなると、オフ時
の立ち下がり電流が小さくなって平均電流を大きくしよ
うとする。このとき、モータ駆動用電源電圧が小さくな
ると、相対的に巻線電流のオン時間を短くして平均電流
を減少させようとする。かくして、モータ駆動用電源電
圧が小さくなっても平均電流を一定に保つことができ
る。Conversely, when the power supply voltage for driving the motor decreases, the falling current at the time of turning off decreases and the average current tends to increase. At this time, when the motor drive power supply voltage decreases, the on-time of the winding current is relatively shortened to reduce the average current. Thus, the average current can be kept constant even when the motor drive power supply voltage decreases.
［実施例］ 第１実施例 まず、本発明の第１実施例について図面を用いて説明
する。Example 1 Example 1 First, Example 1 of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は第１実施例のステッピングモータ駆動回路の
一部構成を示すものであり、第２図と対応した構成部分
を示すものである。従って、この第１実施例のステッピ
ングモータ駆動回路は、第１図の回路部分と図示しない
もう１組の同じ構成の回路部分とを合わせてステッピン
グモータを駆動するものである。なお、第１図におい
て、第２図に示した従来回路と同一の構成要素について
は同一符号を付し、説明は省略する。FIG. 1 shows a partial configuration of a stepping motor drive circuit according to the first embodiment, and shows components corresponding to FIG. Therefore, the stepping motor drive circuit of the first embodiment drives the stepping motor by combining the circuit portion of FIG. 1 with another set of circuit portions having the same configuration (not shown). In FIG. 1, the same components as those of the conventional circuit shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
この第１実施例のステッピングモータ駆動回路と上述
した第２図に示す従来回路とは、オン時間設定用の比較
器６に対する基準電圧Viの形成構成が相異する。The stepping motor drive circuit of the first embodiment is different from the conventional circuit shown in FIG. 2 in the configuration of the reference voltage Vi for the comparator 6 for setting the ON time.
すなわち、ツェナーダイオードZDと、抵抗R40及びR50
とを直列に接続し、ツェナーダイオードZDのカソードに
モータ駆動用電源E1を印加し、抵抗R40及びR50の接続中
点の電位を基準電圧Viとして比較器６の非反転入力端子
に印加するようにしている。従って、モータ駆動用電源
電圧E1からツェナー電圧ＶZDだけ小さい電圧E1−ＶZDを
抵抗分圧して基準電圧Viを形成している。That is, the Zener diode ZD and the resistors R40 and R50
Are connected in series, a motor drive power source E1 is applied to the cathode of the Zener diode ZD, and the potential at the midpoint of connection between the resistors R40 and R50 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 6 as a reference voltage Vi. ing. Therefore, the reference voltage Vi is formed by dividing the voltage E1−VZD, which is smaller than the motor driving power supply voltage E1 by the Zener voltage VZD, by resistance.
この基準電圧Viは、次式 Vi＝（E1−ＶZD）×R50÷（R40＋50） …（２） で表される。ツエナー電圧ＶZDは一定であるので、この
（２）式から明らかなように、基準電圧Viはモータ駆動
用電源電圧E1に比例して変化する。電源電圧E1が変動し
て大きくなれば基準電圧Viは増加し、電源電圧E1が変動
して小さくなれば基準電圧Viも減少する。The reference voltage Vi is represented by the following equation: Vi = (E1−VZD) × R50 ÷ (R40 + 50) (2) Since the Zener voltage VZD is constant, the reference voltage Vi changes in proportion to the motor drive power supply voltage E1, as is apparent from the equation (2). If the power supply voltage E1 fluctuates and increases, the reference voltage Vi increases, and if the power supply voltage E1 fluctuates and decreases, the reference voltage Vi also decreases.
なお、ツェナーダイオードZDを省略しても電源電圧E1
の変動に応じて基準電圧Viが変化するが、ツェナーダイ
オードZDを設けた場合には、設けない場合に比較して、
電源電圧E1の変動に対する基準電圧Viの変動立が高くな
る。この実施例では、基準電圧Viの変動率を高く設定す
べく、ツェナーダイオードZDを設けている。Note that even if the zener diode ZD is omitted, the power supply voltage E1
The reference voltage Vi changes in accordance with the fluctuation of the zener diode ZD.
The fluctuation of the reference voltage Vi with respect to the fluctuation of the power supply voltage E1 increases. In this embodiment, a Zener diode ZD is provided in order to set the variation rate of the reference voltage Vi high.
この基準電圧Viの形成構成を除き、第１実施例は従来
回路と同一の構成を有する。Except for the configuration for forming the reference voltage Vi, the first embodiment has the same configuration as the conventional circuit.
以上の構成を有する第１実施例においても、チョッパ
動作過程は、従来回路と同様である。Also in the first embodiment having the above configuration, the chopper operation process is the same as that of the conventional circuit.
すなわち、相励磁信号ＶIN1がある時点で有意になる
と、トランジスタTR1がオンする。これにより、巻線電
流ＩONが徐々に大きくなりながら流れる。電流ＩONの増
加に伴って電流検出用抵抗Rfの両端電圧ＶRSも上昇す
る。That is, when the phase excitation signal VIN1 becomes significant at a certain time, the transistor TR1 is turned on. As a result, the winding current ION flows while gradually increasing. As the current ION increases, the voltage VRS across the current detection resistor Rf also increases.
この検出電圧ＶRSが基準電圧Viを越えると、その時点
で比較器６の結果が反転し、コンデンサC1が瞬時に放電
動作して電圧ＶTdは0V近くに低下し、この電圧ＶTdが比
較器７の基準電圧Vrefを下回ると比較器７の出力は反転
する。この反転により、トランジスタTR1はオフ動作す
る。トランジスタTR1がオフすると、巻線L1、L2に逆起
電圧が発生して、逆起電流ＩOFFが流れる。これによ
り、抵抗Rfに流れる電流の方向が変わって、比較器６へ
の電圧ＶRSは基準電圧Viより下がって比較器６の出力は
反転する。When the detection voltage VRS exceeds the reference voltage Vi, the result of the comparator 6 is inverted at that point, the capacitor C1 instantaneously discharges, and the voltage VTd drops to near 0V. When the voltage falls below the reference voltage Vref, the output of the comparator 7 is inverted. Due to this inversion, the transistor TR1 turns off. When the transistor TR1 is turned off, a back electromotive voltage is generated in the windings L1 and L2, and a back electromotive current IOFF flows. As a result, the direction of the current flowing through the resistor Rf changes, and the voltage VRS to the comparator 6 falls below the reference voltage Vi, and the output of the comparator 6 is inverted.
このようにしてその時点（多少の時間はかかってい
る）で比較器６が一旦ロウになり、直ちにハイに戻る
と、電圧ＶTdは徐々に立上がる。この電圧ＶTdが比較器
７の基準電圧Vrefに達するまでトランジスタTR1はオフ
状態を維持する。In this manner, at that time (some time is required), when the comparator 6 goes low once and immediately returns to high, the voltage VTd gradually rises. The transistor TR1 remains off until the voltage VTd reaches the reference voltage Vref of the comparator 7.
電圧ＶTdが比較器７の基準電圧Vrefに達すると、比較
器７の出力が反転してトランジスタTR1がオンする。ト
ランジスタTR1がオンすると逆起電流ＩOFFから巻線電流
ＩONに電流が切り替わる。巻線電流ＩONは、モータ駆動
用電源E1に対して巻線L1の時定数による遅れを持って徐
々に立上がる。電流ＩONの増加に伴ってその検出電圧Ｖ
RSも上昇する。電圧ＶRSが比較器６の基準電圧Viに達す
るまでトランジスタTR1はオン状態を持続し、巻線電流
ＩONが継続して流れる。When the voltage VTd reaches the reference voltage Vref of the comparator 7, the output of the comparator 7 is inverted and the transistor TR1 is turned on. When the transistor TR1 turns on, the current switches from the back electromotive current IOFF to the winding current ION. The winding current ION gradually rises with a delay due to the time constant of the winding L1 with respect to the motor drive power supply E1. As the current ION increases, the detected voltage V
RS also rises. Until the voltage VRS reaches the reference voltage Vi of the comparator 6, the transistor TR1 remains on, and the winding current ION continues to flow.
電圧ＶRSが電圧Viに達した以後の処理は上述した通り
であり、相励磁信号ＶIN1が立ち下がるまで、巻線電流
のチョッパ動作を繰返す。The processing after the voltage VRS reaches the voltage Vi is as described above, and the chopper operation of the winding current is repeated until the phase excitation signal VIN1 falls.
しかし、このような動作中にモータ駆動用電源E1が変
動した場合の動作は、従来回路とは異なる。従来回路で
は電源電圧E1の変動にチョッパ動作は影響を受けない
が、この第１実施例の回路では電源電圧E1の変動の影響
を受ける。However, the operation when the motor driving power supply E1 fluctuates during such an operation is different from the conventional circuit. The chopper operation is not affected by the fluctuation of the power supply voltage E1 in the conventional circuit, but is affected by the fluctuation of the power supply voltage E1 in the circuit of the first embodiment.
電源電圧E1が上昇してオフ時の立下り電流が大きくな
って平均電流が下がろうとし、上述したようにトルク不
足の恐れが生じると、比較器６の基準電圧Viが上昇す
る。その結果、チョッパ動作によって巻線電流ＩONが流
れ出してから基準電圧Viに達するまでの時間、従って、
オン時間T1（第３図参照）は長くなる。他方、巻線電流
ＩONのオフ時間T2（第３図参照）は、抵抗R1及びコンデ
ンサC1でなる充放電回路と、比較器７との構成によるの
で、電源電圧E1の変動の影響を受けずに固定である。す
なわち、電源電圧E1が上昇すると、オフ時間T2に比較し
てオン時間T1が長くなり、平均巻線電流をが増加しよう
とする。その結果、平均電流を小さくしようとする動作
と平均電流を大きくしようとする動作とが同時に行わ
れ、平均電流が一定に保たれてトルク不足が回避され、
また、過度の発熱を防止する。When the power supply voltage E1 rises and the falling current at the time of off increases and the average current tries to decrease, and the possibility of insufficient torque occurs as described above, the reference voltage Vi of the comparator 6 increases. As a result, the time from when the winding current ION flows by the chopper operation to when the reference voltage Vi is reached,
The on-time T1 (see FIG. 3) becomes longer. On the other hand, the off-time T2 (see FIG. 3) of the winding current ION depends on the configuration of the charge / discharge circuit including the resistor R1 and the capacitor C1 and the comparator 7, so that the off-time T2 is not affected by the fluctuation of the power supply voltage E1. Fixed. That is, when the power supply voltage E1 increases, the on-time T1 becomes longer than the off-time T2, and the average winding current tends to increase. As a result, the operation of reducing the average current and the operation of increasing the average current are performed at the same time, the average current is kept constant, and torque shortage is avoided,
Also, excessive heat generation is prevented.
このような状態で電源電圧E1が所望の値に向かって低
下していくと（平均電流を上げようとすると）、上述と
は逆に、これに伴ってオン時間T1だけが短くなる（平均
電流を下げようとする）。その結果、この場合にも平均
電流が一定に保たれる。In such a state, when the power supply voltage E1 decreases toward a desired value (when trying to increase the average current), contrary to the above, only the on-time T1 is shortened accordingly (average current Trying to lower). As a result, also in this case, the average current is kept constant.
従って、この第１実施例によれば、僅かな構成の変更
によって、モータ駆動用電源電圧E1の変動に応じて巻線
電流のオン時間の長さを変化させて平均電流を一定に保
つようにしたので、トルク不足及び発熱過多を防止する
ことができる。発熱が低い結果、モータの休止時間が不
要となり、このモータを用いた装置のスループットを向
上させることができる。また、放熱板を不要とすること
ができる。Therefore, according to the first embodiment, by changing the configuration slightly, the length of the on-time of the winding current is changed according to the fluctuation of the power supply voltage E1 for motor driving so that the average current is kept constant. Therefore, insufficient torque and excessive heat generation can be prevented. As a result of low heat generation, no downtime of the motor is required, and the throughput of an apparatus using this motor can be improved. In addition, a heat sink can be eliminated.
［発明の効果］ 以上のように、本発明によれば、巻線電流の平均を一
定に保つように、モータ駆動用電源電圧の変動に応じ
て、オンオフ時間割合を変化させるので、平均電流を従
来より低い一定値に押さえてもトルク不足が生じること
なく、また、平均電流を押さえた分発熱が小さくなる。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, the on / off time ratio is changed according to the fluctuation of the motor drive power supply voltage so as to keep the average of the winding current constant. Even if it is held down to a constant value lower than in the prior art, there is no shortage of torque, and heat generation is reduced by the amount of holding down the average current.
第１図は本発明によるステッピングモータ駆動回路の第
１実施例を示す回路図、第２図は従来回路の回路図、第
３図は第２図の各部信号波形図、第４図は従来の欠点の
説明図である。 １、２……アンド回路、５……インバータ回路、６、７
……比較器、L1、L2……相巻線、TR1、TR2……相励磁用
トランジスタ、Rf……巻線電流ＩON検出用抵抗、R1……
充放電回路を構成する抵抗、R40、R50……基準電圧Vi形
成用の分圧抵抗、C1……充放電回路を構成するコンデン
サ、ZD……電圧変動率調整用ツェナーダイオード、E1…
…モータ駆動用電源電圧、E2……チョッパ制御回路用電
源電圧。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a stepping motor drive circuit according to the present invention, FIG. 2 is a circuit diagram of a conventional circuit, FIG. 3 is a signal waveform diagram of each part in FIG. 2, and FIG. It is explanatory drawing of a fault. 1, 2, ... AND circuit, 5 ... Inverter circuit, 6, 7
...... Comparator, L1, L2 ... Phase winding, TR1, TR2 ... Phase excitation transistor, Rf ... Winding current ION detection resistor, R1 ...
Resistors constituting the charge / discharge circuit, R40, R50 ... Dividing resistors for forming the reference voltage Vi, C1 ... Capacitors constituting the charge / discharge circuit, ZD ... Zener diode for adjusting the voltage fluctuation rate, E1 ...
... Power supply voltage for motor drive, E2 ... Power supply voltage for chopper control circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 8/00 - 8/42 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) H02P 8/00-8/42
Claims (2)
流を繰返しオンオフするとともに、この巻線電流を検出
用抵抗によって電圧に変換し、この変換電圧と基準電圧
とを比較して巻線電流のオン時間を決定し、ステッピン
グモータを駆動するステッピングモータ駆動回路におい
て、 モータ駆動用電源から基準電圧を作りだし、モータ駆動
用電源電圧が大きくなると基準電圧を大きくして巻線電
流のオン時間を長くし、モータ駆動用電源電圧が小さく
なると基準電圧を小さくして巻線電流のオン時間を短く
することを特徴とする ステッピングモータ駆動回路。1. A winding current flowing through a winding of a stepping motor is repeatedly turned on and off, the winding current is converted into a voltage by a detection resistor, and the converted voltage is compared with a reference voltage to compare the converted voltage with a reference voltage. In the stepping motor drive circuit that determines the ON time and drives the stepping motor, a reference voltage is created from the motor drive power supply, and when the motor drive power supply voltage increases, the reference voltage is increased to increase the winding current ON time. A stepping motor drive circuit characterized in that when the power supply voltage for driving the motor decreases, the reference voltage is reduced to shorten the on-time of the winding current.
基準電圧を作り出す請求項１に記載のステッピングモー
タ駆動回路。2. The stepping motor drive circuit according to claim 1, wherein a reference voltage is generated from a motor drive power supply via a constant voltage element.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP1229281A JP2933326B2 (en) | 1989-09-06 | 1989-09-06 | Stepping motor drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1229281A JP2933326B2 (en) | 1989-09-06 | 1989-09-06 | Stepping motor drive circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0393496A JPH0393496A (en) | 1991-04-18 |
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Family Cites Families (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPS5532419A (en) * | 1978-08-26 | 1980-03-07 | Copal Co Ltd | Driving circuit for step motor |
| JPS58224596A (en) * | 1982-06-23 | 1983-12-26 | Fujitsu Ltd | Drive circuit for step motor |
| JPS6066696A (en) * | 1983-09-20 | 1985-04-16 | Toshiba Corp | Control system of stepping motor |
| JPS63224700A (en) * | 1987-03-13 | 1988-09-19 | Sharp Corp | Drive system of stepping motor |
-
1989
- 1989-09-06 JP JP1229281A patent/JP2933326B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0393496A (en) | 1991-04-18 |
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