JP3455665B2 - DC motor speed control circuit - Google Patents
DC motor speed control circuitInfo
- Publication number
- JP3455665B2 JP3455665B2 JP33150197A JP33150197A JP3455665B2 JP 3455665 B2 JP3455665 B2 JP 3455665B2 JP 33150197 A JP33150197 A JP 33150197A JP 33150197 A JP33150197 A JP 33150197A JP 3455665 B2 JP3455665 B2 JP 3455665B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- switching element
- motor
- comparator
- charging
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流モータの速度
制御回路に関するものであり、更に詳しくは直流モータ
のオン時間を略一定にし、直流モータのオフ時間を変化
させて回転速度を制御するようにした制御回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来技術における電動工具等に利用され
ている直流モータの速度制御回路は、種々のものが開示
されているが、共通しているのは、モータのオフ時に発
生する逆起電力を利用してモータの定速回転制御するよ
うにしている。
【０００３】例えば、特開平６１ー４６１８７号「直流
電動機（モータ）の速度制御装置」がある。この制御回
路は、図５に示すように、直流電源Ｅの両端に接続され
た直流モータＭ及び半導体スイッチング素子ＦＥＴの直
列回路と、抵抗Ｒを介して半導体スイッチング素子ＦＥ
Ｔと並列に接続され、スイッチング素子ＦＥＴのオフ時
に直流モータＭ、抵抗Ｒを介して充電され、スイッチン
グ素子ＦＥＴのオン時に抵抗Ｒ、スイッチング素子ＦＥ
Ｔを介して放電するコンデンサＣと、コンパレータＣＯ
ＭＰと、コンパレータＣＯＭＰの入力条件を変更する抵
抗Ｒ１〜Ｒ３と、可変抵抗ＶＲと、トランジスタＴｒと
から構成されている。
【０００４】コンパレータＣＯＭＰは、スイッチング素
子ＦＥＴのオフ時にコンデンサＣの端子電圧Ｖ１（充電
電圧）が第１基準電圧Ｖ２より大きくなった時にスイッ
チング素子ＦＥＴをオンさせる。
【０００５】又、このコンパレータＣＯＭＰは、スイッ
チング素子ＦＥＴのオン時にコンデンサＣの端子電圧Ｖ
１（放電電圧）が、トランジスタＴｒがオンし抵抗Ｒ１
をバイパスすることにより第１基準電圧Ｖ２より小さく
なった第２基準電圧Ｖ３より小さくなった時に、スイッ
チング素子ＦＥＴをオフさせる。
【０００６】このようにして１個のコンパレータＣＯＭ
ＰでコンデンサＣの充放電電圧と所定レベルの第１及び
第２基準電圧Ｖ２、Ｖ３とを比較してスイッチング素子
ＦＥＴのオン・オフデューテイを制御して、直流モータ
Ｍを一定速度で回転させる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記説
明した従来技術における直流モータの速度制御回路にお
いては、低速回転時の第１及び第２基準電圧の設定が難
しいという問題点がある。
【０００８】又、１個のコンパレータを使用して第１及
び第２基準電圧による比較制御を行っているため、コン
デンサＣの端子電圧Ｖ１（充放電電圧）との比較の正確
性に欠けるという問題点もある。
【０００９】従って、モータの逆起電力を利用した速度
制御回路において、より正確な比較制御ができる回路構
成に解決しなければならない課題を有している。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る直流モータの速度制御回路は、直流電
源を介して直流モータと直列に接続し、該直流モータを
オン／オフ制御するスイッチング素子と、前記スイッチ
ング素子と前記直流モータとの接続点に該スイッチング
素子と並列接続し、該スイッチング素子がオフ時に充電
を開始して第１充電電圧を生成する第１のコンデンサ
と、前記直流電源と並列接続した可変抵抗で、前記直流
モータの回転速度の制御に対応して設定される第１しき
い値電圧を生成する第１の抵抗群と、前記第１充電電圧
と前記第１しきい値電圧を入力して比較し、所定の出力
信号を生成する第１のコンパレータと、前記第１のコン
パレータの出力信号により第２しきい値電圧を生成する
第２の抵抗群と、前記直流電源と並列に接続し、前記ス
イッチング素子がオン時に充電を開始して第２充電電圧
を生成する第２のコンデンサと、前記第２充電電圧と前
記第２しきい値電圧を入力して比較し、その出力電圧を
前記スイッチング素子のゲートに供給する第２のコンパ
レータと、を備えた制御回路であって、前記第１のコン
パレータは、前記スイッチング素子がオフのときに、前
記第１充電電圧の充電電圧が前記第１しきい値電圧に達
しときに、前記第２しきい値電圧を第２コンパレータに
入力して前記スイッチング素子をオンにし、前記第２の
コンパレータは、前記スイッチング素子がオンのとき
に、前記第２充電電圧が前記第２しきい値電圧に達した
ときに、出力電圧を前記スイッチング素子のゲートに供
給して、前記スイッチング素子をオフするように制御す
ることである。
【００１１】このような構成からなる制御回路において
は、１つのコンパレータでオン時間を略一定に決め、他
方のコンパレータでモータの逆起電力をも参酌したオフ
時間を決めるようにしたことにより、モータの逆起電力
を利用したフイードバック制御のフイードバック量が多
くとることができるようになり、定速度回転特性を向上
させることができるようになる。
【００１２】
【発明の実施の形態】次に、本発明に係る直流モータの
速度制御回路に関する実施の形態について図面を参照し
て説明する。
【００１３】直流モータの速度制御回路は、図１に示す
ように、直流電源Ｅと、直流モータＭと、スイッチング
素子ＦＥＴと、２個の第１及び第２のコンパレータＩＣ
１、ＩＣ２と、コンデンサＣ１〜Ｃ４と、抵抗Ｒ１〜Ｒ
１５と、ダイオードＤ１〜Ｄ３とから構成され、その接
続状態は次のようになっている。
【００１４】直流電源Ｅの両端に、直流モータＭ及び抵
抗Ｒ８及びコンデンサＣ１を直列に接続し、コンデンサ
Ｃ１と並列に抵抗Ｒ１及びＲ２を接続し、抵抗Ｒ２に並
列にコンデンサＣ３を接続してある。又、この直流モー
タＭ及び電源Ｅに並列にスイッチング素子ＦＥＴが接続
されている。直流モータＭにはダイオードＤ３が並列に
接続されている。このコンデンサＣ１は、所謂、第１の
コンデンサであり、スイッチング素子のドレインソース
間の電圧Ｖｄｓにより抵抗Ｒ８を介してスイッチング素
子ＦＥＴがオフの時に充電し、スイッチンング素子ＦＥ
Ｔがオンの時に抵抗Ｒ８、スイッチング素子ＦＥＴを介
して放電する。ダイオードＤ３は、所謂還流ダイオード
の機能を有し、スイッチング素子ＦＥＴがオフした時に
直流モータＭ間に発生するスパイク電圧を還流させるこ
とによりドレインソース間に高電圧が加わらないように
し、スイッチング素子ＦＥＴの破壊を防止している。
【００１５】直流モータＭと直流電源Ｅとの間からは、
抵抗Ｒ１１を介して電源Ｅと並列にコンデンサＣ２を接
続し、このコンデンサＣ２に並列に抵抗Ｒ３及びＲ４及
びＲ５を接続し、抵抗Ｒ４には可変抵抗Ｒ６を並列に接
続してある。ここで、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６が、
直流電源Ｅと並列接続した可変抵抗Ｒ６を含み、直流モ
ータＭの回転速度の制御に対応して設定される第１しき
い値電圧を生成する第１の抵抗群である。
【００１６】第１のコンパレータＩＣ１のプラス側入力
端子（第１充電電圧Ｖ１０）は抵抗Ｒ１、Ｒ２の間に接
続し、マイナス側入力端子（第１しきい値電圧Ｖ１１）
は可変抵抗Ｒ６の可変端子に接続し、出力側端子（出力
電圧Ｖ１２）はダイオードＤ１を介して第２のコンパレ
ータＩＣ２のプラス側入力端子（第２しきい値電圧Ｖ１
３）に接続してある。
【００１７】この出力側端子（出力電圧Ｖ１２）には抵
抗Ｒ９を介して抵抗Ｒ１１に接続されている。
【００１８】第２のコンパレータＩＣ２のマイナス側入
力端子（第２充電電圧Ｖ１４）は、コンデンサＣ４を介
し電源Ｅのマイナス側に、抵抗Ｒ１０及びＲ１１を介し
て直流モータＭと電源Ｅとの間に接続されている。更
に、マイナス側入力端子（第２充電電圧Ｖ１４）はダイ
オードＤ２及び抵抗Ｒ７を介して出力側端子に接続して
ある。出力側端子は、電源Ｅと並列に接続された直列接
続抵抗Ｒ１２及びＲ１３及びＲ１４のうち抵抗Ｒ１２と
Ｒ１３との間に接続し且つ抵抗Ｒ１５を介してスイッチ
ング素子ＦＥＴのゲートに接続されている。又、抵抗Ｒ
１３とＲ１４の中間点は第２のコンパレータＩＣ２のプ
ラス側入力端子（第２しきい値電圧Ｖ１３）に接続され
ている。このコンデンサＣ４の充放電は、スイッチング
素子ＦＥＴがオンの時に抵抗Ｒ１０を介して充電し、ス
イッチング素子ＦＥＴがオフした時にダイオードＤ２と
抵抗Ｒ７を介して放電する。ここで、抵抗Ｒ１２、Ｒ１
３、Ｒ１４が、第１のコンパレータＩＣ１の出力信号に
より第２しきい値電圧Ｖ１３を生成する第２の抵抗群で
ある。このコンデンサＣ４、抵抗Ｒ１０が 直流電源Ｅ
と並列に接続し、スイッチング素子ＦＥＴがオン時に充
電を開始して第２充電電圧を生成する第２のコンデンサ
である。
【００１９】次に、このような接続状態を有する制御回
路における動作について、図１の制御回路を参照し、図
２の波形図に基づいて説明する。
【００２０】先ず、スイッチング素子ＦＥＴがオンの時
には、ドレイン電流Ｉｄが流れるためドレインソース間
電圧Ｖｄｓは、（ＦＥＴのオン抵抗×ドレイン電流Ｉ
ｄ）ボルトになる。スイッチング素子ＦＥＴがオフ時に
は、ドレイン電流Ｉｄが流れないため、ドレインソース
間電圧Ｖｄｓは電源電圧Ｅからモータ発電電圧（逆起電
力で発生した電圧）を引いた電位になる。
【００２１】第１のコンパレータＩＣ１は、ドレインソ
ース間電圧ＶｄｓをコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ８により
積分した電位を抵抗Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）に分圧した電
位である第１充電電圧Ｖ１０と、電源電圧Ｅを抵抗Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ５及び可変抵抗Ｒ６により分圧した電位で
ある第１しきい値電圧Ｖ１１とを比較している。
【００２２】そして、スイッチング素子ＦＥＴがオフの
時、分圧した第１充電電圧Ｖ１０の充電電圧が第１しき
い値電圧Ｖ１１に達する（図２でＰ点）と第１のコンパ
レータＩＣ１の出力電圧Ｖ１２が”ＨＩＧＨ”（ワンシ
ョット）となる。ここでモータＭの速度設定は、抵抗Ｒ
３、Ｒ４、Ｒ５及び可変抵抗Ｒ６により第１しきい値電
圧Ｖ１１を変えることによって行っている。即ち、第１
しきい値電圧Ｖ１１が下がるに従って、第１充電電圧Ｖ
１０が達する時間が早くなるため、オフ時間が短くな
る。
【００２３】一方、フイードバック制御は、モータＭに
負荷が加わるとモータＭの回転数が下がりスイッチング
素子ＦＥＴがオフ時のモータＭの発電電圧（逆起電力）
が低下するため、ドレインソース間電圧Ｖｄｓが上昇す
る。この上昇したドレインソース間電圧Ｖｄｓは、第１
充電電圧Ｖ１０の充電する時間を早めることになり、第
１しきい値電圧Ｖ１１に達する時間が早くなり、モータ
Ｍのオフ時間が短くなる。このようにして、スイッチン
グ素子ＦＥＴがオフ時、即ち、モータＭがオフ時に、モ
ータＭで発生する逆起電力による充電電圧を利用してオ
フ時間の制御をすれば、モータＭの回転状態をフイード
バックさせることができるようになる。
【００２４】スイッチング素子ＦＥＴがオンするために
は、第１のコンパレータＩＣ１の出力電圧Ｖ１２におけ
るワンショットが、ダイオードＤ１を通り、第２しきい
値電圧Ｖ１３の電位がプルアップ用抵抗Ｒ９により”Ｈ
ＩＧＨ”電位となって第２のコンパレータＩＣ２のプラ
ス側入力端子に入力され、その出力側端子からの出力電
圧Ｖｇｓが”ＨＩＧＨ”になり、スイッチング素子ＦＥ
Ｔをオンにする。同時に、第２しきい値電圧Ｖ１３（第
２コンパレータＩＣ２のプラス側入力）は抵抗Ｒ１２、
Ｒ１３とＲ１４とで分圧された電位となる。又、スイッ
チング素子ＦＥＴがオンすると同時に、コンデンサＣ４
への充電が開始され、第２充電電圧Ｖ１４の充電電圧が
上昇する。
【００２５】電源電圧ＥをコンデンサＣ４、抵抗Ｒ１０
により積分した電位である第２充電電圧Ｖ１４の充電電
圧が、第２しきい値電圧Ｖ１３に達する（図２でＱ点）
と、第２のコンパレータＩＣ２の出力電圧Ｖｇｓが”Ｌ
ＯＷ”になりスイッチング素子ＦＥＴをオフにする。
【００２６】このようにして、モータＭのオン時間は、
モータＭのオンと同時に充電を開始する第２充電電圧Ｖ
１４が、第２しきい値電圧Ｖ１３に到達するまでの間で
あり、速度設定及びモータＭへの負荷の大小等は直接に
関与しない構成となっているため、そのオン時間は略一
定となる。
【００２７】このようにして、第１のコンパレータＩＣ
１はモータＭで発生する逆起電力をフイードバックしス
イッチング素子ＦＥＴのオフ時間、第２のコンパレータ
ＩＣ２はスイッチング素子ＦＥＴのオン時間を決め、こ
の繰り返しにより発振制御を行っているのである。
【００２８】次に、このような制御をする制御回路にお
いて、更に、モータの回転速度に応じた速度制御につい
て図３を参照して説明する。
【００２９】モータＭの回転速度が低速時においては、
図３（Ａ）に示すように、第１しきい値電圧Ｖ１１が上
昇するからオフ時間が長くなる。中速時においては、図
３（Ｂ）に示すように、第２しきい値電圧Ｖ１１は低速
の時の電位よりも低くなるため、その分オフ時間が短く
なる。高速においては、図３（Ｃ）に示すように、更に
第１しきい値電圧Ｖ１１が低くなり、オフ時間とオン時
間が略同じ位の比率になってモータＭの回転速度を制御
する。
【００３０】次に、モータの負荷が印加された場合の速
度制御について図４を参照して説明する。
【００３１】無負荷時においては、図４（Ａ）に示すよ
うに、ドレインソース間電圧Ｖｄｓが低いため第１充電
電圧Ｖ１０の充電速度は緩やかである。従って、第１し
きい値電圧Ｖ１１へ到達する時間は長くなり、オフ時間
は長い。これに対して、負荷を印加すると、図４（Ｂ）
に示すように、ドレインソース間電圧Ｖｄｓが上昇する
ため、その分第１充電電圧Ｖ１０の充電速度が速まり、
オフ時間が短くなる。従って、モータＭに外部要因によ
る負荷が印加されると制御回路はその負荷の印加具合に
対応して第１充電電圧Ｖ１０の充電速度を早めるように
してオフ時間を少なくし、略一定のオン時間を多くする
ように制御することができる。
【００３２】負荷が増加して、モータＭがロック状態に
なると、図４（Ｃ）に示すように、更にドレインソース
間電圧Ｖｄｓが上昇し、オン時間がオフ時間よりも長く
なった状態で対処するように制御する。
【００３３】このようにして、図３に示したモータの回
転速度に関しては第１しきい値電圧Ｖ１１を変化させて
オフ時間を設定し、図４に示した負荷が印加した場合に
は、ドレインソース間電圧Ｖｄｓの変化によりオフ時間
を設定するようにし、又、これらを組み合わせた制御を
行えば、きわめて政客なモータＭの回転制御を行うこと
ができるのである。
【００３４】
【発明の効果】上記説明したように、本発明に係る直流
モータ速度制御回路は、スイッチング素子がオフ時に、
モータから発生する逆起電力を利用して第１充電電圧の
充電速度を変化させてオフ時間を設定するようにしたこ
とにより、モータで発生する逆起電力のフイードバック
量が多くとれ安定した直流モータの回転速度制御を行う
ことができると云う効果がある。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a speed control circuit for a DC motor, and more particularly to a DC motor with a substantially constant ON time and a DC motor OFF time. And a control circuit configured to control the rotation speed by changing the rotation speed. 2. Description of the Related Art Conventionally used in electric power tools and the like.
Although various types of DC motor speed control circuits have been disclosed, the common feature is to control the motor at a constant speed by utilizing the back electromotive force generated when the motor is turned off. I have. [0003] For example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-46187 discloses a "speed control device for a DC motor". As shown in FIG. 5, the control circuit includes a series circuit of a DC motor M and a semiconductor switching element FET connected to both ends of a DC power supply E, and a semiconductor switching element FE via a resistor R.
T is connected in parallel with T, is charged via the DC motor M and the resistor R when the switching element FET is turned off, and is charged when the switching element FET is turned on.
Capacitor C discharging through T and comparator CO
MP, resistors R1 to R3 for changing input conditions of the comparator COMP, a variable resistor VR, and a transistor Tr. The comparator COMP turns on the switching element FET when the terminal voltage V1 (charging voltage) of the capacitor C becomes higher than the first reference voltage V2 when the switching element FET is off. When the switching element FET is turned on, the comparator COMP detects the terminal voltage V of the capacitor C.
1 (discharge voltage) turns on the transistor Tr and the resistance R1
When the voltage becomes lower than the second reference voltage V3 which is lower than the first reference voltage V2 by bypassing the switching element FET, the switching element FET is turned off. Thus, one comparator COM
P controls the on / off duty of the switching element FET by comparing the charge / discharge voltage of the capacitor C with the first and second reference voltages V2 and V3 of a predetermined level, and rotates the DC motor M at a constant speed. However, the DC motor speed control circuit according to the above-described prior art described above has a problem that it is difficult to set the first and second reference voltages during low-speed rotation. In addition, since comparison control is performed using the first and second reference voltages using one comparator, the accuracy of comparison with the terminal voltage V1 (charge / discharge voltage) of the capacitor C is lacking. There are points. Therefore, in a speed control circuit using a back electromotive force of a motor, there is a problem that a circuit configuration capable of performing more accurate comparison control has to be solved. [0010] In order to solve the above object, according to an aspect of the speed control circuit for a DC motor according to the present invention, direct current
Connected in series with a DC motor via a
Switching element for ON / OFF control, and the switch
Switching at the connection point between the switching element and the DC motor.
Connected in parallel with the element, charging when the switching element is off
Capacitor for initiating a charge to generate a first charging voltage
And a variable resistor connected in parallel with the DC power supply,
First threshold set corresponding to control of motor rotation speed
A first resistor group for generating a low voltage, and the first charging voltage
And the first threshold voltage are input and compared.
A first comparator for generating a signal;
A second threshold voltage is generated based on an output signal of the parator.
A second group of resistors connected in parallel with the DC power supply;
When the switching element is turned on, charging starts and the second charging voltage
And a second capacitor for generating the second charge voltage and
The second threshold voltage is input and compared, and the output voltage is
A second comparator for supplying a gate of the switching element;
A control circuit comprising:
When the switching element is off, the
The charging voltage of the first charging voltage reaches the first threshold voltage.
The second threshold voltage to the second comparator
Input to turn on the switching element,
The comparator operates when the switching element is on.
The second charging voltage has reached the second threshold voltage
Sometimes, the output voltage is supplied to the gate of the switching element.
To control the switching element to turn off.
Is Rukoto. In the control circuit having such a configuration, the on-time is determined to be substantially constant by one comparator, and the off-time is determined by considering the back electromotive force of the motor by the other comparator. In the feedback control using the back electromotive force, the feedback amount can be increased, and the constant-speed rotation characteristic can be improved. Next, an embodiment of a DC motor speed control circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the speed control circuit of the DC motor includes a DC power supply E, a DC motor M, a switching element FET, and two first and second comparator ICs.
1, IC2, capacitors C1 to C4, and resistors R1 to R
15 and diodes D1 to D3, and the connection state is as follows. A DC motor M, a resistor R8 and a capacitor C1 are connected in series to both ends of a DC power source E, resistors R1 and R2 are connected in parallel with the capacitor C1, and a capacitor C3 is connected in parallel with the resistor R2. . A switching element FET is connected in parallel to the DC motor M and the power supply E. A diode D3 is connected to the DC motor M in parallel. This capacitor C1 is a so-called first
It is a capacitor and is charged by the voltage Vds between the drain and source of the switching element via the resistor R8 when the switching element FET is off, and the switching element FE
When T is on, discharge occurs via the resistor R8 and the switching element FET. The diode D3 has a function of a so-called freewheeling diode. By returning a spike voltage generated between the DC motors M when the switching element FET is turned off, a high voltage is not applied between the drain and the source. Prevents destruction. From between the DC motor M and the DC power supply E,
A capacitor C2 is connected in parallel with the power supply E via a resistor R11, resistors R3, R4 and R5 are connected in parallel to the capacitor C2, and a variable resistor R6 is connected in parallel to the resistor R4. Here, the resistors R3, R4, R5, and R6 are:
Including a variable resistor R6 connected in parallel with the DC power source E,
First threshold set according to the control of the rotation speed of the motor M
It is a first resistor group that generates a low voltage. The plus input terminal (first charging voltage V10) of the first comparator IC1 is connected between the resistors R1 and R2, and the minus input terminal (first threshold voltage V11).
Is connected to the variable terminal of the variable resistor R6, and the output terminal (output voltage V12) is connected via a diode D1 to the plus input terminal (second threshold voltage V1) of the second comparator IC2.
Connected to 3). The output terminal (output voltage V12) is connected to a resistor R11 via a resistor R9. The negative input terminal (second charging voltage V14) of the second comparator IC2 is connected to the negative side of the power supply E via the capacitor C4 and between the DC motor M and the power supply E via the resistors R10 and R11. It is connected. Further, the negative input terminal (second charging voltage V14) is connected to the output terminal via a diode D2 and a resistor R7. The output side terminal is connected between the resistors R12 and R13 of the series connection resistors R12, R13 and R14 connected in parallel with the power supply E, and is connected to the gate of the switching element FET via the resistor R15. Also, the resistance R
The midpoint between 13 and R14 is connected to the plus input terminal (second threshold voltage V13) of the second comparator IC2. The capacitor C4 is charged and discharged via the resistor R10 when the switching element FET is turned on, and discharged via the diode D2 and the resistor R7 when the switching element FET is turned off. Here, the resistors R12 and R1
3, R14 is the output signal of the first comparator IC1
A second resistor group that generates a second threshold voltage V13
is there. The capacitor C4 and the resistor R10 are connected to the DC power source E.
And a second capacitor that is connected in parallel with the switching element FET and starts charging when the switching element FET is turned on to generate a second charging voltage. Next, the operation of the control circuit having such a connection state will be described with reference to the control circuit of FIG. 1 and the waveform diagram of FIG. First, when the switching element FET is turned on, the drain current Id flows. Therefore, the drain-source voltage Vds becomes (the ON resistance of the FET × the drain current Id).
d) It becomes a bolt. Since the drain current Id does not flow when the switching element FET is off, the drain-source voltage Vds becomes a potential obtained by subtracting the motor power generation voltage (voltage generated by the back electromotive force) from the power supply voltage E. The first comparator IC1 calculates a first charging voltage V10, which is a potential obtained by dividing a potential obtained by integrating the drain-source voltage Vds by the capacitor C1 and the resistor R8 into a resistor R2 / (R1 + R2), and a power supply voltage E. Resistance R
3, R4, R5 and a first threshold voltage V11 which is a potential divided by the variable resistor R6. When the divided charging voltage of the first charging voltage V10 reaches the first threshold voltage V11 (point P in FIG. 2) when the switching element FET is off, the output voltage of the first comparator IC1 V12 becomes "HIGH" (one shot). Here, the speed of the motor M is determined by the resistance R
3, R4, R5 and the variable resistor R6 to change the first threshold voltage V11. That is, the first
As the threshold voltage V11 decreases, the first charging voltage V
Since the time to reach 10 is earlier, the off time is shorter. On the other hand, in the feedback control, when a load is applied to the motor M, the rotation speed of the motor M decreases, and the generated voltage (back electromotive force) of the motor M when the switching element FET is turned off.
, The drain-source voltage Vds increases. This increased drain-source voltage Vds is the first
The charging time of the charging voltage V10 is shortened, the time to reach the first threshold voltage V11 is shortened, and the off time of the motor M is shortened. In this way, when the switching element FET is off, that is, when the motor M is off, if the off time is controlled using the charging voltage due to the back electromotive force generated in the motor M, the rotational state of the motor M is fed back. Will be able to do that. In order for the switching element FET to be turned on, one shot of the output voltage V12 of the first comparator IC1 passes through the diode D1, and the potential of the second threshold voltage V13 is set to "H" by the pull-up resistor R9.
The potential becomes “HIGH” and is inputted to the plus side input terminal of the second comparator IC2, the output voltage Vgs from the output side terminal becomes “HIGH”, and the switching element FE
Turn on T. At the same time, the second threshold voltage V13 (positive input of the second comparator IC2) is connected to the resistor R12,
The potential is divided by R13 and R14. When the switching element FET is turned on, the capacitor C4
Is started, and the charging voltage of the second charging voltage V14 increases. The power supply voltage E is applied to the capacitor C4 and the resistor R10.
The charging voltage of the second charging voltage V14, which is the potential integrated by the above, reaches the second threshold voltage V13 (point Q in FIG. 2).
And the output voltage Vgs of the second comparator IC2 is "L"
OW "to turn off the switching element FET. Thus, the ON time of the motor M is
Second charging voltage V that starts charging at the same time as turning on motor M
14 until the second threshold voltage V13 is reached, and since the speed setting and the magnitude of the load on the motor M are not directly involved, the on-time is substantially constant. . Thus, the first comparator IC
Numeral 1 feeds back the back electromotive force generated by the motor M to determine the off time of the switching element FET, and the second comparator IC2 determines the on time of the switching element FET. Next, the speed control according to the rotation speed of the motor in the control circuit for performing such control will be described with reference to FIG. When the rotation speed of the motor M is low,
As shown in FIG. 3A, since the first threshold voltage V11 increases, the off-time becomes longer. At the middle speed, as shown in FIG. 3B, the second threshold voltage V11 is lower than the potential at the low speed, so that the off time is shortened accordingly. At high speeds, as shown in FIG. 3 (C), the first threshold voltage V11 is further lowered, and the off time and the on time have substantially the same ratio to control the rotation speed of the motor M. Next, speed control when a motor load is applied will be described with reference to FIG. At the time of no load, as shown in FIG. 4A, the charging speed of the first charging voltage V10 is slow because the drain-source voltage Vds is low. Therefore, the time to reach the first threshold voltage V11 is long, and the off time is long. On the other hand, when a load is applied, FIG.
Since the drain-source voltage Vds increases as shown in FIG. 7, the charging speed of the first charging voltage V10 increases accordingly.
Off time is shortened. Therefore, when a load due to an external factor is applied to the motor M, the control circuit reduces the off-time by increasing the charging speed of the first charging voltage V10 in accordance with the degree of application of the load, thereby reducing the substantially constant on-time. Can be controlled to increase. When the load is increased and the motor M is locked, as shown in FIG. 4C, the voltage between the drain and the source Vds further increases, and the ON time is longer than the OFF time. To control. In this manner, with respect to the rotation speed of the motor shown in FIG. 3, the off time is set by changing the first threshold voltage V11, and when the load shown in FIG. If the off-time is set by the change in the source-to-source voltage Vds, and control is performed by combining these, it is possible to control the rotation of the motor M, which is extremely political. As described above, in the DC motor speed control circuit according to the present invention, when the switching element is off,
By setting the off-time by changing the charging speed of the first charging voltage using the back electromotive force generated by the motor, a large amount of feedback of the back electromotive force generated by the motor can be obtained and a stable DC motor can be obtained. There is an effect that the rotation speed control can be performed.
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直流モータの速度制御回路であ
る。
【図２】同速度制御回路の基本的な動作の主要な各部の
波形図である。
【図３】同低速、中速、高速の速度設定時の主要な各部
の波形図である。
【図４】同負荷印加時の主要な各部の波形図である。
【図５】従来技術における直流モータの速度制御回路で
ある。
【符号の説明】
Ｖ１０・・・第１充電電圧、Ｖ１１・・・第１しきい値
電圧、Ｖ１２・・・出力電圧（第１のコンパレータＩＣ
１）、Ｖ１３・・・第２しきい値電圧、Ｖ１４・・・第
２充電電圧、Ｖｇｓ・・・出力電圧（第２のコンパレー
タＩＣ２）、Ｖｄｓ・・・ドレインソース間電圧、Ｉｄ
・・・ドレイン電流、Ｃ１〜Ｃ４・・・コンデンサ、Ｒ
１〜Ｒ１５・・・抵抗（Ｒ６・・・可変抵抗）、Ｄ１〜
Ｄ３・・・ダイオード、Ｍ・・・モータ、ＩＣ１・・・
第１のコンパレータ、ＩＣ２・・・第２のコンパレー
タ、Ｅ・・・直流電源電圧BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a speed control circuit of a DC motor according to the present invention. FIG. 2 is a waveform diagram of main parts of a basic operation of the speed control circuit. FIG. 3 is a waveform diagram of main parts when the low speed, medium speed, and high speed are set. FIG. 4 is a waveform diagram of main parts when the load is applied. FIG. 5 is a speed control circuit of a DC motor according to the related art. [Description of Signs] V10: first charging voltage, V11: first threshold voltage, V12 ... output voltage (first comparator IC
1), V13: second threshold voltage, V14: second charging voltage, Vgs: output voltage (second comparator IC2), Vds: drain-source voltage, Id
... Drain current, C1-C4 ... Capacitor, R
1 to R15: resistance (R6: variable resistance), D1
D3: Diode, M: Motor, IC1 ...
First comparator, IC2: second comparator, E: DC power supply voltage
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−337065（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−60708（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−29392（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−150612（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/00 - 5/26 H02P 7/00 - 7/34 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-7-337065 (JP, A) JP-A-50-60708 (JP, A) JP-A-58-29392 (JP, A) JP-A 55-29 150612 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H02P 5/00-5/26 H02P 7/ 00-7/34
Claims (1)
続し、該直流モータをオン／オフ制御するスイッチング
素子と、 前記スイッチング素子と前記直流モータとの接続点に、
該スイッチング素子と並列接続し、該スイッチング素子
がオフ時に充電を開始して第１充電電圧を生成する第１
のコンデンサと、 前記直流電源と並列接続した可変抵抗で、前記直流モー
タの回転速度の制御に対応して設定される第１しきい値
電圧を生成する第１の抵抗群と、 前記第１充電電圧と前記第１しきい値電圧を入力して比
較し、所定の出力信号を生成する第１のコンパレータ
と、 前記第１のコンパレータの出力信号により第２しきい値
電圧を生成する第２の抵抗群と、 前記直流電源と並列に接続し、前記スイッチング素子が
オン時に充電を開始して第２充電電圧を生成する第２の
コンデンサと、 前記第２充電電圧と前記第２しきい値電圧を入力して比
較し、その出力電圧を前記スイッチング素子のゲートに
供給する第２のコンパレータと、を備えた制御回路であ
って、 前記第１のコンパレータは、前記スイッチング素子がオ
フのときに、前記第１充電電圧の充電電圧が前記第１し
きい値電圧に達しときに、前記第２しきい値電圧を第２
コンパレータに入力して前記スイッチング素子をオンに
し、 前記第２のコンパレータは、前記スイッチング素子がオ
ンのときに、前記第２充電電圧が前記第２しきい値電圧
に達したときに、出力電圧を前記スイッチング素子のゲ
ートに供給して、前記スイッチング素子をオフするよう
に制御すること を特徴とする直流モータの速度制御回
路。(57) [Claims 1] Connected in series with a DC motor via a DC power supply
Switching to turn on / off the DC motor
Element, at a connection point between the switching element and the DC motor,
A switching element connected in parallel with the switching element;
Starts charging when the power is off to generate a first charging voltage.
And a variable resistor connected in parallel with the DC power supply,
Threshold value set in accordance with the control of the rotation speed of the motor
A first group of resistors for generating a voltage, a ratio between the first charge voltage and the first threshold voltage,
A first comparator for generating a predetermined output signal
And a second threshold value based on the output signal of the first comparator.
A second resistor group for generating a voltage , connected in parallel with the DC power supply, wherein the switching element
A second method for starting charging when on to generate a second charging voltage
A capacitor, the second charging voltage and the second threshold voltage,
The output voltage is applied to the gate of the switching element.
And a second comparator for supplying.
Therefore, the first comparator is configured such that the switching element is turned off.
The charging voltage of the first charging voltage is equal to the first charging voltage.
When the threshold voltage is reached, the second threshold voltage is increased to a second
Turn on the switching element by inputting to the comparator
In the second comparator, the switching element is turned off.
The second charging voltage is equal to the second threshold voltage.
When the output voltage reaches the
To turn off the switching element.
A speed control circuit for a DC motor, characterized in that:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33150197A JP3455665B2 (en) | 1997-12-02 | 1997-12-02 | DC motor speed control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33150197A JP3455665B2 (en) | 1997-12-02 | 1997-12-02 | DC motor speed control circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168893A JPH11168893A (en) | 1999-06-22 |
| JP3455665B2 true JP3455665B2 (en) | 2003-10-14 |
Family
ID=18244351
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33150197A Expired - Lifetime JP3455665B2 (en) | 1997-12-02 | 1997-12-02 | DC motor speed control circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3455665B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5002979B2 (en) * | 2006-02-28 | 2012-08-15 | オムロン株式会社 | DC motor control circuit |
-
1997
- 1997-12-02 JP JP33150197A patent/JP3455665B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11168893A (en) | 1999-06-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5444354A (en) | Charging generator control for vehicles | |
| US6294903B1 (en) | Switching power supply | |
| JP3418673B2 (en) | Control device for vehicle charging generator | |
| US4459539A (en) | Charge transfer constant volt-second regulator | |
| JP4158513B2 (en) | Vehicle power generation control device | |
| JPH0732941A (en) | Protective circuit of lighting system for automobile | |
| US5892353A (en) | Power supply apparatus | |
| JP3478890B2 (en) | DC / DC converter for generating multiple signals | |
| JP3400678B2 (en) | Control device for charging generator | |
| JP3455665B2 (en) | DC motor speed control circuit | |
| JP2001045740A (en) | Drive circuit of power semiconductor element | |
| JP2624524B2 (en) | Motor overload detection device | |
| JP3149520B2 (en) | Power supply device for electric loads for vehicles | |
| JP3232739B2 (en) | Switch ON detection circuit | |
| JP3490049B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4239402B2 (en) | Vehicle power generation control device | |
| JP3429434B2 (en) | Battery voltage regulator | |
| JP3488859B2 (en) | Motor control circuit | |
| JP2600103Y2 (en) | Power circuit | |
| JP3019377B2 (en) | Voltage control device for vehicle alternator | |
| JP3528525B2 (en) | Motor speed control circuit | |
| JP2002204600A (en) | Power generation control device for vehicle | |
| KR100335938B1 (en) | Fan moter drive device for vehicle | |
| JPH11252979A (en) | Load torque detection circuit for dc motor | |
| JP3488858B2 (en) | Motor control circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070725 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080725 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090725 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100725 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110725 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110725 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120725 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130725 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130725 Year of fee payment: 10 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |