JP2904147B2 - 加入者回路 - Google Patents
加入者回路Info
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- JP2904147B2 JP2904147B2 JP24303396A JP24303396A JP2904147B2 JP 2904147 B2 JP2904147 B2 JP 2904147B2 JP 24303396 A JP24303396 A JP 24303396A JP 24303396 A JP24303396 A JP 24303396A JP 2904147 B2 JP2904147 B2 JP 2904147B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は加入者回路に関し、
特にその直流給電抵抗を実現させるための制御回路に関
する。
特にその直流給電抵抗を実現させるための制御回路に関
する。
【0002】
【従来の技術】図3は従来例の加入者回路の直流インピ
ーダンス合成、及び交流インピーダンス合成回路部の回
路図である。図を参照すると、正相入力端子+、及び逆
相入力端子−とこの2つの入力端子間の電圧を増幅し、
基準電圧Vref1を中心にして正転出力と反転出力が互い
に同振幅で逆極性の電圧を発生する差動入力差動出力型
平衡増幅器1を設けている。この平衡増幅器1は抵抗値
Rの抵抗R1 ,R3 を介して逆相入力端子−と正転出力
端子とに帰還をかけ、同じく抵抗値Rの抵抗R2,R4
を介して正相入力端子+と反転出力端子とに帰還をかけ
て単位反転増幅器とし、これら正転出力端子,反転出力
端子と、2線式線路の端子Ti,Trとの間に抵抗値R
F の抵抗R5 ,R6 をそれぞれ接続している。
ーダンス合成、及び交流インピーダンス合成回路部の回
路図である。図を参照すると、正相入力端子+、及び逆
相入力端子−とこの2つの入力端子間の電圧を増幅し、
基準電圧Vref1を中心にして正転出力と反転出力が互い
に同振幅で逆極性の電圧を発生する差動入力差動出力型
平衡増幅器1を設けている。この平衡増幅器1は抵抗値
Rの抵抗R1 ,R3 を介して逆相入力端子−と正転出力
端子とに帰還をかけ、同じく抵抗値Rの抵抗R2,R4
を介して正相入力端子+と反転出力端子とに帰還をかけ
て単位反転増幅器とし、これら正転出力端子,反転出力
端子と、2線式線路の端子Ti,Trとの間に抵抗値R
F の抵抗R5 ,R6 をそれぞれ接続している。
【0003】直流インピーダンス合成回路部において
は、平衡増幅器1の反転出力端子の電圧が単一の5V電
源の範囲内に収まるよう出力される減衰機能付きレベル
シフト回路4に入力され、レベルシフト回路4の出力と
基準電圧Vref2が加算器11に入力される。この加算器
11の出力はプログラマブルに可変できる減衰器5に入
力され、基準電圧Vref2を基準として一定の値K2 で減
衰される。この可変減衰器5の出力は減算器14で基準
電圧Vref2が減算され、低域通過フィルタ8に入力され
る。この低域通過フィルタ8の出力電圧は、加算器13
の一方の入力端子に入力され、加算器13の出力は変換
係数Gm の電圧電流変換回路2で電流に変換され平衡増
幅器1の逆相入力端子に入力される。
は、平衡増幅器1の反転出力端子の電圧が単一の5V電
源の範囲内に収まるよう出力される減衰機能付きレベル
シフト回路4に入力され、レベルシフト回路4の出力と
基準電圧Vref2が加算器11に入力される。この加算器
11の出力はプログラマブルに可変できる減衰器5に入
力され、基準電圧Vref2を基準として一定の値K2 で減
衰される。この可変減衰器5の出力は減算器14で基準
電圧Vref2が減算され、低域通過フィルタ8に入力され
る。この低域通過フィルタ8の出力電圧は、加算器13
の一方の入力端子に入力され、加算器13の出力は変換
係数Gm の電圧電流変換回路2で電流に変換され平衡増
幅器1の逆相入力端子に入力される。
【0004】一方、交流インピーダンス合成回路部で
は、2線式線路の端子Ti,Trの電圧を検出しバラン
ス・アンバランス変換回路6に入力される。このバラン
ス・アンバランス変換回路6は、端子Ti,Trの電圧
の差電圧を一定の値で減衰させ接地(GND)電位を基
準に出力する回路である。バランス・アンバランス変換
回路6の出力電圧は高域通過フィルタ9に入力される。
高域通過フィルタ9の出力電圧は加算器12で基準電圧
Vref3が加算され、加算器12の出力はACインピーダ
ンス制御回路7に入力される。このインピーダンス制御
回路7では各回路ごとに対応した終端インピーダンスを
プログラマブルに合成することが出来る。ACインピー
ダンス制御回路7の出力電圧は、加算器13の他方の入
力端子に入力される。
は、2線式線路の端子Ti,Trの電圧を検出しバラン
ス・アンバランス変換回路6に入力される。このバラン
ス・アンバランス変換回路6は、端子Ti,Trの電圧
の差電圧を一定の値で減衰させ接地(GND)電位を基
準に出力する回路である。バランス・アンバランス変換
回路6の出力電圧は高域通過フィルタ9に入力される。
高域通過フィルタ9の出力電圧は加算器12で基準電圧
Vref3が加算され、加算器12の出力はACインピーダ
ンス制御回路7に入力される。このインピーダンス制御
回路7では各回路ごとに対応した終端インピーダンスを
プログラマブルに合成することが出来る。ACインピー
ダンス制御回路7の出力電圧は、加算器13の他方の入
力端子に入力される。
【0005】次に、基準電圧Vref3のキャンセル方法に
ついて説明する。電圧電流変換回路3は、同様の回路2
と等しい変換係数を持つ電圧電流変換回路であり、この
電圧電流変換回路3に電圧Vref3と等しい電圧が入力さ
れ、変換された出力電流は平衡増幅器1の正相入力端子
に入力される。電圧電流変換回路2,3は各々平衡増幅
器1の逆相入力端子、正相入力端子に接続されているた
め、基準電圧Vref3は平衡増幅器1でキャンセルされ、
平衡増幅器1の出力には電圧Vref3の影響がなくなる。
ついて説明する。電圧電流変換回路3は、同様の回路2
と等しい変換係数を持つ電圧電流変換回路であり、この
電圧電流変換回路3に電圧Vref3と等しい電圧が入力さ
れ、変換された出力電流は平衡増幅器1の正相入力端子
に入力される。電圧電流変換回路2,3は各々平衡増幅
器1の逆相入力端子、正相入力端子に接続されているた
め、基準電圧Vref3は平衡増幅器1でキャンセルされ、
平衡増幅器1の出力には電圧Vref3の影響がなくなる。
【0006】ここで端子Ti,Trから見た等価抵抗
(給電抵抗)RDCを計算する。線路抵抗RL に流れる電
流をIL とする。また平衡増幅器1の出力は同振幅で逆
位相の電圧を出力するため負の電源電圧をVBBとする
と、反転出力端子と接地(GND)間電圧・正転出力端
子とVBB間電圧は等しくなりこの電圧をVD とする。ま
た端子Ti,Trも同振幅で逆位相に振れるため端子T
i−GND間電圧・端子Tr−VBB間電圧は等しくな
り、この電圧をV1 とすると次式が得られる。 V2 =V1 −IL RF ・・・(1) V1 =(VBB−IL RL )/2・・・(2) また減衰機能付きレベルシフト回路4の減衰量をK1 と
すると、本回路は入力電圧を反転させて出力させる機能
も備えているので、出力電圧をVD とすると、VD =
(−K1 V1 )となる。このVD は加算器11でVref2
が加算されるので可変減衰器5の出力電圧Va は、(−
K1 V1 +Vref2)となる。この加算器13の出力は可
変減衰器5に入力され、基準電圧Vref2を基準に減衰す
る。この減衰量をK2 とすると、その出力電圧V
ATT は、(−K1 K2 V1 +Vref2)となる。
(給電抵抗)RDCを計算する。線路抵抗RL に流れる電
流をIL とする。また平衡増幅器1の出力は同振幅で逆
位相の電圧を出力するため負の電源電圧をVBBとする
と、反転出力端子と接地(GND)間電圧・正転出力端
子とVBB間電圧は等しくなりこの電圧をVD とする。ま
た端子Ti,Trも同振幅で逆位相に振れるため端子T
i−GND間電圧・端子Tr−VBB間電圧は等しくな
り、この電圧をV1 とすると次式が得られる。 V2 =V1 −IL RF ・・・(1) V1 =(VBB−IL RL )/2・・・(2) また減衰機能付きレベルシフト回路4の減衰量をK1 と
すると、本回路は入力電圧を反転させて出力させる機能
も備えているので、出力電圧をVD とすると、VD =
(−K1 V1 )となる。このVD は加算器11でVref2
が加算されるので可変減衰器5の出力電圧Va は、(−
K1 V1 +Vref2)となる。この加算器13の出力は可
変減衰器5に入力され、基準電圧Vref2を基準に減衰す
る。この減衰量をK2 とすると、その出力電圧V
ATT は、(−K1 K2 V1 +Vref2)となる。
【0007】このVATT は減算器14に入力されVref2
が減算され、減算器14での出力電圧VSUB は、(−K
1 K2 V1 )となり、Vref2の影響はなくなる。そして
低域通過フィルタ8を通し、電圧VSUB はDC成分のみ
となる。このVSUB は電圧電流変換率Gm の電圧電流変
換回路2に入力され、平衡増幅器1に帰還される。そし
て電圧電流変換回路2で変換された電流は平衡増幅器1
の帰還抵抗Rでもう一度電圧に変換される。電圧電流変
換率Gm をK3 /Rとすると平衡増幅器1には−K1 K
2 K3 V1 の電圧が加算されたことになる。
が減算され、減算器14での出力電圧VSUB は、(−K
1 K2 V1 )となり、Vref2の影響はなくなる。そして
低域通過フィルタ8を通し、電圧VSUB はDC成分のみ
となる。このVSUB は電圧電流変換率Gm の電圧電流変
換回路2に入力され、平衡増幅器1に帰還される。そし
て電圧電流変換回路2で変換された電流は平衡増幅器1
の帰還抵抗Rでもう一度電圧に変換される。電圧電流変
換率Gm をK3 /Rとすると平衡増幅器1には−K1 K
2 K3 V1 の電圧が加算されたことになる。
【0008】また交流インピーダンス合成部では、端子
Ti,Tr間電圧をバランス・アンバランス変換回路6
でGND電位を基準とした電圧に変換され、高域通過フ
ィルタ(HPF)9に入力される。このHPF9の出力
は交流成分のみの信号となり、この信号は単一の5V系
で処理できるようバイアス電圧Vref3が加算器12で加
算される。しかし、このVref3は先述のように平衡増幅
器1でキャンセルされるため給電抵抗には影響がなくな
る。従って、 VBB−2V2 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 ・・・(3) が成り立つ。(1)・(2)・(3)式より線路抵抗R
L とそこに流れる電流IL の関係は次の(4)式のよう
になる。
Ti,Tr間電圧をバランス・アンバランス変換回路6
でGND電位を基準とした電圧に変換され、高域通過フ
ィルタ(HPF)9に入力される。このHPF9の出力
は交流成分のみの信号となり、この信号は単一の5V系
で処理できるようバイアス電圧Vref3が加算器12で加
算される。しかし、このVref3は先述のように平衡増幅
器1でキャンセルされるため給電抵抗には影響がなくな
る。従って、 VBB−2V2 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 ・・・(3) が成り立つ。(1)・(2)・(3)式より線路抵抗R
L とそこに流れる電流IL の関係は次の(4)式のよう
になる。
【0009】
【0010】端子Ti,Trから見た等価抵抗(給電抵
抗)をRDCとした場合RL とIL の関係は IL =VBB/(RL +2RDC)・・・(5) となる。これら(4)式と(5)式を比較すると RDC=(K1 K2 K3 +K2 )/K1 K2 K3 ・・・(6) となり、K1 ・K2 ・K3 を可変することにより自由に
給電抵抗を選択できる。また可変減衰器5はC−MOS
型のトランジスタで実現できるため、K1 、K3を固定
しておきK2 を可変させることにすれば給電抵抗をソフ
ト制御することができる。またACインピーダンス制御
回路7もC−MOS型のトランジスタで実現できるため
安価でソフト制御し易くなる。
抗)をRDCとした場合RL とIL の関係は IL =VBB/(RL +2RDC)・・・(5) となる。これら(4)式と(5)式を比較すると RDC=(K1 K2 K3 +K2 )/K1 K2 K3 ・・・(6) となり、K1 ・K2 ・K3 を可変することにより自由に
給電抵抗を選択できる。また可変減衰器5はC−MOS
型のトランジスタで実現できるため、K1 、K3を固定
しておきK2 を可変させることにすれば給電抵抗をソフ
ト制御することができる。またACインピーダンス制御
回路7もC−MOS型のトランジスタで実現できるため
安価でソフト制御し易くなる。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】この従来の加入者回路
では、直流インピーダンス制御部・交流インピーダンス
制御部の一部をC−MOS型のトランジスタで実現させ
るため、高耐圧系から単一の5V系へのレベルシフト回
路及びバイアス電圧の加算、また単一の5V系から高耐
圧系へのレベルシフト及びバイアス電圧の減算が必要と
なり、素子数が増加するという問題があった。
では、直流インピーダンス制御部・交流インピーダンス
制御部の一部をC−MOS型のトランジスタで実現させ
るため、高耐圧系から単一の5V系へのレベルシフト回
路及びバイアス電圧の加算、また単一の5V系から高耐
圧系へのレベルシフト及びバイアス電圧の減算が必要と
なり、素子数が増加するという問題があった。
【0012】本発明の目的は、このような問題を解決
し、回路構成を簡単化し、その素子数を削減した加入者
回路を提供することにある。
し、回路構成を簡単化し、その素子数を削減した加入者
回路を提供することにある。
【0013】
【課題を解決するための手段】本発明の構成は、正相入
力端子と逆相入力端子とから入力された端子間電圧を増
幅して第1の基準電圧を中心として正転出力と反転出力
とが互いに同振幅で逆極性の電圧を出力する平衡増幅器
を有し、これら平衡増幅器の2出力を2線式線路に出力
する加入者回路において、前記反転出力を第2の基準電
圧分レベルシフトして可変給電制御し、前記2線式線路
の端子電圧を第3の基準電圧分レベルシフトしてそのA
Cインピーダンスを可変制御した出力を前記正相入力端
子にAC帰還入力し、前記可変給電制御した出力を前記
第3の基準電圧より前記第2の基準電圧を減算した電圧
分レベルシフトして前記逆相入力端子にDC帰還入力す
るようにしたことを特徴とする。
力端子と逆相入力端子とから入力された端子間電圧を増
幅して第1の基準電圧を中心として正転出力と反転出力
とが互いに同振幅で逆極性の電圧を出力する平衡増幅器
を有し、これら平衡増幅器の2出力を2線式線路に出力
する加入者回路において、前記反転出力を第2の基準電
圧分レベルシフトして可変給電制御し、前記2線式線路
の端子電圧を第3の基準電圧分レベルシフトしてそのA
Cインピーダンスを可変制御した出力を前記正相入力端
子にAC帰還入力し、前記可変給電制御した出力を前記
第3の基準電圧より前記第2の基準電圧を減算した電圧
分レベルシフトして前記逆相入力端子にDC帰還入力す
るようにしたことを特徴とする。
【0014】また本発明において、平衡増幅器の反転出
力端子の出力をレベル調整して所定正電圧範囲に持ち上
げるレベルシフト回路と、このレベルシフト回路の出力
電圧を第2の基準電圧と加算する第1の加算器と、この
第1の加算器の出力を第2の基準電圧を基準にして所定
係数で減衰させる可変減衰器と、この第2の基準電圧と
第3の基準電圧との差電圧を加算する第2の加算器と、
この第2の加算器の出力の低域成分を出力する低域フィ
ルタと、前記低域フィルタの出力電圧を電流に変換し前
記平衡増幅器の一方の入力端子に接続する第1の電圧電
流変換回路と、2線式線路の線路間差電圧を所定係数で
減衰させ接地電位を基準として出力するバランス・アン
バランス変換回路と、このバランス・アンバランス変換
回路の出力の高域成分を出力する高域フィルタと、この
高域フィルタの出力電圧に前記第3の基準電圧を加算す
る第3の加算器と、この第3の加算器の出力電圧を所定
終端インピーダンスに合成するインピーダンス制御回路
と、このインピーダンス制御回路の出力電圧を電流に変
換し前記平衡増幅器の他方の入力端子に接続する第2の
電圧電流変換回路とを有し、前記2線式線路の両線路と
前記平衡増幅器の正相入力端子および逆相入力端子間、
前記前記平衡増幅器の正相,逆相入力端子と対応する正
転,反転出力端子間にそれぞれ同一抵抗値の第1〜第4
の抵抗を接続し、前記2線式線路の両線路と前記平衡増
幅器の正転出力端子および反転出力端子間に第5,第6
の抵抗を接続することができ、さらに第2の基準電圧と
第3の基準電圧とを等しくして第2の加算器を削除する
こともできる。
力端子の出力をレベル調整して所定正電圧範囲に持ち上
げるレベルシフト回路と、このレベルシフト回路の出力
電圧を第2の基準電圧と加算する第1の加算器と、この
第1の加算器の出力を第2の基準電圧を基準にして所定
係数で減衰させる可変減衰器と、この第2の基準電圧と
第3の基準電圧との差電圧を加算する第2の加算器と、
この第2の加算器の出力の低域成分を出力する低域フィ
ルタと、前記低域フィルタの出力電圧を電流に変換し前
記平衡増幅器の一方の入力端子に接続する第1の電圧電
流変換回路と、2線式線路の線路間差電圧を所定係数で
減衰させ接地電位を基準として出力するバランス・アン
バランス変換回路と、このバランス・アンバランス変換
回路の出力の高域成分を出力する高域フィルタと、この
高域フィルタの出力電圧に前記第3の基準電圧を加算す
る第3の加算器と、この第3の加算器の出力電圧を所定
終端インピーダンスに合成するインピーダンス制御回路
と、このインピーダンス制御回路の出力電圧を電流に変
換し前記平衡増幅器の他方の入力端子に接続する第2の
電圧電流変換回路とを有し、前記2線式線路の両線路と
前記平衡増幅器の正相入力端子および逆相入力端子間、
前記前記平衡増幅器の正相,逆相入力端子と対応する正
転,反転出力端子間にそれぞれ同一抵抗値の第1〜第4
の抵抗を接続し、前記2線式線路の両線路と前記平衡増
幅器の正転出力端子および反転出力端子間に第5,第6
の抵抗を接続することができ、さらに第2の基準電圧と
第3の基準電圧とを等しくして第2の加算器を削除する
こともできる。
【0015】
【発明の実施の形態】本発明について図面を参照して説
明する。図1は本発明の一実施の形態に係る加入者回路
の回路図である。従来例と等しい構成の平衡増幅器1の
反転出力端子に減衰機能付きレベルシフト回路4を接続
する。この減衰機能付きレベルシフト回路4の出力は加
算器11に入力されて基準電圧Vref2とが加算される。
この加算器11の出力は可変減衰器5に入力される。可
変減衰器5の出力は加算器13に入力され、基準電圧V
ref3と基準電圧Vref2の差電圧と加算される。加算器1
3の出力は低域通過フィルタ8に入力され、その出力電
圧はDC成分のみとなり、電圧電流変換回路2で電流に
変換され平衡増幅器1の逆相入力端子−に入力される。
明する。図1は本発明の一実施の形態に係る加入者回路
の回路図である。従来例と等しい構成の平衡増幅器1の
反転出力端子に減衰機能付きレベルシフト回路4を接続
する。この減衰機能付きレベルシフト回路4の出力は加
算器11に入力されて基準電圧Vref2とが加算される。
この加算器11の出力は可変減衰器5に入力される。可
変減衰器5の出力は加算器13に入力され、基準電圧V
ref3と基準電圧Vref2の差電圧と加算される。加算器1
3の出力は低域通過フィルタ8に入力され、その出力電
圧はDC成分のみとなり、電圧電流変換回路2で電流に
変換され平衡増幅器1の逆相入力端子−に入力される。
【0016】一方、端子Ti,Tr間電圧はバランス・
アンバランス変換回路6に入力される。このバランス・
アンバランス変換回路6は、入力電圧の差電圧をある一
定の減衰量K4 で減衰しGND電位を基準として出力す
る。この変換回路6の出力電圧は高域通過フィルタ(H
PF)9に入力されDC成分は遮断される。この高域通
過フィルタ9の出力電圧は加算器12で基準電圧Vref3
と加算される。加算器12の出力はACインピーダンス
制御回路7に入力される。ACインピーダンス制御回路
7は、各国ごとに決められている終端インピーダンスを
プログラマブル合成できる機能を持っている。ACイン
ピーダンス制御回路7の出力は電圧電流変換回路3に入
力され平衡増幅器1の正相入力端子に帰還される。
アンバランス変換回路6に入力される。このバランス・
アンバランス変換回路6は、入力電圧の差電圧をある一
定の減衰量K4 で減衰しGND電位を基準として出力す
る。この変換回路6の出力電圧は高域通過フィルタ(H
PF)9に入力されDC成分は遮断される。この高域通
過フィルタ9の出力電圧は加算器12で基準電圧Vref3
と加算される。加算器12の出力はACインピーダンス
制御回路7に入力される。ACインピーダンス制御回路
7は、各国ごとに決められている終端インピーダンスを
プログラマブル合成できる機能を持っている。ACイン
ピーダンス制御回路7の出力は電圧電流変換回路3に入
力され平衡増幅器1の正相入力端子に帰還される。
【0017】従来例と同様に端子Ti,Trから見た等
価抵抗(給電抵抗)RDCを計算する。可変減衰器5まで
の信号の流れは従来例と同様のため省略する。可変減衰
器5の出力VATT は、(−K1 K2 V1 +Vref2 )と
なり、VATT は加算器13に入力される。この変換回路
2の電圧電流変換率Gm をK3 /Rとすると平衡増幅器
1には、(K1 K2 K3 V1 /R−K3 Vref3/R)の
電流が加算され、平衡増幅器1でもう一度電圧変換され
る。
価抵抗(給電抵抗)RDCを計算する。可変減衰器5まで
の信号の流れは従来例と同様のため省略する。可変減衰
器5の出力VATT は、(−K1 K2 V1 +Vref2 )と
なり、VATT は加算器13に入力される。この変換回路
2の電圧電流変換率Gm をK3 /Rとすると平衡増幅器
1には、(K1 K2 K3 V1 /R−K3 Vref3/R)の
電流が加算され、平衡増幅器1でもう一度電圧変換され
る。
【0018】また、ACインピーダンス制御部におい
て、高域通過フィルタ9でDC成分を遮断し、AC成分
のみの信号を単一の5V系で処理できるように加算器1
2でVref3を加算しACインピーダンス制御回路7で各
国に対応した終端インピーダンスを合成する。そして電
圧電流変換回路3にVref3を基準としたAC信号が入力
される。電圧電流変換回路3の電圧電流変換率Gm をK
3 /Rとすると平衡増幅器1に信号のDC成分は、(K
3 Vref3/R)の電流が加算され、平衡増幅器1でもう
一度電圧変換される。従って、次式が得られる。 VBB−2V2 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 −K3 Vref3+K3 Vref3 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 ・・・(7) この式は、従来例の(3)式と等しくなる。同様にし
て、線路抵抗RL とそこに流れる電流IL の関係の式
(4)が得られ、端子Ti,Trから見た等価抵抗(給
電抵抗)をRDCとした場合RL とIL の関係は(5)式
となり、これらを比較すると、前述の(6)式となり従
来例と全く同様の結果を得ることができる。
て、高域通過フィルタ9でDC成分を遮断し、AC成分
のみの信号を単一の5V系で処理できるように加算器1
2でVref3を加算しACインピーダンス制御回路7で各
国に対応した終端インピーダンスを合成する。そして電
圧電流変換回路3にVref3を基準としたAC信号が入力
される。電圧電流変換回路3の電圧電流変換率Gm をK
3 /Rとすると平衡増幅器1に信号のDC成分は、(K
3 Vref3/R)の電流が加算され、平衡増幅器1でもう
一度電圧変換される。従って、次式が得られる。 VBB−2V2 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 −K3 Vref3+K3 Vref3 =VBB−2V1 +K1 K2 K3 V1 ・・・(7) この式は、従来例の(3)式と等しくなる。同様にし
て、線路抵抗RL とそこに流れる電流IL の関係の式
(4)が得られ、端子Ti,Trから見た等価抵抗(給
電抵抗)をRDCとした場合RL とIL の関係は(5)式
となり、これらを比較すると、前述の(6)式となり従
来例と全く同様の結果を得ることができる。
【0019】従って、本実施形態により従来必要とされ
ていた減算器14が不要となりその素子数を削減するこ
とができる。
ていた減算器14が不要となりその素子数を削減するこ
とができる。
【0020】図2は本発明の第2の実施形態の回路図で
ある。本実施形態は第1の実施形態においてVref2=V
ref3=Vref とした場合であり、この場合、第1の実施
の形態における加算器13に加算される電圧が0Vとな
り、加算器13が必要なくなる。この場合には、更に素
子数を削減することができる。
ある。本実施形態は第1の実施形態においてVref2=V
ref3=Vref とした場合であり、この場合、第1の実施
の形態における加算器13に加算される電圧が0Vとな
り、加算器13が必要なくなる。この場合には、更に素
子数を削減することができる。
【0021】
【発明の効果】以上説明したように本発明の加入者回路
によれば、単電源系にレベルシフトする際必要といてい
たバイアス電圧の加算器・減算器を削減できる構成とし
たので、大幅な素子数の削減ができるという効果を有す
る。
によれば、単電源系にレベルシフトする際必要といてい
たバイアス電圧の加算器・減算器を削減できる構成とし
たので、大幅な素子数の削減ができるという効果を有す
る。
【図1】本発明の加入者回路の第1の実施の形態を説明
するブロック図である。
するブロック図である。
【図2】本発明の第2の実施の形態を説明するブロック
図である。
図である。
【図3】従来例の加入者回路を説明するブロック図であ
る。
る。
1 平衡増幅器 2,3 電圧電流変換回路 4 減衰機能付きレベルシフト回路 5 可変減衰器 6 バランス・アンバランス変換回路 7 ACインピーダンス制御回路 8 低域通過フィルタ 9 高域通過フィルタ 11〜13 加算器 14 減算器 R1〜R6 抵抗器 Ti,Tr 線路接続端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−69795(JP,A) 特開 昭62−69796(JP,A) 特開 昭63−269861(JP,A) 特開 平5−68120(JP,A) 特開 平5−244317(JP,A) 特開 平5−244646(JP,A) 特開 平9−93623(JP,A) 特開 平9−93624(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04Q 3/42 - 3/42 107 H04M 19/00 - 19/08
Claims (3)
- 【請求項1】 正相入力端子と逆相入力端子とから入力
された端子間電圧を増幅して第1の基準電圧を中心とし
て正転出力と反転出力とが互いに同振幅で逆極性の電圧
を出力する平衡増幅器を有し、これら平衡増幅器の2出
力を2線式線路に出力する加入者回路において、前記反
転出力を第2の基準電圧分レベルシフトして可変給電制
御し、前記2線式線路の端子電圧を第3の基準電圧分レ
ベルシフトしてそのACインピーダンスを可変制御した
出力を前記正相入力端子にAC帰還入力し、前記可変給
電制御した出力を前記第3の基準電圧より前記第2の基
準電圧を減算した電圧分レベルシフトして前記逆相入力
端子にDC帰還入力するようにしたことを特徴とする加
入者回路。 - 【請求項2】 平衡増幅器の反転出力端子の出力をレベ
ル調整して所定正電圧範囲に持ち上げるレベルシフト回
路と、このレベルシフト回路の出力電圧を第2の基準電
圧と加算する第1の加算器と、この第1の加算器の出力
を第2の基準電圧を基準にして所定係数で減衰させる可
変減衰器と、この第2の基準電圧と第3の基準電圧との
差電圧を加算する第2の加算器と、この第2の加算器の
出力の低域成分を出力する低域フィルタと、前記低域フ
ィルタの出力電圧を電流に変換し前記平衡増幅器の一方
の入力端子に接続する第1の電圧電流変換回路と、2線
式線路の線路間差電圧を所定係数で減衰させ接地電位を
基準として出力するバランス・アンバランス変換回路
と、このバランス・アンバランス変換回路の出力の高域
成分を出力する高域フィルタと、この高域フィルタの出
力電圧に前記第3の基準電圧を加算する第3の加算器
と、この第3の加算器の出力電圧を所定終端インピーダ
ンスに合成するインピーダンス制御回路と、このインピ
ーダンス制御回路の出力電圧を電流に変換し前記平衡増
幅器の他方の入力端子に接続する第2の電圧電流変換回
路とを有し、前記2線式線路の両線路と前記平衡増幅器
の正相入力端子および逆相入力端子間、前記前記平衡増
幅器の正相,逆相入力端子と対応する正転,反転出力端
子間にそれぞれ同一抵抗値の第1〜第4の抵抗を接続
し、前記2線式線路の両線路と前記平衡増幅器の正転出
力端子および反転出力端子間に第5,第6の抵抗を接続
した請求項1記載の加入者回路。 - 【請求項3】 第2の基準電圧と第3の基準電圧とを等
しくして第2の加算器を削除した請求項2記載の加入者
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24303396A JP2904147B2 (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 加入者回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP24303396A JP2904147B2 (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 加入者回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1093999A JPH1093999A (ja) | 1998-04-10 |
JP2904147B2 true JP2904147B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=17097866
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP24303396A Expired - Lifetime JP2904147B2 (ja) | 1996-09-13 | 1996-09-13 | 加入者回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2904147B2 (ja) |
-
1996
- 1996-09-13 JP JP24303396A patent/JP2904147B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH1093999A (ja) | 1998-04-10 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990223 |