JP2894175B2 - 帰還制御装置 - Google Patents
帰還制御装置Info
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Description
タ等の制御対象を制御するための帰還制御装置に関す
る。
を介してPWMインバータ等からなる可変電圧源2と負
荷電流iL (t)を流す不特定負荷60またはv
L (t)の電圧を発生する不特定電圧源61との間で電
力の授受を行うために、リアクタ電流i(t)を制御す
る帰還制御装置を備えたシステムの原理を示す。このシ
ステムはデジタル指令値(基準値又は目標値)発生器3
から発生するデジタル指令電流値i※(n)に対応する
リアクタ電流iを可変電圧源2の電圧を調整することに
より発生するように構成されている。リアクタ電流iは
フィードバック制御方式における制御量であり、電流検
出器(制御量検出器)4とここに接続されたADC(ア
ナログ・デジタル変換器)5とによって検出される。A
DC5は電流検出器4で検出したアナログ検出値を一定
のサンプリング周期でサンプリングし、このサンプルを
デジタル信号に変換して出力する。ここではADC5の
入力はi(t)、出力はi(n)で示すことにする。デ
ジタル減算器6は指令値i※(n)と検出値i(n)と
の差の出力(制御誤差)を形成する。減算器6に接続さ
れたデジタル補償器7はフィードバック制御系における
補償要素であり、デジタル減算器6から与えられた誤差
信号を零にするように可変電圧源2を操作するためのデ
ジタル操作量vr(n)を形成する。デジタル補償器7
と可変電圧源2との間にはデジタル操作量vr(n)に
対応するアナログ量を1サンプル期間ホールドしてアナ
ログ操作量vr(t)を形成するホールド回路8が接続
されている。このホールド回路8は例えばデジタル操作
量vr(n)を記憶するレジスタとDAC(デジタル・
アナログ変換器)を含み、デジタル操作量vr(n)に
対応したアナログ操作量vr(t)を形成する。可変電
圧源2はアナログ操作量vr(t)に応答して例えばP
WM制御パルスを発生する回路及びPWM制御パルスに
応答するスイッチング素子を含んで、アナログ操作量に
対応した動作をなし、リアクタ電流i(n)を制御する
ための電圧を出力する。なお、ここでは図1において、
ホ−ルド回路8、可変電圧源2、及びリアクタ1をあわ
せて制御対象と呼ぶことにする。また不特定負荷60及
び電源61を外乱要素と呼ぶことにする。
流サンプリング周期(間隔)と補償器7から制御対象に
操作量vr(n)を出力する間隔(制御間隔)が共にT
sであり、サンプリング時点よりデジタル操作量v
r(n)を出力する時点がTd時間遅れている場合にお
いて、Ts毎に検出される制御量(リアクタ電流)i
(t)及びその検出値i(n)とデジタル操作量v
r(n)及びアナログ操作量vr(t)の関係を示す。
なお、各量のカッコ内は、サンプル時点を示し、(n)
は現在時点のサンプル、(n−1)はTs時間過去のサ
ンプル、(n−2)は2Ts時間過去のサンプル、(n
+1)はTs時間未来のサンプルである。そして(n,
m)はnサンプル点からmTs時間進んだ時点サンプル
である。ここでmは1〜0の値を取り、m=1の時、n
+1サンプル点、m=0の時nサンプル点と同じである
時間進み係数である。Td時間遅れてデジタル操作量を
出力する時点をnとしたとき、時間進み記号を用いて、
リアクタ電流サンプリング時点をn−1,mで表してい
る。TdとTsはTd=(1−m)Tsの関係がある。
生する無駄時間である。演算無駄時間Tdは図1のデジ
タル制御器をハードウェアで構成できるならばほとんど
零で無視できるが、マイコン(マイクロプロセッサ又は
マイクロコンピュータ)によりソフトウェア構成する場
合、演算無駄時間Tdは無視できなくなる。演算無駄時
間Tdはマイコンの演算速度、制御アルゴリズムに依存
し、長くなるほどリアクタ電流制御(制御量)の性能を
低下させる。マイコンを用いて構成されるデジタル制御
器特有の問題点である。制御性能は、図1のシステムの
場合、直接的には、デジタル補償器7により左右され
る。デジタル補償器7は減算器6により得られる、指令
値i※(n−1,m)と制御量i(n−1,m)との制
御誤差が零に収束するような操作量vr(n)を出力す
る動作を行う(このような動作をするデジタル補償器は
例えば比例補償器、比例+積分補償器として知られてい
る)。演算無駄時間Tdが零として設計したデジタル補
償器を、演算無駄時間Tdが零でない制御器に適用した
場合、制御誤差の収束性は演算無駄時間Tdの増大と共
に、より振動的になり、発散してしまう場合もある。ま
た、演算無駄時間Tdを考慮して設計したデジタル補償
器を演算無駄時間Tdが零でない制御器に適用した場
合、制御誤差の収束性は保証されるが、演算無駄時間T
dが零として設計したデジタル補償器を演算無駄時間T
dが零である制御器(アナログ制御器)に適用した場合
より制御誤差の収束性が遅くなる。ゆえに、演算無駄時
間Tdにより制御量の制御性能が低下することになる。
説明する。従来法では演算時間がTsより短い場合でも
制御量サンプリング時点(n−1、m)と操作量出力時
点(n−1)を一致させ、演算無駄時間Tdを1サンプ
ル周期Ts としている。この時、図3のような制御量予
測器を使用し、1サンプル周期Tsの無駄時間の存在を
打ち消す手法がある。図3は図1の制御系に演算無駄時
間Td=Tsを表す遅延要素11と、これを補償する制
御量予測器14を付加したブロック図である。ここで、
符号7は離散時間領域の伝達関数で表されたデジタル補
償器D(z)を表す。符号3、6は図1と同様の要素で
ある。また、図1の連続時間領域にある制御対象及び外
乱要素は、Z変換法を用いて制御対象を示すブロック1
0のようにサンプリング周期Ts毎の離散時間領域に変
換した伝達関数で表示される。この離散時間領域の伝達
関数表示への変換は、デジタル制御器の演算が離散時間
量で行われ、制御対象の動作が連続量で示されているの
で、制御系全体を統一的に扱うのに必要である。図1の
制御対象及び外乱要素を離散時間領域の伝達関数に変換
する手順は次のようになる。
伝達関数GL (s)はexp (−sTd)で表される。図
3ではTd=TsとしているのでGL (s)=exp (−
sTs)。離散時間の伝達関数GL (z)に変換する
と、Z変換法によりGL (z)=z-1となる。従って、
これに従いデジタル補償器7の出力と制御対象の間に遅
延要素11=z-1を置く。また、図1の制御対象及び外
乱要素は次のようになる。ホールド回路8の伝達関数G
H (s)即ちvr(n)とvr(t)の関係はGH(s)
={1−exp (−sTs)}/sで表せる。可変電圧源
2はゲインKv の増幅器と考えることができる。リアク
タ1の伝達関数Gr(s)即ち可変電圧源の電圧とリア
クトル電流iの関係は外乱要素がないとすれば1/(L
s)で表せる。従って、制御対象の伝達関数GP (s)
は次式で示される。 GP (s)=Kv GH (s)Gr(s) =Kv ・{1−exp (−sTs)}/s・1/(Ls) =Kv ・{1−exp (−sTs)}/(Ls2 ) (1)
勉 著「ディジタル制御理論」昭晃堂発行参照)を用
いて離散時間領域の伝達関数GP (z)に変換すると次
式になる。 GP (z)=(Kv Ts/L){1/(z−1)} (2)
アクタ1、電流検出器4を含む制御対象、負荷60及び
電源61の外乱要素及びADC5は式(2)より図3に
おいてブロック10のように示される。この理由は次の
通りである。式(2)の伝達関数を用いて制御対象と外
乱要素を含めた状態方程式を作ると次のようになる。 i(n)=GP (z){vr(n)+vL (n)}−iL (n) i(n)={TsK/(z−1)}{vr(n)+vL (n)}−iL (n) zi(n)−i(n)=TsK{vr(n)+vL (n)}−ziL (n) +iL (n) 操作量vr(n)は遅延要素11を介してvr(n−
1)となるので、上式の両辺にz-1を掛けて次式が得ら
れる。この式は請求項の制御量i(n)を示す式と一致
する。 i(n)=i(n−1)+TsK{vr(n−1)+v
D (n−1)} (3)ただし、KはKv /L、zは1
サンプル時間進み記号、vD (n−1)は次式に示す不
特定外乱である。 vD (n−1)=vL (n−1)+{(1/(T
sK)}{iL (n)−iL (n−1)}
要素は入力vr(n−1)に対して制御量i(n−1)
を出力し、外乱要素は、加算器15を用いて遅延要素1
1の出力にvD (n)を加えて加算器15の出力を制御
対象に入力することで表される。また、ライン13は図
1のADC5の出力に対応し、ここに制御量検出値i
(n−1)が得られる。
(n)の予測値i′(n)をn−1時点で求める動作を
する。式(3)においてvD (n−1)=0とした時、
右辺第2項が、Ts時間後の制御量の増加分△i′(n
−1)に相当することが直感的にわかるので、予測値
i′(n)をn−1時点の制御量i(n−1)から求め
るには次式の演算をすれば良いことが分かる。 i′(n)=i(n−1)+TsKnvr(n−1) (4) ただし、KnはKvn/Ln 即ちKv/Lの公称値であ
る。従って、予測器14は遅れ要素11を介してデジタ
ル補償器7から出力されたデジタル操作量vr(n−
1)を入力とし1サンプル時間経過後の制御量(リアク
タ電流)の増加分△i′(n−1)を出力するゲインK
nの増幅器9と、一方の入力端子はライン13に接続さ
れ他方の入力端子は増幅器9に接続されている加算器1
2とで構成される。加算器12の出力には制御量の予測
値i′(n)が表れる。
子を示している。例えばn−1時点からn時点の間にお
いてn−1時点で出力した操作量vr(n−1)(遅延
要素11の出力)とライン13のサンプルした制御量i
(n−1)とから式(4)に従う予測器14より制御量
予測値i′(n)を発生させ、その値i′(n)をライ
ン13の制御量サンプルi(n−1)の代りに減算器6
に入力し、補償器7よりn時点で出力される操作量vr
(n)を演算する。この結果として、制御量i(n)と
制御量予測値i′(n)とが等しいならば、補償器7に
よりn時点で出力される操作量vr(n)は制御量i
(n)を用いて演算しているように見えるので、1サン
プル周期間の演算無駄時間は補償される。しかし、この
場合の制御誤差は制御量の予測値i´(n)と指令値i
※(n)との差であるので、制御量予測値i′(n)
と、実際の制御量i(n)が等しくなければ、指令値i
※(n)と実際の制御量i(n)の誤差は零にならず、
良好な制御ができない。制御量予測値i′(n)と実際
の制御量i(n)の誤差(予測誤差)は、負荷電流iL
(n)の差分と電圧源が零、つまりvD (n)=v
L (n)+{1/(TsK)}{iL (n+1)−iL
(n)}が零であり、また制御対象のゲインが公称値で
ある条件時(リアクタに抵抗分が存在しないことも含
む)以外は発生する。そして、予測時間が長いほど予測
誤差は大きくなる。このように上記の条件以外は指令値
i※(n)に制御量i(n)を追従させることができな
い欠点があった。
して予測誤差を発生しにくくすると共に、指令値に制御
量を高精度に一致させることができる帰還制御装置を提
供することにある。
の本発明は、制御対象の制御量に対応する量をあらかじ
め定められたサンプリング時間間隔Ts で検出してデジ
タル制御量として制御量検出値i(n−1、m)を得る
デジタル制御検出手段と、前記制御量検出値が追従すべ
き指令値をデジタル量として発生するデジタル指令値発
生手段と、前記制御量検出値i(n−1、m)が前記指
令値に追従するように前記制御対象に対する操作量vr
(n)をあらかじめ定められた制御時間間隔Tsで定め
られた後述する式(10)に従いデジタル演算してその
演算終了直後(Td時間後,m>0)に制御対象に出力
し制御量を制御するデジタル制御手段とから成るデジタ
ル帰還制御装置において、前記デジタル制御手段が、前
記制御対象に出力した操作量vr (n−1)と現在サン
プル時点の制御量i(n−1、m)とに基づいて次回操
作量を出力する時点の制御量の予測値を後述する式
(9)の演算により求め無駄時間Tdを補償する制御量
予測手段と、現在のサンプル時の制御量と前記指令値に
基づいて、後述する式(17)で演算される外乱推定量
を前記指令値から減算し、前記制御量予測値と実際の制
御量との誤差により生じる制御量の前記指令値に対する
追従誤差を補償する手段とを備えているデジタル帰還制
御装置に係わるものである。
ンプル時点(n−1、m)から操作量vr (n)の演算
終了直後にvr (n)を制御対象に出力することにより
予測時間を短くし、制御量の予測値と実際の制御量との
間の予測誤差を少なくしている。さらに予測誤差により
生じる指令値と実際の制御量の間の制御誤差を、その制
御誤差が0になるような修正量を式(17)を用いて演
算し、その修正量を指令値に加えるので、制御性能を向
上させることができる。
例に係わる帰還制御装置を説明する。但し、図5におい
て図1及び図3に共通する部分には同一の符号を付して
その説明を省略する。図5は図3における予測誤差によ
る制御誤差の発生を補償するための外乱推定器17とそ
の推定量を指令値から減算する減算器20を付加した構
成となっている。この外乱推定器17は減算器20の出
力つまり指令値i※(n)の修正後の値i※ m(n)
と、ライン13の制御量検出値i(n−1,m)とから
減算器20に入力する修正量である外乱推定値iD ′
(n)を出力する。さらに図5における予測器14は遅
延要素11から出力されるvr(n−1)とライン13
の制御量検出値i(n−1,m)とから減算無駄時間T
dだけ先の制御量i′(n)を予測する。ここで、ブロ
ック10で示す制御対象からは1サンプル遅れの制御量
i(n−1)が出力されるので、(n−1)と(n)時
点の間の時点(n−1、m)のライン13の制御量検出
値i(n−1,m)は、制御対象10の出力に時間進み
要素16を接続し、mTs時間だけ制御量i(n−1)
を進ませることにより表している。また、補償器7の伝
達関数D(z)として制御対象ゲインKの公称値Knの
逆数とサンプリング周期Tsの逆数とを乗じた1/(K
nTs)を採用している。以下、時間進み要素16の導
出、予測器14及び補償器7の伝達関数D(z)の設計
と外乱推定器17の構成方法の順でそれぞれを詳細に説
明する。
て説明する。時間進み要素16は例えば前述の刊行物
「ディジタル制御理論」に記載されている拡張z変換法
を利用して導出できる。操作量vr(n−1)を入力と
する制御対象から出力される制御量i(n−1)に対し
図2で定義されるmTs時間進んだ、n−1とnのサン
ブル点間の制御量i(n−1,m)と操作量vr(n−
1)との伝達関数Gp(z,m)は式(7)の伝達関数
Gp(s)を拡張z変換法を用いて離散時間の伝達関数
に変換すれば求めることができ次式になる。 Gp(z,m)=Zm[Gp(s)] =Zm[Kv・{1−exp (−sTs)}/(Ls2 )] =(KvTs/L){m(z−1)+1}/(z−1) =(KvTs/L){mz+(1−m)}/(z−1) (5) となる。式(5)と式(2)を比較すると[mz+(1
−m)]が進み要素であることがわかる。従って時間進
み要素16の伝達関数は[mz+(1−m)]で示され
る。
値i´(n)を出力する予測器14について説明する。
この予測器14は制御量の検出値i(n−1,m)と操
作量vr(n−1)とから制御量i(n)を推定する状
態観測器である。状態観測器は例えば前述の刊行物「デ
ィジタル制御理論」で周知のように状態方程式と出力方
程式から導かれる。操作量vr(n−1)と制御量i
(n−1)との関係は式(3)の状態方程式で示され
る。この式(3)をもう一度式(6)として次に示す。
D (n−1)} (6)但し、K=Kv/Lは制御対象
ゲインであり、vD (n−1)は vD (n−1)=(n−1)−{1/(TsK)}{i
L (n)−iL (n−1)}で示される外乱である。さ
らに制御量i(n−1)とi(n−1,m)との関係を
示す出力方程式は時間進み要素16の伝達関数より次の
式(7)で示される。 i(n−1,m)={mz+(1−m)}i(n−1) i(n−1,m)=mi(n)+(1−m)i(n−1) または、上式に式(6)を代入して次式になる。 i(n−1,m)=mi(n−1)+mTsKvr(n−1) +mKvD (n−1)+(1−m)i(n−1) i(n−1,m)=i(n−1)+mTsKvr(n−1)+mTsKvD ( n−1) (7)
制御量を予測する状態観測器は次の式(8)で示され
る。 i′(n)=i′(n−1)+TsKnvr(n−1) +Kob{i(n−1,m)−i′(n−1) −mTsKnvr(n−1)} (8) 但し、Kobはオブザーバゲイン、KnはKの公称値であ
る。ここで、式(8)の状態観測器の特性方程式はz+
1−Kob=0と記述できるので、状態観測器の推定時間
はゲインKobにより設計される。ゲインKを1とした
時、式(8)は次の式(9)のようになり、1サンプル
時間で推定が完了する有限整定状態観測器となる。 i′(n)=i(n−1,m)+(1−m)TsKnvr(n−1) (9) 式(9)は特許請求の範囲に記載した予測値i′(n)
の式に一致する。
測器14として採用すると、図5において予測器14
は、遅れ要素11を介して補償器7から出力された操作
量vr(n−1)を入力とし演算無駄時間Td経過後の
制御量(リアクタ電流)の増加分△i′(n)を出力す
るゲイン(1−m)TsKnの増幅器9と、一方の入力
端子はライン13に接続され、他方の入力端子は増幅器
9に接続されている加算器12とで構成される。加算器
12の出力には制御量の予測値i´(n)が表れる。予
測器14を用いた演算無駄時間補償原理は、従来技術と
同様の原理であるのでこの説明を省略する。m=0の
時、図5の予測器14と図3の予測器14は同じにな
る。
について説明する。補償器7の伝達関数D(z)の設計
は、図5の制御系において減算器20の出力i
※ m(n)を指令値とした制御対象10と補償器7とラ
イン13と減算器6とで形成するフィードバックループ
において行う。但し、このフィードバックループは演算
無駄時間(要素11と16)が予測器14を用いて補償
されないと仮定し、また外乱vD (n)=0で減算器2
0はないものと仮定する。このフィードバックループの
特性方程式はz−1+TsKD(z)=0となる。最高
速の指令値応答を得るために、補償器の伝達関数D
(z)を1/(TsKn)の比例ゲインとすれば、特性
方程式Z=0となり指令値がステップ状に変化した時、
1サンプルで指令値に整定する前記フィードバックルー
プが実現できる。従って、操作量vr (n)は次式で計
算する。 vr (n)=1/(Ts Kn){i※ m(n)−i′(n)} vr (n)=1/(Ts Kn){i※(n)−iD ′(n)−i′(n)} (10)
象ゲインKが公称値Knの時以外は、図3の予測器14
よりも少ないが予測誤差を生じ、制御誤差が発生する。
また、補償器7も同様にvD =0及び制御対象ゲインK
が公称値Knの時以外は指令値に制御量を整定させるこ
とができない。
る。制御誤差を零に収束させ正確な電流制御を行うため
に、減算器20を用い制御誤差が零になるような修正量
iD ′(n)を指令値i※(n)から減算し、減算器2
0の出力i※ m(n)を減算器6の入力とし、外乱vD
(n)と制御対象ゲインの公称値からの変動分を補償す
る。この修正量は外乱推定器17により出力される。外
乱推定器17を構成するに当たり、良好な補償を行うた
めには、予測誤差の原因となる外乱vD (n)と制御対
象ゲインの公称値からの変動分を正確に検出し、修正量
iD ′(n)を算出する方法も考えられるが、推定器1
7が複雑となり実現が困難となる。そこで、図6のよう
な等価モデルを仮定する。前記フィードバックループは
外乱がなければ、修正後の指令値i※ m(n)に1サン
プル後に整定するので遅延要素11aのz-1で表され
る。そして、指令値i※ m(n)に1サンプル遅れで指
令値i※(n)に追従しない原因として加算器100に
より1サンプル遅れで指令値i※(n)に追従している
ir (n)に外乱などで追従しない原因として加算器1
00による外乱iD (n)が加わる。ここで変数i
D (n)は、制御量がその指令値に追従しない原因とな
る成分と仮定する。つまり、vD (n)とパラメータ変
動などのすべての外乱の影響を含んでいる変数とする。
加算器100の出力は、演算無駄時間に相当する遅延要
素11bと時間進み要素19(図5と同じ要素)を介し
検出できる量i(n−1,m)で表している。19の出
力は図5のライン13に相当する。この外乱iD (n)
は前記同様、状態観測器で推定され、その推定値を前記
修正量iD ′(n)とすることで制御誤差は補償され
る。この状態観測器は以下のようにして導出される。
と同様に状態方程式と出力方程式より状態観測器の公式
を利用して導かれる。図6の等価モデルの状態変数をi
r (n)とiD (n)で、出力変数はi(n−1,m)
とする。ここでiD (n)をiD (n)=iD (n−
1)と仮定する。このことは、外乱iD (n)は1サン
プル時間一定であることを意味する。以上により、この
モデルの状態方程式と出力方程式は次の式(11)及び
(12)のようになる。 x(n)=Ax(n−1)+bi※ m(n−1) (11 ) i(n−1,m)=cA(m)x(n−1)+cb(m)i※ m(n−1) (12) 但し、x(n)、A、A(m)、b、b(m)及びcは
次式で示す値である。
は次のように記述される。 x′(n)=Ax′(n−1)+bi※ m(n−1) +G{i(n−1,m)−cA(m)x′(n−1) −cb(m)i※ m(n−1)} (13 )但し、x′(n)はx′(n)=[ir ′(n),iD ′(n)]T で表され る推定ベクトルであり、GはG=[G1 ,G2 ]で表されるオブザーバゲインで ある。 iD ′(n)についての解は次式になる。 iD ′(n)=G2 [z2 i(n−1,m)−{(1−m)+mz} i※ m(n)]/[z2 +{G1 (1−m)+G2 −1}z −G1 (1−m)] (14) この状態観測器の特性方程式は式(14)の分母=0と
なる。1サンプル時間で推定値が収束するのはこの特性
方程式の解がすべて零となる場合でG1 =0、G2 =1
の時この解が与えられる。G1 =0、G2 =1を採用す
ると次式になる。 iD ′(n)=i(n−1,m)−z-2{mz+(1−m)}i※ m(n) (15)
器17に採用し、制御誤差の補償を行うと、減算器20
の出力i※ m(n)は遅延要素11c、11dを2つ介
して時間進み要素19に接続され、この時間進み要素1
9の出力は他方がライン13に接続されている減算器1
8に接続され、減算器18の出力は減算器20に接続さ
れている図5のような構成が得られる。減算器18の出
力値は指令値i※(n)の修正量iD ′(n)である。
iD ′(n)は式(15)を次のように変形してi※ m
(n)の代わりにi※(n−1)、i※(n−2)から
計算できる。 iD ′(n)=i(n−1,m)−mi※ m(n−1) −(1−m)i※ m(n−2) (16) ここで、i※ m(n−1)=i※(n−1)−iD ′(n−1) i※ m(n−2)=i※(n−2)−iD ′(n−2) の関係があるので次式が得られる。 iD ′(n)=i(n−1,m)−m{i※(n−1)−iD ′(n−1)} −(1−m){i※(n−2)−iD ′(n−2)}(17)式 (17)は特許請求の範囲に記載した外乱iD ′に一致
する。
装置に適用した例を示す。このPWMコンバータ装置
は、三相交流電源20にコンデンサ21とリアクタ22
とを介して接続されたPWMコンバータ回路23を有す
る。コンバータ回路23は、IGBTから成る6個のス
イッチング素子Qの三相ブリッジ回路であり、この出力
ラインに平滑用コンデンサ24が接続され、更に負荷2
5が接続されている。スイッチング素子Qはパルス幅変
換回路26から与えられている公知の制御信号でオン・
オフ制御され、三相交流を直流に変換して出力する。制
御量であるリアクタ電流を検出するために、2つの電流
検出器27とADC(A/D変換器)28とが設けら
れ、ADC28がマイコン32にデータバス及び制御信
号線34を介して接続されている。このマイコン32は
クロック33によりTs時間間隔発生する割り込み信号
により、第1の実施例で説明した制御方法に従うプログ
ラムを実行する。従ってマイコン32は、Ts時間間隔
で且つ割り込み信号により演算無駄時間Td後に、AD
C28から得られたU相及びW相の各電流iu(n−
1,m)、iw(n−1,m)が電流指令発生器30で
発生するU相及びW相の各電流指令i※ u(n)、i※
wn−1、mに一致するようにU相及びW相の各操作量
vru(n)、vrw(n)を演算し、レジスタ31にそれ
らの値を記憶する。レジスタ31はDAC(D/A変換
器)29に接続されている。DAC(D/A変換器)2
9はレジスタ31からのデジタル操作量vru(n)、v
rv(n)、vrw(n)の相当するアナログ操作量vru、
vrv、vrwを発生し、パルス幅変換回路26に入力して
いる。
vrwの値に比例した電圧が得られることは公知である。
従って、この実施例での各一相分に着目すると、パルス
幅変換回路26とコンバータ回路23は、図1の可変電
圧源2に相当し、電圧源20とコンデンサ21は図1の
電圧源61に相当し、リアクタ22は図1のリアクタ1
に相当し、レジスタ31とDAC29は図1のホールド
回路8に相当する。また、リアクタ22、変換回路2
3、パルス幅変換回路26、レジスタ31、DAC29
を合わせて制御対象と見なすことができ、電源20とコ
ンデンサ21は外乱要素と見なすことができるので、こ
れ等を含む37は図5の制御対象及び外乱要素10に対
応する。従って、リアクタ電流の制御は第1の実施例で
説明した制御手順に従えばよいことは明白である。
トウェアのフローにより本発明の制御方法を演算してい
る。スタート後の最初のステップ50で初期設定をす
る。この初期設定は、マイコン内部の作業用データメモ
リのセット、リセットである。データメモリK1 にmT
sKnに相当する値を記憶する。データメモリK2 に、
1/(KnTs)に相当する値を記憶する。データメモ
リK3 に、mに相当する値を記憶する。データメモリK
4 に、1−mに相当する値を記憶する。残りのメモリは
すべて零とする。次に、ステップ51で割り込み待ちを
する。次に、ステップ52で制御量iu(n−1,
m)、iw(n−1,m)をADC28より読み込み、
データメモリA1 、A2 に記憶する。次に、ステップ5
3で制御指令値i※ u(n)、i※ w(n)を30より
読み込み、データメモリB1 、B2 に記憶する。次に、
ステップ54で前回出力した操作量vru(n)、v
rw(n)を記憶してあるE1 、E2 とステップ52で記
憶した制御量A1 、A2 とゲインK1 とを用い、式
(9)に従い制御量予測値i′u(n)、i′w(n)
に相当する値を演算しC1 、C2 に記憶する。次に、ス
テップ55で指令値B1 、B2 の制御量A1 、A2 とゲ
インK3 、K4 を用い、式(17)に従い指令値補正量
である外乱推定値iD ′u(n)、iD ′w(n)を演
算し、D1 、D2 に記憶する。次に、ステップ56で制
御量予測値C1 、C2 と制御量指令値B1 、B2 と指令
値補正量D1 、D2 とゲインK2 を用い、式(10)に
従い操作量vru(n)、vrw(n)を演算し、データメ
モリE1 、E2 に記憶する。次に、ステップ57でE1
、E2 よりV相の操作量を演算しE3 に記憶する。次
に、ステップ58でE1 、E2 、E3 をレジスタ41に
記憶する。しかる後、51へ戻る。ここでステップ52
からステップ57が実行されるまでの帰還が演算無駄時
間Td=(1−m)Tsである。ステップ52からステ
ップ59までプログラムはTs時間間隔で実行される。
るために、予測時間を短くして予測誤差を発生しにくく
すると共に、指令値と実際の制御量を用いて推定した外
乱成分を指令値に加えることにより制御誤差を補償し指
令値に制御量を一致させることができる。
図である。
ある。
ロック図である。
ある。
を機能的に示すブロック図である。
ある。
示すブロック図である。
るためのプログラムのフロー図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 制御対象の出力である制御量iと、制御
対象の入力である操作量vrとの間に制御対象のゲイン
をKとした時 i(n)=i(n−1)+TsK{vr(n−1)+vD (n−1)} (但し、Tsはある時間間隔、(n)は現時点を示し、
(n−1)はTs時間過去の時点を示し、vD (n−
1)は不特定外乱を示す。)の離散時間差分式で表すこ
とができる制御対象において、 前記制御対象の制御量をあらかじめ定められたサンプリ
ング時間間隔Tsで検出してデジタル制御量として制御
量検出値を得るデジタル制御検出手段と、 前記制御量検出値が追従すべき指令値i※(n)をデジ
タル量として発生するデジタル指令値発生手段と、 前記制御量検出値が前記指令値に追従するように前記制
御対象に対する操作量vr(n)をあらかじめ定められ
た制御時間間隔Tsで vr(n)={1/(Ts Kn)}{i※(n)−iD ′(n)−i′(n)} {但し、Knは前記制御対象の公称ゲイン、i′(n)
は制御量予測値、iD ′(n)は外乱推定値である。}
の式に従いデジタル演算して前記制御対象の制御量を制
御するデジタル制御手段とから成るデジタル帰還制御装
置であって、 前記デジタル制御手段が、前記制御対象に出力した前記
操作量vr(n−1)と、(n−1)時点よりmT
s(但し、mは0<m<1を満足する値である。)時間
進んだ(n−1,m)時点の制御量i(n−1,m)と
に基づいて次回の操作量vr(n)出力時点での前記制
御量の予測値i′(n)を i′(n)=i(n−1,m)+(1−m)TsKnvr(n−1) {但し、mは時間進み係数であって、現在サンプル時か
ら、前記操作量を演算し前記制御対象に出力するまでの
演算無駄時間Tdを示す式Td=(1−m)Tsにおけ
るmを示すものであって、0<m<1を満足する値であ
る。}の式の演算により求め、演算無駄時間Tdを補償
し、 現在のサンプル時の制御量i(n−1,m)と前記指令
値i※(n)のTs時間前の値i※(n−1)及び2T
s時間前の値i※(n−2)に基づいて前記外乱推定値
iD ′(n)を、 iD ′(n)=i(n−1,m)−m{i※(n−1)−iD ′(n−1)} −(1−m){i※(n−2)−iD ′(n−2)} の式の演算により求め、前記外乱推定値iD ′(n)を
前記指令値i※(n)から減算し、前記制御量予測値
i′(n)と実際の制御量i(n)との誤差により生じ
る前記制御量i(n)の前記指令値i※(n)に対する
追従誤差を補償するように構成されていることを特徴と
するデジタル帰還制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5247491A JP2894175B2 (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 帰還制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5247491A JP2894175B2 (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 帰還制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0778034A JPH0778034A (ja) | 1995-03-20 |
JP2894175B2 true JP2894175B2 (ja) | 1999-05-24 |
Family
ID=17164263
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5247491A Expired - Lifetime JP2894175B2 (ja) | 1993-09-08 | 1993-09-08 | 帰還制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2894175B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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JP5141122B2 (ja) * | 2007-07-23 | 2013-02-13 | トヨタ自動車株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP2011229347A (ja) * | 2010-04-23 | 2011-11-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
DE102012215155A1 (de) * | 2012-08-27 | 2014-02-27 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Regeln der Stromstärke des durch einen induktiven Verbraucher fließenden elektrischen Stroms sowie entsprechende Schaltungsanordnung |
JP6805202B2 (ja) | 2018-04-20 | 2020-12-23 | 株式会社京三製作所 | Dc/dcコンバータ、及びdc/dcコンバータの制御方法 |
JP6805201B2 (ja) | 2018-04-20 | 2020-12-23 | 株式会社京三製作所 | Dc/dcコンバータ、及びdc/dcコンバータの制御方法 |
JP6858725B2 (ja) * | 2018-04-20 | 2021-04-14 | 株式会社京三製作所 | Dc/dcコンバータ、及びdc/dcコンバータの制御方法 |
-
1993
- 1993-09-08 JP JP5247491A patent/JP2894175B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Publication number | Publication date |
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JPH0778034A (ja) | 1995-03-20 |
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