JP2888595B2 - Motor control device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、磁気記録再生装置における回転ドラムモ
ータ、またはキャプスタンモータの制御装置に関するも
のである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a control device for a rotary drum motor or a capstan motor in a magnetic recording / reproducing apparatus.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第17図は例えば「産報出版 電子科学シリーズ、サー
ボ機器の実際」の168ページ図６−32に示された従来の
ドラムサーボ系のブロック図で、図において（１）はサ
ーボゲイン（K₃）、（２）は位相検出に要するむだ時間
（ｅ−Ｔ_js/2）、（３）は制御系の安定性および速応性
を得るための補償回路、（４）はモータに代表される制
御対象（以下、「モータ」という）、（５）はモータ
（４）の出力速度を伝達関数上で位相に変換するための
演算ブロック（1/S）、Ｑはモータ（４）に加わる負荷
である。FIG. 17 is a block diagram of the conventional drum servo system shown in FIG. 6-32 on page 168 of, for example, “Sanho Publishing Co., Ltd., Electronic Science Series, Practical Servo Devices”, where (1) shows the servo gain (K ₃ ), (2) is a dead time (e-T _{js / 2} ) required for phase detection, (3) is a compensation circuit for obtaining stability and quick response of the control system, and (4) is control represented by a motor. An object (hereinafter, referred to as “motor”), (5) is an operation block (1 / S) for converting the output speed of the motor (4) into a phase on a transfer function, and Q is a load applied to the motor (4). is there.

第18図は位相制御ループに加えて、速度制御ループを
含んだ従来のドラムおよびキャプスタンサーボシステム
のブロック図で、図において（７）は位相制御ゲイン
（Kapc）、（８）はモータ（４）の電圧感度すなわちモ
ータ入力電圧に対するモータの発生駆動力（トルク）の
比（Kt/R）で、Ktはモータのトルク定数、Ｒはモータの
コイル抵抗である。（９）はモータ（４）の回転機構部
で、回転機構部（９）が受ける力を回転速度に変換した
（1/J・Ｓ）で表わされ、Ｊはモータの回転部の慣性モ
ーメント、Ｓは制御理論におけるラプラス演算子であ
る。（10）は速度制御ゲイン（Kafc）である。FIG. 18 is a block diagram of a conventional drum and capstan servo system including a speed control loop in addition to a phase control loop, where (7) is a phase control gain (Kapc), and (8) is a motor (4). ), Ie, the ratio of the generated driving force (torque) of the motor to the motor input voltage (Kt / R), where Kt is the torque constant of the motor, and R is the coil resistance of the motor. (9) is a rotation mechanism of the motor (4), which is expressed as (1 / J · S) obtained by converting a force received by the rotation mechanism (9) into a rotation speed, and J is a moment of inertia of the rotation part of the motor. , S are Laplace operators in control theory. (10) is a speed control gain (Kafc).

第19図は第18図に示した従来のモータ制御システム
が、モータの回転機構部（９）に入力される負荷変動等
で代表される外乱Tgの影響がモータの回転速度に影響を
与えるまでにどれだけ抑圧されるかを示したもので、図
において横軸は外乱の周波数、縦軸は外乱抑圧量（単位
dB）である。FIG. 19 shows that the conventional motor control system shown in FIG. 18 operates until the influence of a disturbance Tg represented by a load fluctuation or the like input to the rotation mechanism (9) of the motor affects the rotation speed of the motor. In the figure, the horizontal axis represents the frequency of disturbance, and the vertical axis represents the amount of disturbance suppression (unit:
dB).

次に動作について説明する。VTR等の一般的な磁気テ
ープ装置におけるドラムサーボシステムは、信号の記録
時においては例えば外部からの映像入力信号に同期し
て、回転しなければならず、また再生時においては、水
晶発振子等から作り出された基準信号にドラムサーボを
ロック（回転位相を同期させる）させなければならな
い。Next, the operation will be described. A drum servo system in a general magnetic tape device such as a VTR must rotate in synchronization with, for example, an external video input signal at the time of signal recording, and a crystal oscillator or the like during reproduction. The drum servo must be locked (to synchronize the rotation phase) with the reference signal generated from the.

同様に、キャプスタンサーボシステムにおいても記録
時においては、水晶発振子等から作り出された基準信号
にキャプスタンサーボをロックさせるか、速度を一定に
制御させなければならず、再生時においては、記録時に
磁気テープのリニアトラック上に書き込まれたコントロ
ールパルスに同期させるか、記録トラックに信号と同時
に、または時分割で書き込まれたトラッキング閉信号を
再生して得られるトラッキング情報にもとづいて記録ト
ラックに対する回転ヘッドの相対トラックずれ量がなく
なるように、キャプスタンモータの回転位相をロックさ
せなければならない。Similarly, in a capstan servo system, at the time of recording, the capstan servo must be locked to a reference signal generated from a crystal oscillator or the like, or the speed must be controlled to be constant. Sometimes rotation with respect to a recording track is synchronized with a control pulse written on a linear track of a magnetic tape, or simultaneously with a signal on a recording track, or based on tracking information obtained by reproducing a tracking close signal written in a time division manner. The rotation phase of the capstan motor must be locked so that the relative track deviation of the head is eliminated.

このように、一般的な磁気テープ装置のドラムサーボ
システムおよびキャプスタンサーボシステムは、制御対
象であるモータ（４）の回転位相をある基準位相または
目標位相に同期させて回転させる必要がある。そのため
一般的には第17図に示したように位相制御ループを構成
し、モータ（４）の回転位相をパルスジュネレータ（P
G）等で検出し、この回転位相の基準位相または目標位
相に対する相対位相ずれ量を取り出して位相ループゲイ
ン（１）でゲイン補償し、さらに補償回路（３）にて位
相補償することによって上記相対位相ずれ量が少なくな
るようにドラムモータやキャプスタンモータにフィード
バックしている。この時、パルスジェネレータによって
検出される相対位相ずれ量が、一般的にモータの１回転
分のむだ時間（２）を含むため、むだ時間によって位相
ずれが大きく回るため制御帯域をあまり伸ばせなかっ
た。As described above, the drum servo system and the capstan servo system of a general magnetic tape device need to rotate the rotation phase of the motor (4) to be controlled in synchronization with a certain reference phase or target phase. Therefore, in general, a phase control loop is formed as shown in FIG. 17, and the rotation phase of the motor (4) is adjusted by a pulse generator (P
G) and the like, the relative phase shift amount of the rotational phase with respect to the reference phase or the target phase is taken out, gain-compensated by the phase loop gain (1), and further compensated by the compensation circuit (3) to obtain the relative phase shift. Feedback is provided to the drum motor or capstan motor so that the amount of phase shift is reduced. At this time, since the relative phase shift amount detected by the pulse generator generally includes a dead time (2) for one rotation of the motor, the control band cannot be extended much because the phase shift is largely caused by the dead time.

これを改善したのが位相制御ループの他に速度制御ル
ープを付加した第18図のシステムで、速度検出に用いる
速度検出器（FG）のむだ時間が小さく、かつ制御対象に
おいて1/Sの項を１つしか含まないループであるため、
位相制御システムよりも位相回りが少なく、速度制御ル
ープがある程度広帯域化できるため、第17図のシステム
よりも制御帯域が広帯域になる。This system is improved by adding a speed control loop in addition to the phase control loop. The system shown in Fig. 18 has a dead time of the speed detector (FG) used for speed detection, and a 1 / S term in the control target. Is a loop that contains only one
Since the phase rotation is smaller than that of the phase control system and the speed control loop can be broadened to some extent, the control band becomes wider than the system of FIG.

磁気テープ装置のドラムサーボおよびキャプスタンサ
ーボシステムは、上記のような位相制御ループや速度制
御ループによりある程度の外乱Tg（すなわち、テープ走
行負荷、軸摩擦、モータトルクリップル、外部振動等）
が制御系に入力されても、目標位相に対する位相ずれの
少ない、すなわち速度変動の少ないシステムを実現する
必要がある。要するに、外乱Tgに対しどれくらいの速度
変動を生じるかによって制御系の性能が決定される。The drum servo and the capstan servo system of the magnetic tape device have a certain level of disturbance Tg (ie, tape running load, shaft friction, motor torque ripple, external vibration, etc.) due to the above phase control loop and speed control loop.
Is input to the control system, it is necessary to realize a system with a small phase shift with respect to the target phase, that is, with a small speed fluctuation. In short, the performance of the control system is determined by how much speed variation occurs with respect to the disturbance Tg.

第18図において速度制御ループも位相制御ループもな
い場合の入力外乱Tgに対する速度変動は となり、（１）式から周波数が大きくなるにつれて（Ｓ
が大きくなるにつれて）外乱Tgの影響は減少する つぎに、速度制御ループのみを設けた場合の外乱Tgか
らθまでの伝達関数を制御理論の等価変換により算出す
ると、 となり（２）式から低周波例えばＳ＝０の場合でも の外乱抑圧効果が得られる。In FIG. 18, when there is neither the speed control loop nor the phase control loop, the speed fluctuation with respect to the input disturbance Tg is From equation (1), as the frequency increases, (S
The effect of the disturbance Tg is reduced.) Then, when the transfer function from the disturbance Tg to θ when only the speed control loop is provided is calculated by the equivalent conversion of the control theory, From equation (2), even at a low frequency, for example, S = 0, Is obtained.

さらに位相制御ループを付加すると となり（３）式から周波数が高くなっても低くなっても
（すなわちＳが大きくなってもＳが小さくなっても）
（３）式の分母が大きくなるため大きな外乱抑圧効果が
得られる。If you add a phase control loop From equation (3), whether the frequency increases or decreases (ie, S increases or S decreases)
Since the denominator of the equation (3) becomes large, a large disturbance suppression effect can be obtained.

（３）式の特性を周波数軸上で示すと、第19図のよう
になり、高周波域および低周波域でしだいに外乱抑圧効
果が大きくなる山形の特性になる。この特性は、縦軸が
外乱抑圧量（−dB）であるため、特性曲線が下がるほど
抑圧効果が大きい。The characteristics of the expression (3) are shown on the frequency axis as shown in FIG. 19, which is a mountain-shaped characteristic in which the disturbance suppression effect gradually increases in the high frequency range and the low frequency range. In this characteristic, since the vertical axis indicates the disturbance suppression amount (-dB), the lower the characteristic curve, the greater the suppression effect.

市販されている磁気テープ装置では、モータに取り付
けられている速度検出器（FG）が磁気あるいは光を用い
たエンコーダで構成され、１回転あたり数百パルスが出
力されている。これをF/V変換（周波数−電圧変換）し
て得られる速度情報には、エンコーダの持つ１パルス当
りの時定数分だけのむだ時間を持っており、このむだ時
間が速度制御系の位相を回すため、制御系の位相余裕を
600deg程度か、それ以上確保して安定化させる必要があ
る。このため速度制御のサーボ帯域が制限され、一般に
市販されているVTR等の磁気テープ装置におけるドラム
制御やキャプスタン制御の制御帯域は、10〜50Hz程度と
なっている。仮に速度検出器（FG）におけるエンコーダ
の１回転当りのパルス数を多くし、速度制御系のむだ時
間を小さくして制御帯域を広げれば第19図に示した山形
特性の頂点付近か下方向に押し下げられた形となり、数
Hz〜数十Hzにおける外乱抑圧特性を改善することができ
る。しかし、エンコーダのパルス数をその精度を維持し
ながら多くすることは、コスト高につながり、またエン
コーダの大形化をまねくことになる。In a commercially available magnetic tape device, a speed detector (FG) attached to a motor is composed of an encoder using magnetism or light, and outputs several hundred pulses per rotation. The speed information obtained by F / V conversion (frequency-voltage conversion) has a dead time corresponding to the time constant per pulse of the encoder, and this dead time indicates the phase of the speed control system. Control, the phase margin of the control system
It is necessary to secure about 600deg or more and stabilize it. For this reason, the servo band of the speed control is limited, and the control band of the drum control and the capstan control in a magnetic tape device such as a generally available VTR is about 10 to 50 Hz. If the number of pulses per rotation of the encoder in the speed detector (FG) is increased, the dead time of the speed control system is reduced, and the control band is widened, the ridge shape characteristic shown in FIG. The shape is depressed and the number
It is possible to improve disturbance suppression characteristics in the range of Hz to several tens of Hz. However, increasing the number of pulses of the encoder while maintaining its accuracy leads to an increase in cost and an increase in the size of the encoder.

また、回転機構部（９）のイナーシャを大きくしても
数十Hz以上における外乱抑圧効果を改善することができ
るが、これは、装置の小形化軽量化の要請に反すること
になる。Further, even if the inertia of the rotation mechanism (9) is increased, the disturbance suppression effect at several tens of Hz or more can be improved, but this goes against the demand for a smaller and lighter device.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be solved by the invention]

従来の磁気テープ装置におけるドラムサーボおよびキ
ャプスタンサーボシステムは以上のように構成されてい
るので、大きな外乱抑圧効果を得るためには、高精度
で、高価な速度検出器（FG）を使用したり、回転機構部
のイナーシャを大きくしなくてはならないため低価格や
小形軽量化が図れないという問題点があった。Since the drum servo and capstan servo system in the conventional magnetic tape device are configured as described above, in order to obtain a large disturbance suppression effect, a high-precision and expensive speed detector (FG) must be used. However, since the inertia of the rotation mechanism must be increased, there is a problem that it is not possible to reduce the cost and the size and weight.

この発明は、上記のような問題点を解消するためにな
されたもので、高精度で高価な速度検出器を必要とせ
ず、また、回転機構部の小型軽量化が図れるにもかかわ
らず大きな外乱抑圧効果を有するモータの制御装置を得
ることを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and does not require a high-precision and expensive speed detector, and has a large disturbance despite the fact that the rotation mechanism can be reduced in size and weight. An object of the present invention is to obtain a motor control device having a suppression effect.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

本願の請求項１の発明に係るモータ制御装置は、磁気
テープ装置における回転ドラムモータあるいはキャプス
タンモータの回転速度を検出する回転速度検出器と、上
記回転速度検出器により検出された上記モータの回転速
度情報に基づいて上記モータの回転速度を任意の値に制
御する速度制御手段とを具備したモータの制御装置にお
いて、上記モータの駆動情報が入力され、上記モータの
回転速度に相当する推定回転速度情報が得られるアナロ
グ等価回路と、上記モータの回転速度検出器からの検出
回転速度情報と上記等価回路からの推定回転速度情報と
を比較し、上記等価回路の上記モータの回転速度の推定
誤差を出力する比較手段と、上記推定誤差を上記等価回
路に負帰還するフィードバック手段と、上記モータの駆
動情報と上記等価回路からの推定回転速度情報を入力と
し、上記モータの外乱量を電気回路での演算により推定
し出力するアナログ外乱推定器と、上記外乱推定器の出
力を上記モータの制御信号に正帰還する外乱正帰還手段
と、上記等価回路および上記外乱推定器の入出力信号経
路中にそれぞれ設けられ、当該信号経路中の直流成分を
除去する補償フィルタとを具備し、かつ上記補償フィル
タは、正相入力を入力するための正端子と逆相入力を入
力するための負端子とを有するオペレーションアンプ
と、上記補償フィルタの入力信号端と上記オペレーショ
ンアンプの負端子との間および上記オペレーションアン
プの負端子と出力端子との間に設けられ、上記オペレー
ションアンプを正端子と負端子との差電圧を抵抗比倍に
増幅する差動増幅器として動作させる２つの抵抗と、コ
ンデンサを含み、上記補償フィルタの入力信号を、所定
のカットオフ周波数でその低域成分を通過させ上記オペ
レーションアンプの正端子に出力する低域通過フィルタ
と、起動時に上記コンデンサに基準電圧を充電させる充
電手段とを具備するようにしたものある。A motor control device according to a first aspect of the present invention includes a rotation speed detector for detecting a rotation speed of a rotary drum motor or a capstan motor in a magnetic tape device, and a rotation speed of the motor detected by the rotation speed detector. Speed control means for controlling the rotation speed of the motor to an arbitrary value based on the speed information, wherein the drive information of the motor is input and an estimated rotation speed corresponding to the rotation speed of the motor is provided. An analog equivalent circuit from which information is obtained, the detected rotation speed information from the rotation speed detector of the motor and the estimated rotation speed information from the equivalent circuit are compared, and an estimation error of the rotation speed of the motor in the equivalent circuit is calculated. Comparing means for outputting, the feedback means for negatively feeding back the estimated error to the equivalent circuit, and the drive information of the motor and the equivalent circuit. And an analog disturbance estimator for estimating and outputting the amount of disturbance of the motor by calculation in an electric circuit, and a positive feedback for feedback of the output of the disturbance estimator to a control signal of the motor. Feedback means, and a compensation filter provided in the input and output signal paths of the equivalent circuit and the disturbance estimator, respectively, for removing a DC component in the signal path, and the compensation filter has a positive-phase input. An operational amplifier having a positive terminal for inputting and a negative terminal for inputting negative-phase input; and between an input signal end of the compensation filter and the negative terminal of the operational amplifier, and a negative terminal and output of the operational amplifier. And the operational amplifier is provided between the positive terminal and the negative terminal to operate as a differential amplifier that amplifies the difference voltage between the positive terminal and the negative terminal by a resistance ratio. And a low-pass filter that passes the low-frequency component of the input signal of the compensation filter at a predetermined cutoff frequency and outputs the low-frequency component to the positive terminal of the operation amplifier. And a charging means for charging a voltage.

また、本願の請求項２の発明に係るモータ制御装置
は、請求項１記載のモータ制御装置において、上記モー
タに印加される外乱のスペクトラムの最大振幅周波数よ
り高いカットオフ周波数を有する高域除去フィルタを、
上記外乱正帰還手段の任意の信号経路中に設けるように
したものである。A motor control device according to a second aspect of the present invention is the motor control device according to the first aspect, wherein the high-frequency elimination filter having a cutoff frequency higher than a maximum amplitude frequency of a disturbance spectrum applied to the motor. To
It is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means.

また、本願の請求項３の発明に係るモータ制御装置
は、請求項２記載のモータ制御装置において、上記高域
除去フィルタに代えて、上記モータに印加される周期外
乱の基本周波数ならびにその高調波成分を選択的に透過
させる櫛形フィルタを、上記外乱正帰還手段の任意の信
号経路中に設けるようにしたものである。According to a third aspect of the present invention, there is provided a motor control device according to the second aspect, wherein the fundamental frequency of the periodic disturbance applied to the motor and its harmonics are replaced with the high-frequency elimination filter. A comb filter for selectively transmitting components is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means.

さらに、本願の請求項４の発明に係るモータ制御装置
は、請求項２記載のモータ制御装置において、上記高域
除去フィルタに代えて、上記モータに印加される外乱の
スペクトラムの最大振幅周波数が中心周波数であるバン
ドパスフィルタを、上記外乱正帰還手段の任意の信号経
路中に設けるようにしたものである。Furthermore, the motor control device according to the invention of claim 4 of the present application is the motor control device according to claim 2, wherein the maximum amplitude frequency of the spectrum of the disturbance applied to the motor is centered in place of the high-pass filter. A band pass filter having a frequency is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means.

〔作用〕[Action]

本願の請求項１の発明に係るモータ制御装置は、上述
のように構成したことにより、高精度で高価な速度検出
器を必要とせず、回路オフセットやドリフトの影響を受
けず正確な推定動作が可能であり、しかも回転機構部の
小型，軽量化を図れる効果を有するとともに大きな外乱
抑圧効果を有するモータの制御装置となる。Since the motor control device according to the first aspect of the present invention is configured as described above, it does not require a high-precision and expensive speed detector, and can perform an accurate estimation operation without being affected by circuit offset and drift. It is possible to provide a control device for a motor that has the effect of reducing the size and weight of the rotation mechanism and has a large disturbance suppression effect.

また、本願の請求項２の発明に係るモータ制御装置
は、請求項１記載のモータ制御装置において、上記モー
タに印加される外乱のスペクトラムの最大振幅周波数よ
り高いカットオフ周波数を有する高域除去フィルタを上
記外乱正帰還手段の任意の信号経路中に設けるようにし
たので、外乱推定器の動作をより安定化でき、高精度で
高価な速度検出器を必要とせず、回路オフセットやドリ
フトの影響を受けずより正確な推定動作が可能であり、
しかも回転機構部の小型，軽量化を図れる効果を有する
とともに大きな外乱抑圧効果を有するモータの制御装置
となる。A motor control device according to a second aspect of the present invention is the motor control device according to the first aspect, wherein the high-frequency elimination filter having a cutoff frequency higher than a maximum amplitude frequency of a disturbance spectrum applied to the motor. Is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, so that the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, a high-precision and expensive speed detector is not required, and the influence of circuit offset and drift is reduced. More accurate estimation operation is possible without receiving,
In addition, the motor control device has the effect of reducing the size and weight of the rotating mechanism and has a large disturbance suppression effect.

また、本願の請求項３の発明に係るモータ制御装置
は、請求項２記載のモータ制御装置において、上記高域
除去フィルタに代えて、上記モータに印加される周期外
乱の基本周波数ならびにその高調波成分を選択的に透過
させる櫛形フィルタを上記外乱正帰還手段の任意の信号
経路中に設けるようにしたので、外乱推定器の動作をよ
り安定化でき、高精度で高価な速度検出器を必要とせ
ず、回路オフセットやドリフトの影響を受けずより正確
な推定動作が可能であり、しかも回転機構部の小型，軽
量化を図れる効果を有するとともに大きな外乱抑圧効果
を有するモータの制御装置となる。According to a third aspect of the present invention, there is provided a motor control device according to the second aspect, wherein the fundamental frequency of the periodic disturbance applied to the motor and its harmonics are replaced with the high-frequency elimination filter. Since a comb filter for selectively transmitting components is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, and a high-precision and expensive speed detector is required. In addition, a more accurate estimation operation can be performed without being affected by a circuit offset or a drift, and the motor control device has an effect of reducing the size and weight of the rotating mechanism and has a large disturbance suppression effect.

さらに、本願の請求項４の発明に係るモータ制御装置
は、請求項２記載のモータ制御装置において、上記高域
除去フィルタに代えて、上記モータに印加される外乱の
スペクトラムの最大振幅周波数が中心周波数であるバン
ドパスフィルタを上記外乱正帰還手段の任意の信号経路
中に設けるようにしたので、外乱推定器の動作をより安
定化でき、高精度で高価な速度検出器を必要とせず、回
路オフセットやドリフトの影響を受けずより正確な推定
動作が可能であり、しかも回転機構部の小型，軽量化を
図れる効果を有するとともに大きな外乱抑圧効果を有す
るモータの制御装置となる。Furthermore, the motor control device according to the invention of claim 4 of the present application is the motor control device according to claim 2, wherein the maximum amplitude frequency of the spectrum of the disturbance applied to the motor is centered in place of the high-pass filter. Since the bandpass filter, which is a frequency, is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, and a high-precision and expensive speed detector is not required. A motor control device capable of performing a more accurate estimation operation without being affected by offset and drift, and having the effect of reducing the size and weight of the rotation mechanism and having a large disturbance suppression effect.

〔発明の実施例〕(Example of the invention)

以下、この発明の一実施例を図について説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.

第３図はこの発明の一実施例の適用箇所を示すための
ブロック図で、（11）はモータ回転機構部（９）に入力
される外乱トルクTgを推定する外乱推定オブザーバ（以
下、「外乱オブザーバ」という）である。FIG. 3 is a block diagram showing a portion to which the embodiment of the present invention is applied. (11) is a disturbance estimation observer (hereinafter, referred to as "disturbance") for estimating a disturbance torque Tg inputted to the motor rotation mechanism (9). Observer ”).

第４図は第３図の外乱オブザーバ（11）の構成を示す
ブロック図で、この外乱オブザーバ（11）は現代制御理
論における最小次元オブザーバの手法でもって構成され
たものである。図において、（12）はモータのトルク定
数Ｋ、（28）〜（33）は外乱オブザーバの構成要素であ
り、Knはモータトルク定数Ｋを想定した値、Jnと積分器
1/Sは回転機構部（９）の慣性モーメントを想定した
値、Ｇはオブザーバの性能を示す係数を表す。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the disturbance observer (11) shown in FIG. 3. The disturbance observer (11) is constructed by using a minimum-dimensional observer method in modern control theory. In the figure, (12) is a motor torque constant K, (28) to (33) are components of a disturbance observer, Kn is a value assuming the motor torque constant K, Jn and an integrator
1 / S is a value assuming the moment of inertia of the rotation mechanism (9), and G is a coefficient indicating the performance of the observer.

第５図は第４図の外乱オブザーバ（11）によって外乱
抑圧ループを構成し、これを第３図に示すように、従来
の速度制御ループ、位相制御ループに併用した時のドラ
ムサーボシステム、もしくはキャプスタンサーボシステ
ムの外乱抑圧効果を横軸に周波数、縦軸に外乱抑圧量
（−dB）でもって表した外乱抑圧特性図である。FIG. 5 shows a disturbance suppression loop constituted by the disturbance observer (11) shown in FIG. 4, and as shown in FIG. 3, a drum servo system when used together with a conventional speed control loop and phase control loop, or FIG. 5 is a disturbance suppression characteristic diagram in which the disturbance suppression effect of the capstan servo system is represented by the frequency on the horizontal axis and the disturbance suppression amount (−dB) on the vertical axis.

第６図は速度オブザーバ（13）のブロック図で、図に
おいて（37）は無駄時間やノイズを含むモータの速度検
出器（FG）、（38）はモータのコイル抵抗Ｒとトルク定
数Ｋとオブザーバ内のアナログ回路ゲインやソフトウェ
ア内乗数等により設定した部分、（39）は速度オブザー
バ内のループゲイン、（40）は回転機構部（９）の慣性
モーメントＪを（38）と同様に設定した部分、（41）は
速度推定オブザーバ（13）の出力である推定速度であ
る。FIG. 6 is a block diagram of the speed observer (13). In the figure, (37) is a motor speed detector (FG) including dead time and noise, and (38) is a motor coil resistance R, a torque constant K, and an observer. (39) is the loop gain in the speed observer, (40) is the part where the moment of inertia J of the rotation mechanism (9) is set in the same way as (38). , (41) are estimated speeds output from the speed estimation observer (13).

第７図は第６図の速度オブザーバ（13）と第４図の外
乱オブザーバ（11）を組合せた外乱オブザーバ（11）を
示したブロック図で、これが本発明の一実施例の原理的
な構成を示すものである。図において、（42）はモータ
のコイル抵抗Ｒを含めて想定した第４図中のブロック
（28）の変形、（43）は同様にコイル抵抗Ｒを含めて想
定した第４図中のブロック（33）の変形、（44）は第４
図中のブロック（31）および（32）を不完全積分器の形
でまとめた部分である。FIG. 7 is a block diagram showing a disturbance observer (11) obtained by combining the velocity observer (13) shown in FIG. 6 and the disturbance observer (11) shown in FIG. 4, and this is a basic configuration of an embodiment of the present invention. It shows. In the figure, (42) is a modification of the block (28) in FIG. 4 assumed to include the coil resistance R of the motor, and (43) is a block (42) in FIG. Deformation of 33), 4th is 4th
The block (31) and (32) in the figure are a part obtained by combining incomplete integrators.

第８図は、第18図に示した従来のモータの速度制御お
よび位相制御を行う回路に、第７図で示したシステムを
適用したモータ制御系のブロック回路図で、図におい
て、（100）は従来のモータ制御回路、（101）は外乱オ
ブザーバ回路で従来のモータ制御回路（100）から、制
御電圧、検出速度の情報をもらって、外乱抑圧効果が改
善された制御電圧を出力する。（200）はこの発明に係
るモータ制御回路、（102）はドライブ回路、（103）は
モータ（４）の位相情報を得るためにモータ（４）に設
けられたPG信号発生器である。FIG. 8 is a block circuit diagram of a motor control system in which the system shown in FIG. 7 is applied to the conventional motor speed control and phase control circuit shown in FIG. Is a conventional motor control circuit, and (101) is a disturbance observer circuit, which receives control voltage and detection speed information from the conventional motor control circuit (100) and outputs a control voltage with an improved disturbance suppression effect. (200) is a motor control circuit according to the present invention, (102) is a drive circuit, and (103) is a PG signal generator provided in the motor (4) for obtaining phase information of the motor (4).

第９図は、第８図で示したモータ制御回路（200）の
さらに詳しい構成を示すブロック回路図であり、（11
0）はFG信号の周波数からモータ（４）の速度に相当す
る電圧を発生するF/V変換器、（11），（113），（11
7）〜（119），（121），（123）は増幅器、（112）は
位相比較器、（114）はラグリードフィルタ、（115），
（124），（126）は加算器、（116）はノイズ除去フィ
ルタ、（120）は位相遅れフィルタ、（122），（125）
は減算器、（110）〜（113）で速度、位相誤差発生回路
（201）を構成し、（118）〜（123）および（126）で外
乱オブザーバ回路（101）を構成している。FIG. 9 is a block circuit diagram showing a more detailed configuration of the motor control circuit (200) shown in FIG.
0) is an F / V converter that generates a voltage corresponding to the speed of the motor (4) from the frequency of the FG signal, (11), (113), (11)
7) to (119), (121), and (123) are amplifiers, (112) is a phase comparator, (114) is a lag-lead filter, (115),
(124) and (126) are adders, (116) is a noise removal filter, (120) is a phase delay filter, and (122) and (125).
Is a subtractor, (110) to (113) constitute a speed and phase error generating circuit (201), and (118) to (123) and (126) constitute a disturbance observer circuit (101).

第10図は外乱オブザーバ回路（101）の他の構成例の
ブロック図で、（130），（131），（132）は直流成分
を除去する、DC除去フィルタである。FIG. 10 is a block diagram of another configuration example of the disturbance observer circuit (101). Reference numerals (130), (131), and (132) denote DC removal filters for removing a DC component.

第11図は外乱オブザーバ回路（101）の他の構成例の
ブロック図で、（150），（152）は増幅回路、（151）
は減算回路、（152）は増幅回路、（153）は加算回路、
（154）は位相遅れフィルタである。FIG. 11 is a block diagram of another configuration example of the disturbance observer circuit (101), wherein (150) and (152) are amplification circuits, and (151)
Is a subtraction circuit, (152) is an amplification circuit, (153) is an addition circuit,
(154) is a phase delay filter.

第12図は、第10図、第11図に示した制御電圧入出力部
を構成する加算回路（124）の具体的な回路構成を示す
回路図、第13図は、第10図、第11図に示したDC除去フィ
ルタ（131）を含む速度検出回路の具体的な回路構成を
示す回路図、第14図は、速度オブザーバ（13）をアナロ
グ回路で実現した場合の回路図、第15図は外乱オブザー
バ（11）をアナログ回路で実現した回路図、第16図は、
第10図、第11図に示したDC除去フィルタ（130），（13
1）をアナログ回路で実現した回路図、第１図は本発明
の一実施例によるモータ制御装置における外乱オブザー
バ回路（101）の部分を示すブロック回路図であり、図
において、（160）は高域除去フィルタである。FIG. 12 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the adder circuit (124) constituting the control voltage input / output unit shown in FIGS. 10 and 11, and FIGS. FIG. 14 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the speed detection circuit including the DC removal filter (131) shown in FIG. 14. FIG. 14 is a circuit diagram when the speed observer (13) is realized by an analog circuit. Is a circuit diagram that realizes the disturbance observer (11) with an analog circuit.
The DC removal filters (130), (13) shown in FIGS.
FIG. 1 is a block diagram showing a part of a disturbance observer circuit (101) in a motor control device according to an embodiment of the present invention, wherein (160) is a high level circuit. It is a band elimination filter.

次に動作について説明する。 Next, the operation will be described.

従来のVTRにおけるドラムサーボおよびキャプスタン
サーボシステムは、第18図に示すように、回転位相を基
準位相や目標位相に対し、同期させるために位相制御を
かけ、さらに制御帯域の向と、なめらかに追従させるた
めのダンピングをきかすために、速度制御ループも同時
に構成していた。この従来の制御システムは位相制御の
効果によって低周波域、速度制御の効果によって中周波
域、モータ慣性モーメントによって高周波域の外乱抑圧
特性を生じせしめていた。しかしモータの回転機構部
（９）に直接加わる外乱を直接検出しているわけではな
いため、第19図に示した外乱抑圧特性を大きく改善する
ことは不可能であった。As shown in Fig. 18, the drum servo and capstan servo system in the conventional VTR performs phase control to synchronize the rotation phase with the reference phase and target phase, and furthermore, the control band direction and the smoothness A speed control loop was also configured at the same time to reduce the damping for following. In this conventional control system, a disturbance suppression characteristic in a low frequency range is produced by the effect of the phase control, a middle frequency region is produced by the effect of the speed control, and a high frequency range is produced by the motor inertia moment. However, since the disturbance directly applied to the rotation mechanism (9) of the motor is not directly detected, it is impossible to greatly improve the disturbance suppression characteristics shown in FIG.

逆に、モータに加わる外乱量を検出するかまたは推定
できれば、外乱抑圧能力を大幅に改善することが可能と
なる。Conversely, if the amount of disturbance applied to the motor can be detected or estimated, the disturbance suppression capability can be greatly improved.

第３図に示したこの発明の一実施例の適用箇所を示す
ブロック図では、外乱量を電気的に推定する外乱オブザ
ーバ（11）により外乱抑圧ループを構成し、積極的に外
乱を抑圧することにより、外乱抑圧特性を大幅に改善す
るものであって、モータ（４）に加わる外乱量（外乱ト
ルク）は、直接センサ等によって測定することができな
いが、モータ（４）の入力電流と、速度検出器（37）の
出力から推定することは可能である。この外乱オブザー
バを現代制御理論の最小次元オブザーバの手法で構成し
た場合、第４図に示すようになる。実際のモータにおい
ては、トルク定数Ｋ（12）で示される値で駆動電流をモ
ータコイルとマグネット間の吸引、反発力によって生じ
る電磁トルクに変換される。この発生した電磁トルクか
ら外乱トルクTgを差し引いた残りのトルクでもってモー
タ回転機構部（９）が力を受け回転し、回転速度θを生
じる。このため、上記力のつりあいを電気的に再現すれ
ば、外乱トルクTgが推定できることになる。この推定し
た外乱量を例えば、モータに外乱トルクTgが加わり、回
転が変動しようとすると、それを打ちけすように1/Kn
（33）倍してフィードフォワードで加算すると、外乱オ
ブザーバを含んだモータ制御システムは、あたかも外乱
トルクTgが加わっていないかのように外乱トルクTgに対
する速度変動を打ち消すことが可能となる。この外乱オ
ブザーバ（11）を現代制御理論のゴピナスの最小次元オ
ブザーバの手法でもって構成すると、図中に一点鎖線で
囲ったようになる。最小次元オブザーバは微分器を含ま
ないため、速度検出器（FG）（37）の出力に含まれるノ
イズを両周波域で増幅したり、この増幅されたノイズが
外乱トルク抑圧ループを巡回するといった問題が生じな
い。この最小次元オブザーバの構成は、モータを微分方
程式（外乱トルクTgを含んだ形）で記述し、その微分方
程式から現代制御理論の状態方程式をつくり、この状態
方程式を入力であるモータ変動電流と出力である回転速
度から微分方程式を逆に解くことによって、外乱オブザ
ーバの定数G,Kn,Jnを定めている。この外乱オブザーバ
の定数を求める理論的計算、および設計手法について
は、現代制御理論の多数の参考書によって紹介されてい
るのでここでは説明を省略する。FIG. 3 is a block diagram showing a portion to which an embodiment of the present invention is applied. In the disturbance observer (11) for electrically estimating the amount of disturbance, a disturbance suppression loop is formed, and the disturbance is actively suppressed. This greatly improves the disturbance suppression characteristics, and the amount of disturbance (disturbance torque) applied to the motor (4) cannot be directly measured by a sensor or the like. However, the input current of the motor (4) and the speed It is possible to estimate from the output of the detector (37). When this disturbance observer is configured by the method of the minimum dimension observer of the modern control theory, it becomes as shown in FIG. In an actual motor, the drive current is converted into an electromagnetic torque generated by the attraction and repulsion between the motor coil and the magnet with a value represented by a torque constant K (12). With the remaining torque obtained by subtracting the disturbance torque Tg from the generated electromagnetic torque, the motor rotation mechanism (9) receives a force and rotates to generate a rotation speed θ. Therefore, by electrically reproducing the above-mentioned balance of forces, the disturbance torque Tg can be estimated. For example, when the disturbance torque Tg is applied to the motor and the rotation tries to fluctuate, the estimated amount of disturbance is 1 / Kn
(33) When multiplied by feed forward, the motor control system including the disturbance observer can cancel the speed fluctuation with respect to the disturbance torque Tg as if the disturbance torque Tg was not applied. If this disturbance observer (11) is constructed by the method of Gopinas' minimum dimension observer of modern control theory, it will be surrounded by a dashed line in the figure. Since the minimum-dimensional observer does not include a differentiator, the noise included in the output of the speed detector (FG) (37) is amplified in both frequency ranges, and the amplified noise travels through a disturbance torque suppression loop. Does not occur. The structure of this minimum-dimensional observer is to describe the motor by a differential equation (including the disturbance torque Tg), create a state equation of modern control theory from the differential equation, By solving the differential equation in reverse from the rotational speed, the constants G, Kn, and Jn of the disturbance observer are determined. The theoretical calculation for obtaining the disturbance observer constant and the design method have been introduced in many reference books on modern control theory, and will not be described here.

以上のように構成された第４図の外乱オブザーバ（1
1）は、モータ（４）に加わる外乱トルクTgを推定した
推定外乱量を出力するが、すべての周波数領域の外乱ト
ルクTgを推定できるわけではない。この外乱オブザーバ
（11）の外乱トルクTgに対する速度変動を、第４図のブ
ロック図において計算すると、外乱トルクTgを で抑圧してモータ（４）に加えていることになる。すな
わち、外乱オブザーバ（11）の係数Ｇが外乱オブザーバ
（11）の帯域を表すパラメータであり、外乱トルク抑圧
性能を向上させるためには係数Ｇを大きくすればよいこ
とになる。The disturbance observer (1
1) outputs an estimated disturbance amount obtained by estimating the disturbance torque Tg applied to the motor (4). However, the disturbance torque Tg in all frequency domains cannot be estimated. When the speed fluctuation with respect to the disturbance torque Tg of the disturbance observer (11) is calculated in the block diagram of FIG. And is added to the motor (4). That is, the coefficient G of the disturbance observer (11) is a parameter representing the band of the disturbance observer (11), and the coefficient G may be increased to improve the disturbance torque suppression performance.

この外乱オブザーバ（11）を用いた外乱抑圧ループ
を、第３図に示すように、従来の速度制御ループ、位相
制御ループを有する回転ドラムおよびキャプスタンサー
ボシステムに併用すると、第５図に示すように、外乱オ
ブザーバ帯域が50Hz（すなわちＧ＝314rad/sec）のとき
には3Hzにおける外乱抑圧度が20dBも向上することにな
る。このように外乱オブザーバは、モータに加わる外
乱、例えばドラムモータについては軸摩擦、モータトル
クリップル、外乱振動等、キャプスタンモータについて
はテープ走行負荷、テープテンション変動による負荷、
軸摩擦、モータトルクリップル等の外乱トルク量Tgをリ
アルタイムで推定し、フィードフォワードで外乱トルク
Tgを打ち消すため、特にムービー等における手振れ等の
不確定外乱を充分に抑圧することができる。これによっ
て、キャプスタンモータサーボシステムにおけるテープ
走行ムラが改善され、現行再生VTRの一方式であるVHSフ
ォーマットや、ベータフォーマット等におけるリニアオ
ーディオのフウフラッタが減少するだけでなく、記録時
のトラック曲がり等も改善される。ドラムモータサーボ
システムにおいても、現行VTRシステムにおける再生VTR
画面のジッタ等が減少することはいうまでもない。When the disturbance suppression loop using the disturbance observer (11) is used together with a conventional rotary drum having a speed control loop and a phase control loop and a capstan servo system as shown in FIG. 3, as shown in FIG. In addition, when the disturbance observer band is 50 Hz (that is, G = 314 rad / sec), the disturbance suppression at 3 Hz is improved by as much as 20 dB. Thus, the disturbance observer is a disturbance applied to the motor, for example, a shaft friction, a motor torque ripple, a disturbance vibration, etc. for a drum motor, a tape running load for a capstan motor, a load due to a tape tension variation,
Disturbance torque Tg such as shaft friction and motor torque ripple is estimated in real time, and the disturbance torque is fed forward.
In order to cancel Tg, it is possible to sufficiently suppress uncertain disturbances such as camera shake especially in a movie or the like. As a result, the tape running unevenness in the capstan motor servo system has been improved, and not only the linear audio hull flutter in the VHS format, a beta format, etc., which is one of the current playback VTRs, but also the track bending during recording, etc., has been reduced. Be improved. Reproduction VTR in current VTR system in drum motor servo system
It goes without saying that the screen jitter and the like are reduced.

第４図に示した外乱オブザーバ（11）を含むシステム
は、外乱抑圧ループがフィードフォワードで制御入力に
帰還されているいわば正帰還のループである。正帰還ル
ープが安定となるためには、すべての周波数においてゲ
インが１以下でなければならない。The system including the disturbance observer (11) shown in FIG. 4 is a so-called positive feedback loop in which the disturbance suppression loop is fed back to the control input in a feedforward manner. For the positive feedback loop to be stable, the gain must be less than 1 at all frequencies.

例えば速度制御をほどこしたモータに第４図の外乱オ
ブザーバ（11）を導入した場合の外乱抑圧ループの一巡
伝達関数を求めると、次のようになる。（ここにおいて
Kn＝K,Jn＝Ｊとする） ＜外乱ループの伝達特性＞ すなわち、遅れ特性、進み特性をかけあわせた特性
に、係数Ｇおよび（１−（F/V））の２つの係数が乗算
されていることがわかる。ここで注目しなければならな
いのは、速度検出器（FG）の伝達関数として表した（F/
V）は、速度検出器（FG）が磁気的エンコーダで構成さ
れている場合、着磁ムラ、ピンチムラ等による速度検出
器ノイズや、エンコーダの歯数および回転数による無駄
時間を含んでいない場合には、１となる関数である。仮
に（F/V）＝１となるような理想的な速度検出器（FG）
が存在するとすれば、（４）式における［１−（F/
V）］は［１−１＝０］となり、（４）式の一巡伝達関
数は零となるため、外乱オーブザーバの性能を示す係数
Ｇをいかに大きくしても絶対安定なシステムとなる。For example, when the loop transfer function of the disturbance suppression loop in the case where the disturbance observer (11) shown in FIG. (put it here
Kn = K, Jn = J) <Transfer characteristics of disturbance loop> That is, it can be seen that the coefficient obtained by multiplying the lag characteristic and the lead characteristic is multiplied by two coefficients G and (1− (F / V)). It is important to note here that the transfer function of the speed detector (FG) (F /
V): If the speed detector (FG) is composed of a magnetic encoder, it does not include the speed detector noise due to uneven magnetization or pinch unevenness or the dead time due to the number of encoder teeth and the number of rotations. Is a function that becomes 1. Ideal speed detector (FG) such that (F / V) = 1
Is present, if [1- (F /
V)] becomes [1-1 = 0], and the loop transfer function of equation (4) becomes zero, so that an absolutely stable system can be obtained even if the coefficient G indicating the performance of the disturbance observer is increased.

しかしながら実際の速度検出器（FG）は理想的ではな
いため、［（F/V）≠１］となり、［１−（F/V）］は、
何らかの値を持つため、係数Ｇの値を大きくしてゆく
と、（４）式は全体として１（0dB）を超えてしまい、
システムは不安定となる。However, since the actual speed detector (FG) is not ideal, [(F / V) ≠ 1], and [1- (F / V)] becomes
Since the coefficient G has some value, if the value of the coefficient G is increased, the expression (4) as a whole exceeds 1 (0 dB).
The system becomes unstable.

よって、外乱オブザーバ（11）の性能を示すパラメー
タである係数Ｇを大きくしつつ、システムを安定化させ
るためには、（F/V）を１に近づける。換言すれば、速
度情報信号のノイズを下げればよいということになる。Therefore, to stabilize the system while increasing the coefficient G, which is a parameter indicating the performance of the disturbance observer (11), (F / V) is brought close to 1. In other words, it is sufficient to reduce the noise of the speed information signal.

しかし、機構的な部品によって構成される速度検出器
（FG）のノイズや無駄時間を、機構的な精度向上や、エ
ンコーダの歯数の増大によって改善することは困難で、
もし、実現できたとしても、コストの増加や、モータの
大型化はさけることができない。よって、電気的な方法
によって、検出速度のノイズおよび無駄時間を除去す
る。このために必要となるのが第６図に示した速度オブ
ザーバ（13）であり、現代制御理論の同一次元オブザー
バにより構成される。第６図中、Kn/Ru（38）、1/JnS
（40）はモータ（４）のモデルを内部に持つ部分であ
り、検出速度と推定速度の誤差が少なくなるようにフィ
ードバックゲインＬ（39）でモータ（４）に入力側にフ
ィードバックされる。このためフィードバックゲインＬ
（31）で構成されるループゲインが大きい周波数領域に
おいては、検出速度≒推定速度となり、ループゲインが
小さい周波数領域においては、検出速度≠推定速度とな
る。すなわち、第６図の速度オブザーバ（13）は、速度
検出器（FG）に着磁ムラやピッチムラ等の影響によるノ
イズの多い領域、すなわち、（モータ回転周波数）×
（速度検出器の歯数/1回転）で示される周波数付近から
無駄時間が多くなる周波数以上の領域において、ノイズ
や無駄時間の含まない制御入力からモータのモデルによ
って推定した値を用い、上記周波数以下の領域において
のみ検出速度の情報を用いるようにフィードバックゲイ
ンＬ（39）を調整する。そうすることによって、（４）
式における速度検出器（FG）に含まれるノイズや無駄時
間をある程度除去した推定速度を用いることができるた
め、（F/V）の値は１に近づき、その分係数Ｇを大きく
でき、外乱オブザーバの性能をあげることができる。However, it is difficult to improve the noise and dead time of the speed detector (FG) composed of mechanical components by improving the mechanical accuracy and increasing the number of encoder teeth.
Even if it can be realized, an increase in cost and an increase in the size of the motor cannot be avoided. Therefore, the noise of the detection speed and the dead time are removed by an electric method. The speed observer (13) shown in FIG. 6 is required for this purpose, and is constituted by the same-dimensional observer of modern control theory. 6, Kn / Ru (38), 1 / JnS
(40) is a portion having a model of the motor (4) inside, and is fed back to the input side of the motor (4) with a feedback gain L (39) so that an error between the detected speed and the estimated speed is reduced. Therefore, the feedback gain L
In the frequency region where the loop gain is composed of (31), the detected speed is divided by the estimated speed, and in the frequency region where the loop gain is small, the detected speed is divided by the estimated speed. That is, the speed observer (13) shown in FIG. 6 is provided in the speed detector (FG) in a region with much noise due to the influence of the magnetization unevenness and the pitch unevenness, that is, (motor rotation frequency) ×
In the region above the frequency where the dead time increases from around the frequency indicated by (number of teeth of the speed detector / 1 rotation), the value estimated by the motor model from the control input that does not include noise and dead time is used. The feedback gain L (39) is adjusted so that the information on the detected speed is used only in the following regions. By doing so, (4)
Since it is possible to use an estimated speed from which noise and dead time included in the speed detector (FG) in the expression have been removed to some extent, the value of (F / V) approaches 1, and the coefficient G can be increased accordingly, and the disturbance observer can be used. Performance can be improved.

以上のことから、推定速度（41）を、外乱オブザーバ
（11）の速度入力とする外乱抑圧ループが第７図に示さ
れるような形で構成される。ここにおいて、外乱オブザ
ーバ（11）の速度入力は、モータ（４）に取り付けられ
たエンコーダの出力をF/V変換した検出速度信号から、
速度オブザーバ（13）にて無駄時間や高域ノイズを除去
した後に得られる推定速度（41）を用いる。こうするこ
とによって外乱オブザーバ（11）に入力される速度情報
（41）に含まれる無駄時間や高域ノイズが少なく（４）
式で述べたように、外乱推定オブザーバ（14）の係数Ｇ
が大きく取れるため、外乱オブザーバ（11）の外乱抑圧
能力を向上させることができる。ここで、ノイズを除去
するだけであれば、位相遅れフィルタ等を通すことも考
えられるが、位相が回ってしまうため、正確な外乱推定
が行えなくなってしまうことはいうまでもない。From the above, a disturbance suppression loop using the estimated speed (41) as the speed input of the disturbance observer (11) is configured in the form shown in FIG. Here, the speed input of the disturbance observer (11) is obtained from a detected speed signal obtained by F / V converting the output of the encoder attached to the motor (4).
The estimated speed (41) obtained after removing dead time and high-frequency noise by the speed observer (13) is used. By doing so, the dead time and high-frequency noise included in the speed information (41) input to the disturbance observer (11) are reduced (4).
As described in the equation, the coefficient G of the disturbance estimation observer (14)
Is large, the disturbance suppressing capability of the disturbance observer (11) can be improved. Here, if only noise is to be removed, it may be possible to pass through a phase delay filter or the like. However, it goes without saying that accurate estimation of disturbance cannot be performed because the phase is rotated.

以上、外乱オブザーバ、および速度オブザーバによっ
て、外乱を電気的に抑圧することが可能なシステムの構
成について主に述べてきた。The configuration of the system capable of electrically suppressing the disturbance by the disturbance observer and the speed observer has mainly been described above.

次に、上記のシステムの具体的な構成について説明す
る。Next, a specific configuration of the above system will be described.

第８図に、外乱オブザーバを電気回路で実現したモー
タ制御回路のブロック回路図を示す。モータ（４）の回
転運動は、モータに取り付けられている磁気的エンコー
ダで構成されているFG信号発生器（37）によってモータ
回転速度情報信号と同様にモータに取り付けられている
磁気的エンコーダで構成されているPG発生器（103）に
よってモータ位相情報信号とによって得られる。このモ
ータ回転速度情報信号およびモータ回転位相情報信号
は、従来のモータ制御回路（100）に入力され、従来例
で説明したように、モータ（４）の速度制御および位相
制御が行なわれる。この従来のモータ制御回路（100）
の出力である制御電圧をドライブ回路（102）にそのま
ま入力し、ドライブ回路（102）の出力である駆動電流
によってモータ（４）を回転させれば、従来例で示した
システムと同じとなる。FIG. 8 shows a block circuit diagram of a motor control circuit in which the disturbance observer is realized by an electric circuit. The rotational motion of the motor (4) is constituted by a magnetic encoder attached to the motor in the same manner as the motor rotational speed information signal by an FG signal generator (37) constituted by a magnetic encoder attached to the motor. And the motor phase information signal by the PG generator (103). The motor rotation speed information signal and the motor rotation phase information signal are input to the conventional motor control circuit (100), and the speed control and the phase control of the motor (4) are performed as described in the conventional example. This conventional motor control circuit (100)
Is input to the drive circuit (102) as it is, and the motor (4) is rotated by the drive current output from the drive circuit (102), which is the same as the system shown in the conventional example.

この発明に係るシステムの原理的な構成は、従来のモ
ータ制御回路（100）とドライブ回路（102）との間に、
アナログ回路からなる外乱オブザーバ回路（外乱推定
器）（101）を挿入することを特長としている。挿入さ
れた外乱オブザーバ回路（101）は、従来のモータ制御
回路（100）の出力である制御電圧と、検出速度との２
つの信号を入力とし、その２つの信号をアナログ演算し
て、外乱抑圧効果が改善された制御電圧を出力する。外
乱オブザーバ回路（101）からの出力は、ドライブ回路
（102）に入力され、モータ（４）の外乱を電気的に抑
圧した形で回転制御する。The basic configuration of the system according to the present invention is that a conventional motor control circuit (100) and a drive circuit (102)
The feature is that a disturbance observer circuit (disturbance estimator) (101) composed of an analog circuit is inserted. The inserted disturbance observer circuit (101) has a control voltage, which is the output of the conventional motor control circuit (100), and a detection speed.
The two signals are input, and the two signals are subjected to an analog operation to output a control voltage with an improved disturbance suppression effect. The output from the disturbance observer circuit (101) is input to the drive circuit (102) and controls the rotation of the motor (4) in a form in which the disturbance is electrically suppressed.

第８図の外乱オブザーバ回路（101）は、オペレーシ
ョンアンプ等による増幅器、加算器、減算器、積分器を
用いたアナログ回路によって実現できる。The disturbance observer circuit (101) in FIG. 8 can be realized by an analog circuit using an amplifier such as an operation amplifier, an adder, a subtractor, and an integrator.

第９図は、第８図で示したシステムをアナログ回路で
実現したブロック回路図で、この外乱オブザーバ回路
（101）は、速度オブザーバ（13）を併用していない外
乱オブザーバである。図中、一点鎖線で囲んだ外乱オブ
ザーバ回路（101）および加算器（124）を除いた部分が
従来例で説明した従来の速度制御ループおよび位相制御
ループであるので説明を省略する。FIG. 9 is a block circuit diagram in which the system shown in FIG. 8 is realized by an analog circuit. The disturbance observer circuit (101) is a disturbance observer that does not use the speed observer (13). In the figure, the parts other than the disturbance observer circuit (101) and the adder (124), which are surrounded by a dashed line, are the conventional speed control loop and phase control loop described in the conventional example, and the description thereof will be omitted.

この原理的な構成例における外乱オブザーバ回路（10
1）は、第４図で示した外乱オブザーバ（11）の構成を
電気的に実現している。すなわち、第４図中の（28），
（29），（30），（33）がそれぞれ第９図中の（11
8），（119），（121），（123）に相当し、第４図中の
（31）および（32）からなる負帰還ループが位相遅れフ
ィルタ（120）に相当している。そして第４図中の（2
8）と（29）の加算演算、および（30）と（31）の減算
演算は、それぞれ第９図中の加算器（126）および減算
器（122）で実現している。そして第４図中の外乱オブ
ザーバ（11）の出力である（33）の出力と、制御入力と
の加算演算は第９図中の加算器（124）で実現してい
る。The disturbance observer circuit (10
1) electrically realizes the configuration of the disturbance observer (11) shown in FIG. That is, (28),
(29), (30) and (33) correspond to (11) in FIG.
8), (119), (121) and (123), and the negative feedback loop consisting of (31) and (32) in FIG. 4 corresponds to the phase delay filter (120). Then, (2) in FIG.
The addition operation of (8) and (29) and the subtraction operation of (30) and (31) are realized by the adder (126) and the subtractor (122) in FIG. 9, respectively. The addition operation of the output of (33), which is the output of the disturbance observer (11) in FIG. 4, and the control input is realized by the adder (124) in FIG.

つぎに、第９図の外乱オブザーバ回路（101）をオペ
レーションアンプを用いたアナログ回路で実現した構成
例を第15図に示す。この回路は、片電源回路で実現され
ており、基準電圧は電源電圧の半分の値とし、外乱オブ
ザーバ回路（101）内のアナログ演算は、すべて基準電
圧を中心とした交流成分のみの演算を行う構成となって
いる。このように構成されたアナログ演算回路に、直流
成分を含んだ信号を入力すると、ダイナミックレンジが
せまく制限され問題となる。また、オブザーバ回路をア
ナログ回路で実現したので、アナログ演算回数が増加す
るに伴い、回路オフセットかドリフトの影響を受け、結
局、正確な外乱量を推定できなくなる危険性がある。第
10図はこの難点を解消するもので、速度オブザーバ（1
3）を併用していない外乱オブザーバ回路を示すブロッ
ク回路図である。この実施例では、外乱オブザーバ回路
（101）への入出力信号の直流成分を除去することで、
アナログ演算回路の回路オフセット及びドリフトの問題
を解決している。図中、（118）〜（126）は、第９図で
示した外乱オブザーバ回路（101）と同様であるが、検
出速度入力部に、アナログ検出速度信号の直流成分を除
去するDC除去フィルタ（131）を挿入し、アナログ検出
速度信号の直流成分を除いた信号を外乱オブザーバのア
ナログ演算回路に入力する。同様に、外乱オブザーバ回
路（101）に入力される他の信号である制御入力、ここ
では従来のモータ制御回路（100）からの制御電圧入力
部にDC除去フィルタ（130）を挿入し、従来の制御回路
におけるアナログ制御電圧信号の直流成分を除いた信号
を外乱推定オブザーバのアナログ演算回路に入力するよ
うに構成したものである。Next, FIG. 15 shows a configuration example in which the disturbance observer circuit (101) in FIG. 9 is realized by an analog circuit using an operation amplifier. This circuit is realized by a single power supply circuit, the reference voltage is set to a half value of the power supply voltage, and all the analog operations in the disturbance observer circuit (101) perform only the AC component centering on the reference voltage. It has a configuration. When a signal including a DC component is input to the analog arithmetic circuit configured as described above, the dynamic range is narrowly limited, which causes a problem. In addition, since the observer circuit is realized by an analog circuit, there is a risk that an accurate disturbance amount cannot be estimated as a result of an influence of a circuit offset or a drift as the number of analog operations increases. No.
Figure 10 solves this difficulty, and the speed observer (1
FIG. 4 is a block circuit diagram showing a disturbance observer circuit not using 3). In this embodiment, by removing the DC component of the input / output signal to / from the disturbance observer circuit (101),
The problem of circuit offset and drift of the analog operation circuit is solved. In the figure, (118) to (126) are the same as those of the disturbance observer circuit (101) shown in FIG. 9, but a DC removal filter (DC) for removing the DC component of the analog detection speed signal is input to the detection speed input unit. 131) is inserted, and the signal obtained by removing the DC component of the analog detection speed signal is input to the analog operation circuit of the disturbance observer. Similarly, a DC removal filter (130) is inserted into a control input, which is another signal input to the disturbance observer circuit (101), here, a control voltage input section from the conventional motor control circuit (100). The control circuit is configured to input a signal obtained by removing a DC component of an analog control voltage signal to an analog operation circuit of a disturbance estimation observer.

この２つの入力部におけるDC除去フィルタ（130），
（131）を、オペレーションアンプを用いたアナログフ
ィルタ回路によって実現した一例を第14図に示す。この
回路では、入力信号を のカットオフ周波数の低域通過フィルタを通したものを
オペレーションアンプの正端子に、入力信号をオペレー
ションアンプの負端子に入力するようにしている。この
ようにすれば、正端子と負端子との 倍の差動増幅器となり、この回路全体で見れば、入力信
号の直流成分が除去され、出力信号は、基準電圧を中心
とした交流信号が得られることになる。ただし、この場
合の出力信号は反転した形となる。DC removal filters (130) at these two inputs,
FIG. 14 shows an example in which (131) is realized by an analog filter circuit using an operation amplifier. In this circuit, the input signal is The input signal is input to the positive terminal of the operational amplifier and the input signal is input to the negative terminal of the operational amplifier. In this way, the positive terminal and the negative terminal In this circuit, the DC component of the input signal is removed, and the output signal is an AC signal centered on the reference voltage. However, the output signal in this case has an inverted form.

なお、この回路では、起動時に問題が生じる。すなわ
ち、オペレーションアンプの正端子に入力される信号
が、入力信号の直流成分となるまでに時定数 の時間がかかるので、それまでの期間のオペレーション
アンプ出力は、何らかのオフセットをもった信号とな
る。そのオフセット量が大きい場合、アナログ演算回路
で構成されたオブザーバの推定外乱出力は大きく誤った
出力を発生し、再生画像に悪影響をおよぼす危険性があ
る。そこで、起動時に正端子と入力信号との間の低域通
過フィルタのコンデンサC₀に、基準電圧を瞬時に充電す
るため、第16図に示すようにトランジスタFETと、抵抗R
₂を設けている。FETは、起動時制御用信号によってON/O
FFし、起動時制御用信号は起動時のみ一瞬でFETがONす
るようになっている。こうすることによって、起動時の
入力信号のDC成分と、オペレーションアンプの正端子と
の電圧差は、（入力信号のDC成分電圧）−（基準電圧）
分だけとなるため、FETやR₂を設けない場合と比べて、
大幅に小さくなり、正端子が入力信号の直流成分の電圧
となるまでの時間を短絡できるとともに、起動時のオブ
ザーバへの入力信号のオフセット量を減少することがで
きる。In this circuit, a problem occurs at the time of starting. In other words, the time constant until the signal input to the positive terminal of the operational amplifier becomes the DC component of the input signal Therefore, the operation amplifier output in the period up to that time becomes a signal having some offset. If the offset amount is large, the estimated disturbance output of the observer constituted by the analog arithmetic circuit generates a large erroneous output, which may adversely affect the reproduced image. Therefore, the capacitor C ₀ of the low-pass filter between the positive terminal and the input signal at the time of startup, for charging a reference voltage instantaneously, and a transistor FET as shown in FIG. 16, the resistance R
_{There are two} . FET is turned ON / O by start-up control signal.
The FF is turned on, and the start-up control signal instantaneously turns on the FET only at the start-up. By doing so, the voltage difference between the DC component of the input signal at startup and the positive terminal of the operational amplifier is (DC component voltage of input signal) − (reference voltage)
Only, and therefore minute, compared to the case without the FET or R _2,
This significantly reduces the time required for the positive terminal to become the voltage of the DC component of the input signal, and reduces the offset amount of the input signal to the observer at the time of startup.

なお、DC除去フィルタは、第14図に示した構成に限ら
れるものではなく、例えばFETをアナログスイッチで構
成するとか、その他様々な構成が考えられるが、オブザ
ーバ入力信号のDC成分を除去するものであればそのよう
な構成のものでも良いことはいうまでもない。Note that the DC removal filter is not limited to the configuration shown in FIG. 14.For example, an FET may be configured by an analog switch, or various other configurations may be considered. The DC removal filter removes the DC component of the observer input signal. Needless to say, such a configuration may be used.

第11図は、第７図に示した速度オブザーバ（13）によ
る推定速度を速度入力とする外乱オブザーバ（11）を電
気的に実現した構成例を示すブロック回路図である。第
７図中の（28），（39），（40）からなるループが第11
図中の（151），（152），（153），（154）からなるル
ープに、第７図中の（37）が第11図中の（150）にそれ
ぞれ対応している。第11図中のその他の回路構成は、第
10図ですでに詳細に示した構成と同等であるので説明を
省略する。第７図を用いてすでに説明したように、第11
図のような外乱オブザーバは、第10図で示した外乱オブ
ザーバに比べ、外乱抑圧性能が向上した構成となってい
る。FIG. 11 is a block circuit diagram showing a configuration example in which a disturbance observer (11) using the estimated speed by the speed observer (13) shown in FIG. 7 as a speed input is electrically realized. The loop consisting of (28), (39) and (40) in FIG.
The loop consisting of (151), (152), (153), and (154) in the figure, and (37) in FIG. 7 correspond to (150) in FIG. 11, respectively. The other circuit configurations in FIG.
Since the configuration is the same as the configuration already shown in detail in FIG. 10, the description is omitted. As already described with reference to FIG.
The disturbance observer as shown in the figure has a configuration in which disturbance suppression performance is improved as compared with the disturbance observer shown in FIG.

なお第７図のブロック図で示した構成を電気的に実現
した一例として第11図を示したが、第５図の構成を電気
的に実現可能な構成であれば他の構成であってもよいこ
とは言うまでもない。Although FIG. 11 is shown as an example of electrically realizing the configuration shown in the block diagram of FIG. 7, any other configuration may be used as long as the configuration of FIG. 5 can be realized electrically. It goes without saying that it is good.

以上に述べてきたような原理および回路構成によっ
て、モータのエンコーダの歯数を増やしたり、モータの
イナーシャを大きくしたりといった高価な機械的な変更
を伴うことなく安価な電気的な手段のみによって、モー
タの外乱抑圧特性を改善することができる。According to the principle and circuit configuration described above, the number of teeth of the motor encoder is increased, and only the inexpensive electrical means is used without involving expensive mechanical changes such as increasing the inertia of the motor. The disturbance suppression characteristics of the motor can be improved.

第15図は以上の説明で明らかにした原理的な構成を用
いて実現した、本発明の一実施例によるモータ制御装置
のうち、特に外乱オブザーバ回路の部分を示すブロック
回路図で、この実施例は、第９図中の減算回路（122）
と増幅回路（123）との間に、高域除去フィルタ（160）
を挿入した構成となっている。FIG. 15 is a block circuit diagram showing a part of a disturbance observer circuit in a motor control device according to an embodiment of the present invention, which is realized by using the principle configuration clarified in the above description. Is a subtraction circuit (122) in FIG.
High-pass filter (160) between the amplifier and the amplifier (123)
Is inserted.

一般に外乱オブザーバの出力である推定外乱信号に、
高域除去フィルタをかけて制御を行うと、推定外乱信号
の高周波数成分が除去され、外乱の高周波数成分が抑圧
できなくなり、外乱抑圧効果が期待できる周波数帯域が
せまくなるため、外乱抑圧制御という見地から見れば性
能は低下する。Generally, the estimated disturbance signal, which is the output of the disturbance observer,
When control is performed using a high-frequency rejection filter, the high-frequency components of the estimated disturbance signal are removed, and the high-frequency components of the disturbance cannot be suppressed, and the frequency band in which the disturbance suppression effect can be expected is reduced. From the point of view, performance is reduced.

ところが、外乱の周波数が、比較的低い、限られた周
波数帯内にあることがわかっているような状況の場合を
考えると、外乱オブザーバが抑圧すべき周波数帯域はせ
まく限られた範囲で良く、その範囲での抑圧効果が最大
になるように外乱オブザーバを構成する方が有効であ
る。However, considering a situation where the frequency of the disturbance is relatively low and is known to be within a limited frequency band, the frequency band to be suppressed by the disturbance observer may be limited to a limited range at a minimum. It is more effective to configure the disturbance observer so that the suppression effect in that range is maximized.

第１図に示した実施例はまさに上記のような状況の場
合において制御系を構成した例である。第11図で示した
外乱オブザーバ回路（101）が、推定可能なすなわち補
正可能な外乱の周波数帯域を仮にAHz〜BHzとしよう。そ
してここで、制御対象であるモータに加わる外乱の周波
数スペクトラムがAHzとBHzの間の限られた周波数、例え
ばCHz（Ａ＜Ｃ＜＜Ｂ）付近にかたよっていることがあ
らかじめわかっている場合を考える。このような場合、
外乱オブザーバが抑圧すべき外乱の周波数は、CHz付近
とわかっているので、CHz付近での外乱抑圧効果が最大
になるように外乱オブザーバを構成すればよい。The embodiment shown in FIG. 1 is an example in which a control system is constituted in the case just described. Suppose that the disturbance observer circuit (101) shown in FIG. 11 sets the frequency band of the disturbance that can be estimated, that is, corrected, to AHz to BHz. Here, it is assumed that the frequency spectrum of the disturbance applied to the motor to be controlled is known in advance to have a limited frequency between AHz and BHz, for example, around CHz (A <C << B). Think. In such a case,
Since the frequency of the disturbance to be suppressed by the disturbance observer is known to be around CHz, the disturbance observer may be configured to maximize the disturbance suppression effect around CHz.

第11図のシステムにおいて、DC除去フィルタ（132）
の出力は、第７図で説明したように係数Ｇで制限された
帯域内での推定外乱出力である。係数Ｇを大きくすれ
ば、推定できる外乱の帯域は広くなるが、安定性を調べ
ると（４）式中の（F/V）の値によって係数Ｇの値が限
定されてしまうことにすでに述べた。（F/V）はいわば
速度情報信号に含まれるノイズの度合を示す関数であっ
た。今、外乱の周波数がCHz付近であり、CHz付近の周波
数以外の帯域においては外乱量は零とわかっているの
で、外乱推定オブザーバが推定可能な外乱の周波数は、
必ずしも前述のBHzまで必要ではないことがわかる。こ
こでは外乱の周波数がCHz付近とわかっているので、第1
1図の回路構成の場合を考えると、Ｃ〜BHzの帯域におい
ては、外乱オブザーバ回路（101）が推定する外乱量
は、すなわちノイズ（F/V）となることがわかる。そこ
で第１図の実施例においては、（F/V）を減少させる意
味で、カットオフ周波数がCHz以上の高域除去フィルタ
（160）でもって外乱推定オブザーバの出力すなわち推
定外乱信号の高周波成分を除去する。このように構成す
ると、（F/V）が減少したことになり、正帰還ループか
らなる外乱抑圧ループ間を巡回するノイズ成分が減少す
るため、より安定化される。その結果、外乱抑圧ループ
の帰還ゲインを１に近づけることが可能となり、CHz付
近の帯域における外乱抑圧率を大きくとることが可能と
なる。In the system of FIG. 11, the DC removal filter (132)
Is an estimated disturbance output in the band limited by the coefficient G as described with reference to FIG. As the coefficient G is increased, the band of the disturbance that can be estimated is widened. However, when the stability is examined, the value of the coefficient G is limited by the value of (F / V) in the equation (4). . (F / V) was a function indicating the degree of noise contained in the speed information signal. Now, the disturbance frequency is around CHz, and the disturbance amount is known to be zero in a band other than the frequency around CHz, so the disturbance frequency that can be estimated by the disturbance estimation observer is:
It is understood that it is not always necessary to reach the above BHz. Here, since the frequency of the disturbance is known to be around CHz, the first
Considering the case of the circuit configuration shown in FIG. 1, it can be seen that in the C-B Hz band, the disturbance amount estimated by the disturbance observer circuit (101) is noise (F / V). In the embodiment shown in FIG. 1, in order to reduce (F / V), the output of the disturbance estimation observer, that is, the high-frequency component of the estimated disturbance signal is reduced by a high-frequency elimination filter (160) having a cutoff frequency of CHz or more. Remove. With this configuration, (F / V) is reduced, and the noise component circulating between the disturbance suppression loops including the positive feedback loop is reduced, so that the noise is further stabilized. As a result, it is possible to make the feedback gain of the disturbance suppression loop close to 1, and it is possible to increase the disturbance suppression ratio in a band near CHz.

以上、第１図に示した実施例の概要について述べた
が、例えば外乱の周波数がαHz,βHzと飛び飛びの値を
とることがわかっている場合は、第１図における高域除
去フィルタ（160）をαHz,βHz…を選択的に通過させる
くし形フィルタに変えてやると同等の効果が得られるこ
とは言うまでもない。In the above, the outline of the embodiment shown in FIG. 1 has been described. For example, when it is known that the frequency of the disturbance takes discrete values of αHz and βHz, the high-pass filter (160) in FIG. It is needless to say that the same effect can be obtained by changing to a comb filter that selectively passes αHz, βHz.

また、外乱の周波数がCHzに限定されている場合にお
いては、第15図における高域除去フィルタ（160）を、
中心周波数がCHzであるバンドパスフィルタにすれば同
等もしくは同等以上の効果があることは言うまでもな
い。In addition, when the frequency of the disturbance is limited to CHz, the high-frequency elimination filter (160) in FIG.
It goes without saying that a bandpass filter having a center frequency of CHz has the same or equal or more effect.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上のように、本願の請求項１の発明に係るモータ制
御装置によれば、磁気テープ装置における回転ドラムモ
ータあるいはキャプスタンモータの回転速度を検出する
回転速度検出器と、上記回転速度検出器により検出され
た上記モータの回転速度情報に基づいて上記モータの回
転速度を任意の値に制御する速度制御手段とを具備した
モータの制御装置において、上記モータの駆動情報が入
力され、上記モータの回転速度に相当する推定回転速度
情報が得られるアナログ等価回路と、上記モータの回転
速度検出器からの検出回転速度情報と上記等価回路から
の推定回転速度情報とを比較し、上記等価回路の上記モ
ータの回転速度の推定誤差を出力する比較手段と、上記
推定誤差を上記等価回路に負帰還するフィードバック手
段と、上記モータの駆動情報と上記等価回路からの推定
回転速度情報を入力とし、上記モータの外乱量を電気回
路での演算により推定し出力するアナログ外乱推定器
と、上記外乱推定器の出力を上記モータの制御信号に正
帰還する外乱正帰還手段と、上記等価回路および上記外
乱推定器の入出力信号経路中にそれぞれ設けられ、当該
信号経路中の直流成分を除去する補償フィルタとを具備
し、かつ上記補償フィルタは、正相入力を入力するため
の正端子と逆相入力を入力するための負端子とを有する
オペレーションアンプと、上記補償フィルタの入力信号
端と上記オペレーションアンプの負端子との間および上
記オペレーションアンプの負端子と出力端子との間に設
けられ、上記オペレーションアンプを正端子と負端子と
の差電圧を抵抗比倍に増幅する差動増幅器として動作さ
せる２つの抵抗と、コンデンサを含み、上記補償フィル
タの入力信号を、所定のカットオフ周波数でその低域成
分を通過させ上記オペレーションアンプの正端子に出力
する低域通過フィルタと、起動時に上記コンデンサに基
準電圧を充電させる充電手段とを具備するようにしたの
で、高精度で高価な速度検出器を必要とせず、回路オフ
セットやドリフトの影響を受けず、正確な推定動作が可
能であり、しかも回路機構部の小型，軽量化を図れる効
果を有するとともに、大きな外乱抑圧効果を有するモー
タの制御装置が得られる効果がある。As described above, according to the motor control device of the first aspect of the present invention, the rotation speed detector that detects the rotation speed of the rotating drum motor or the capstan motor in the magnetic tape device, and the rotation speed detector Speed control means for controlling the rotation speed of the motor to an arbitrary value based on the detected rotation speed information of the motor, wherein the drive information of the motor is input, and the rotation speed of the motor is An analog equivalent circuit that obtains estimated rotation speed information corresponding to the speed, and a comparison between the detected rotation speed information from the rotation speed detector of the motor and the estimated rotation speed information from the equivalent circuit. Comparison means for outputting an estimation error of the rotational speed of the motor, feedback means for negatively feeding back the estimation error to the equivalent circuit, An analog disturbance estimator that receives dynamic information and estimated rotational speed information from the equivalent circuit, estimates and outputs the amount of disturbance of the motor by calculation in an electric circuit, and outputs an output of the disturbance estimator to a control signal of the motor. And a compensation filter provided in the input and output signal paths of the equivalent circuit and the disturbance estimator, respectively, for removing a DC component in the signal path, and the compensation filter Comprises an operational amplifier having a positive terminal for inputting a positive-phase input and a negative terminal for inputting a negative-phase input; and an input terminal between the input signal terminal of the compensation filter and the negative terminal of the operational amplifier; A differential amplifier that is provided between the negative terminal and the output terminal of the amplifier and amplifies the above operational amplifier by the resistance ratio times the difference voltage between the positive terminal and the negative terminal. A low-pass filter that includes two resistors that operate as a capacitor and a capacitor, passes the low-frequency component of the input signal of the compensation filter at a predetermined cutoff frequency, and outputs the low-frequency component to the positive terminal of the operation amplifier. Since a charging means for charging the capacitor with a reference voltage is provided, an accurate estimation operation can be performed without requiring a high-accuracy and expensive speed detector, without being affected by circuit offset and drift. Moreover, there is an effect that a motor control device having an effect of reducing the size and weight of the circuit mechanism portion and having a large disturbance suppression effect can be obtained.

また、本願の請求項２の発明に係るモータ制御装置に
よれば、請求項１記載のモータ制御装置において、上記
モータに印加される外乱のスペクトラムの最大振幅周波
数より高いカットオフ周波数を有する高域除去フィルタ
を、上記外乱正帰還手段の任意の信号経路中に設けるよ
うにしたので、外乱推定器の動作をより安定化でき、高
精度で高価な速度検出器を必要とせず、回路オフセット
やドリフトの影響を受けず、より正確な推定動作が可能
であり、しかも回路機構部の小型，軽量化を図れる効果
を有するとともに、大きな外乱抑圧効果を有するモータ
の制御装置が得られる効果がある。According to the motor control device of the second aspect of the present invention, in the motor control device of the first aspect, the high frequency range having a cutoff frequency higher than the maximum amplitude frequency of the spectrum of the disturbance applied to the motor. Since the rejection filter is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, a high-precision and expensive speed detector is not required, and circuit offset and drift can be prevented. Is not affected by the above, the more accurate estimating operation can be performed, and further, there is an effect that a motor control device having an effect of reducing the size and weight of the circuit mechanism portion and having a large disturbance suppression effect can be obtained.

また、本願の請求項３の発明に係るモータ制御装置に
よれば、請求項２記載のモータ制御装置において、上記
高域除去フィルタに代えて、上記モータに印加される周
期外乱の基本周波数ならびにその高調波成分を選択的に
透過させる櫛形フィルタを、上記外乱正帰還手段の任意
の信号経路中に設けるようにしたので、外乱推定器の動
作をより安定化でき、高精度で高価な速度検出器を必要
とせず、回路オフセットやドリフトの影響を受けず、よ
り正確な推定動作が可能であり、しかも回路機構部の小
型，軽量化を図れる効果を有するとともに、大きな外乱
抑圧効果を有するモータの制御装置が得られる効果があ
る。Further, according to the motor control device according to the third aspect of the present invention, in the motor control device according to the second aspect, the fundamental frequency of the periodic disturbance applied to the motor and the fundamental frequency are applied instead of the high-pass filter. Since a comb filter for selectively transmitting harmonic components is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, and a high-precision and expensive speed detector can be provided. Motor control that does not require a circuit, is not affected by circuit offset and drift, enables more accurate estimation operation, has the effect of reducing the size and weight of the circuit mechanism, and has a large disturbance suppression effect. There is an effect that the device can be obtained.

さらに、本願の請求項４の発明に係るモータ制御装置
によれば、請求項２記載のモータ制御装置において、上
記高域除去フィルタに代えて、上記モータに印加される
外乱のスペクトラムの最大振幅周波数が中心周波数であ
るバンドパスフィルタを、上記外乱正帰還手段の任意の
信号経路中に設けるようにしたので、外乱推定器の動作
をより安定化でき、高精度で高価な速度検出器を必要と
せず、回路オフセットやドリフトの影響を受けず、より
正確な推定動作が可能であり、しかも回路機構部の小
型，軽量化を図れる効果を有するとともに、大きな外乱
抑圧効果を有するモータの制御装置が得られる効果があ
る。Further, according to the motor control device according to the invention of claim 4 of the present application, in the motor control device according to claim 2, the maximum amplitude frequency of the spectrum of the disturbance applied to the motor instead of the high-pass filter. Is provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means, the operation of the disturbance estimator can be further stabilized, and a high-precision and expensive speed detector is required. A motor control device that can perform more accurate estimation operation without being affected by circuit offset and drift, and has the effect of reducing the size and weight of the circuit mechanism and has a large disturbance suppression effect. Has the effect.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図はこの発明の一実施例によるモータ制御装置の外
乱オブザーバ回路部分を示すブロック図、第２図は第１
図中の高域フィルタの構成を示す回路図、第３図はこの
発明の一実施例の適用箇所を示すブロック図、第４図は
第３図中の外乱オブザーバの構成を示すブロック図、第
５図は第４図の外乱オブザーバ（11）によって外乱抑圧
ループを構成し、これを速度制御ループ，位相制御ルー
プに併用した時の外乱抑制特性を示す図、第６図は速度
オブザーバのブロック図、第７図は第６図の速度オブザ
ーバと第４図の外乱オブザーバとを組み合わせた外乱オ
ブザーバの構成を示すブロック図、第８図は第18図の回
路に第７図のシステムを適用したモータ制御系を示すブ
ロック構成図、第９図は第８図をより詳しく示したブロ
ック構成図、第10図は外乱オブザーバ回路の他の構成例
を示すブロック図、第11図は外乱オブザーバ回路の他の
構成例を示すブロック図、第12図は第10図，第11図中の
加算回路の具体的な回路構成を示す図、第13図は第10
図，第11図中の速度検出回路の具体的な回路構成を示す
図、第14図は速度オブザーバをアナログ回路で実現した
場合の回路構成を示す図、第15図は外乱オブザーバをア
ナログ回路で実現した場合の回路構成を示す図、第16図
は第10図，第11図中のDC除去フィルタをアナログ回路で
実現した場合の回路構成を示す図、第17図は従来の位相
制御ループを備えたモータ制御システムを示すブロック
図、第18図は従来の位相制御ループと速度制御ループを
併用したモータ制御システムのブロック図、第19図は第
18図に示した従来のモータ制御システムの外乱抑圧特性
を示す図である。 （４）……制御対象（モータ） （５）……演算ブロック（積分器） （７）……位相制御ゲイン （８）……モータの電圧感度 （９）……モータの回転機構部 （10）……速度制御ゲイン （11）……外乱オブザーバ （12）……モータのトルク定数 （13）……速度オブザーバ （100）……従来のモータ制御回路 （101）……外乱オブザーバ回路 （130）……フィルタ R₃,R₄……オペレーションアンプを差動増幅器化させる
抵抗 R₀,R₁,C₀……低域通過フィルタを構成する抵抗，抵抗，
コンデンサ FET,R₂……充電手段を構成するトランジスタ，抵抗 なお、各図中、同一符号は同一、または相当部分を示
す。FIG. 1 is a block diagram showing a disturbance observer circuit portion of a motor control device according to an embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of a high-pass filter in the drawing, FIG. 3 is a block diagram showing a portion to which one embodiment of the present invention is applied, FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a disturbance observer in FIG. FIG. 5 is a diagram showing a disturbance suppression characteristic when a disturbance suppression loop is constituted by the disturbance observer (11) of FIG. 4 and used together with a speed control loop and a phase control loop. FIG. 6 is a block diagram of the speed observer. FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a disturbance observer obtained by combining the speed observer of FIG. 6 and the disturbance observer of FIG. 4. FIG. 8 is a motor in which the system of FIG. 7 is applied to the circuit of FIG. FIG. 9 is a block diagram showing the control system in more detail, FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of FIG. 8 in more detail, FIG. 10 is a block diagram showing another configuration example of the disturbance observer circuit, and FIG. 11 is another block diagram of the disturbance observer circuit. Block diagram showing a sample configuration Figure, FIG. 12 FIG. 10, shows a specific circuit configuration of the adder circuit in FIG. 11, FIG. 13 No. 10
FIG. 11 is a diagram showing a specific circuit configuration of the speed detection circuit in FIG. 11, FIG. 14 is a diagram showing a circuit configuration when the speed observer is realized by an analog circuit, and FIG. 15 is a diagram showing a disturbance observer by an analog circuit. FIG. 16 shows a circuit configuration when the DC removal filter shown in FIGS. 10 and 11 is realized by an analog circuit, and FIG. 17 shows a conventional phase control loop. FIG. 18 is a block diagram showing a conventional motor control system using a phase control loop and a speed control loop, and FIG.
FIG. 19 is a diagram showing a disturbance suppression characteristic of the conventional motor control system shown in FIG. (4) Control object (motor) (5) Calculation block (integrator) (7) Phase control gain (8) Motor voltage sensitivity (9) Motor rotation mechanism (10) ) Speed control gain (11) Disturbance observer (12) Motor torque constant (13) Speed observer (100) Conventional motor control circuit (101) Disturbance observer circuit (130) …… Filters R ₃ , R ₄ …… Resistors R ₀ , R ₁ , C ₀ … that make the operational amplifier a differential amplifier
Capacitor FET, R ₂ ... Transistor and resistor constituting charging means. In each drawing, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−277391（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−92283（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−234888（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−274385（ＪＰ，Ａ) 特公 昭63−37599（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/00 - 5/00 301 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-61-277391 (JP, A) JP-A-63-92283 (JP, A) JP-A-63-234888 (JP, A) JP-A-63-234888 274385 (JP, A) JP-B-63-37599 (JP, B2) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁶ , DB name) H02P 5/00-5/00 301

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】磁気テープ装置における回転ドラムモータ
あるいはキャプスタンモータの回転速度を検出する回転
速度検出器と、上記回転速度検出器により検出された上
記モータの回転速度情報に基づいて上記モータの回転速
度を任意の値に制御する速度制御手段とを具備したモー
タの制御装置において、 上記モータの駆動情報が入力され、上記モータの回転速
度に相当する推定回転速度情報が得られるアナログ等価
回路と、 上記モータの回転速度検出器からの検出回転速度情報と
上記等価回路からの推定回転速度情報とを比較し、上記
等価回路の上記モータの回転速度の推定誤差を出力する
比較手段と、 上記推定誤差を上記等価回路に負帰還するフィードバッ
ク手段と、 上記モータの駆動情報と上記等価回路からの推定回転速
度情報を入力とし、上記モータの外乱量を電気回路での
演算により推定し出力するアナログ外乱推定器と、 上記外乱推定器の出力を上記モータの制御信号に正帰還
する外乱正帰還手段と、 上記等価回路および上記外乱推定器の入出力信号経路中
にそれぞれ設けられ、当該信号経路中の直流成分を除去
する補償フィルタとを具備し、 かつ上記補償フィルタは、 正相入力を入力するための正端子と逆相入力を入力する
ための負端子とを有するオペレーションアンプと、 上記補償フィルタの入力信号端と上記オペレーションア
ンプの負端子との間および上記オペレーションアンプの
負端子と出力端子との間に設けられ、上記オペレーショ
ンアンプを正端子と負端子との差電圧を抵抗比倍に増幅
する差動増幅器として動作させる２つの抵抗と、 コンデンサを含み、上記補償フィルタの入力信号を、所
定のカットオフ周波数でその低域成分を通過させ上記オ
ペレーションアンプの正端子に出力する低域通過フィル
タと、 起動時に上記コンデンサに基準電圧を充電させる充電手
段とを具備したことを特徴とするモータ制御装置。A rotation speed detector for detecting a rotation speed of a rotary drum motor or a capstan motor in a magnetic tape device; and a rotation speed of the motor based on rotation speed information of the motor detected by the rotation speed detector. A motor control device including a speed control unit that controls a speed to an arbitrary value; a drive information of the motor is input, and an analog equivalent circuit that obtains estimated rotation speed information corresponding to the rotation speed of the motor; Comparing means for comparing the detected rotation speed information from the rotation speed detector of the motor with the estimated rotation speed information from the equivalent circuit, and outputting an estimation error of the rotation speed of the motor in the equivalent circuit; Feedback means for negative feedback to the equivalent circuit, and drive information of the motor and estimated rotational speed information from the equivalent circuit are input. An analog disturbance estimator that estimates and outputs the amount of disturbance of the motor by calculation in an electric circuit, a disturbance positive feedback unit that positively feeds back the output of the disturbance estimator to a control signal of the motor, the equivalent circuit, A compensation filter that is provided in each of the input and output signal paths of the disturbance estimator and removes a DC component in the signal path, and wherein the compensation filter has an inverse of a positive terminal for inputting a positive-phase input. An operation amplifier having a negative terminal for inputting a phase input; provided between the input signal end of the compensation filter and the negative terminal of the operation amplifier and between the negative terminal and the output terminal of the operation amplifier; It includes two resistors that operate the above operational amplifier as a differential amplifier that amplifies the difference voltage between the positive terminal and the negative terminal by the resistance ratio, and a capacitor. A low-pass filter that passes the low-frequency component of the input signal of the compensation filter at a predetermined cutoff frequency and outputs the low-frequency component to the positive terminal of the operation amplifier; and charging means that charges the capacitor with a reference voltage at startup. A motor control device comprising: 【請求項２】請求項１記載のモータ制御装置において、 上記モータに印加される外乱のスペクトラムの最大振幅
周波数より高いカットオフ周波数を有する高域除去フィ
ルタを、上記外乱正帰還手段の任意の信号経路中に設け
たことを特徴とするモータ制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein a high-frequency rejection filter having a cutoff frequency higher than a maximum amplitude frequency of a spectrum of a disturbance applied to the motor is supplied to an arbitrary signal of the disturbance positive feedback means. A motor control device provided in a path. 【請求項３】請求項２記載のモータ制御装置において、 上記高域除去フィルタに代えて、上記モータに印加され
る周期外乱の基本周波数ならびにその高調波成分を選択
的に透過させる櫛形フィルタを、上記外乱正帰還手段の
任意の信号経路中に設けたことを特徴とするモータ制御
装置。3. A motor control device according to claim 2, wherein a comb filter for selectively transmitting a fundamental frequency of a periodic disturbance applied to the motor and a harmonic component thereof is used instead of the high-pass filter. A motor control device provided in an arbitrary signal path of the disturbance positive feedback means. 【請求項４】請求項２記載のモータ制御装置において、 上記高域除去フィルタに代えて、上記モータに印加され
る外乱のスペクトラムの最大振幅周波数が中心周波数で
あるバンドパスフィルタを、上記外乱正帰還手段の任意
の信号経路中に設けたことを特徴とするモータ制御装
置。4. A motor control device according to claim 2, wherein a band-pass filter having a maximum amplitude frequency of a spectrum of a disturbance applied to said motor as a center frequency is replaced with said high-pass filter. A motor control device provided in an arbitrary signal path of feedback means.