JP2004527896A - 高効率高力率電子安定器 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、照明装置用の安定器、特に放電ランプ用の電子安定器に関するものである。
【0002】
一般的に入手しうる最も効率の良い電気照明源は、低圧及び高圧の気体放電ランプである。これらの例には高輝度放電(HID)ランプが含まれる。これらの種類のランプは代表的に、放電管内に封入されたガスを利用し、このガスは電気信号により励起された際に光を放出する。
【0003】
電子安定器には代表的にスイッチングトランジスタが含まれており、これはエネルギーをランプ駆動に適した形態に変換するのに高いスイッチング周波数を利用している。HIDランプの場合、ランプを低周波(例えば、100Hz)の電流方形波で駆動するのが一般的である。この種類の電子安定器は、ランプに供給する電力を調整するのに選択したデューティーサイクルを用いてトランジスタをスイッチ‐オン及びスイッチ‐オフしている。特に、安定器が生じる電力は代表的に、スイッチングトランジスタのデューティーサイクルにより決定され、デューティーサイクルが大きくなればなるほど、駆動電流の振幅が高くなり、より多くの電力を要し、より明るい光出力が得られる。
【0004】
図1は、米国特許第 6,225,755号明細書に記載された従来技術を示す。この図1によれば、出力光源Vout は入力電圧Vinにより図示の安定器制御回路を経て駆動される。このようなシステムでは、ブリッジトランジスタM3及びM4のスイッチングサイクルは電源入力電圧と同期している。スイッチングトランジスタM1、M2、M5及びM6は高周波で動作させられ、電源から取出される電流を整形して、電源と同期するランプに電流の方形波を供給するようになっている。
【0005】
動作に当っては、スイッチングトランジスタM1〜M6は互いに共同して動作し、スイッチングトランジスタM1、M2、M5及びM6は高周波パルス幅変調モード(PWM)で動作して出力光源Vout を駆動する。このような構成では、インダクタL1を通る電流iL1 は、トランジスタM1及びM2のスイッチングにより正弦波電流がインダクタL1に存在するように調整される。正弦波電流は、所定の倍率を乗じて入力電圧Vinを追従する。同様に、インダクタL2を通る電流iL2 は、トランジスタM5及びM6のスイッチングにより方形波電流がインダクタL2に存在するように調整される。
【0006】
入力から取出される電力を制御するためには、インダクタL1を通る電流を監視する必要があり、スイッチングトランジスタM1及びM2に適用するデューティーサイクルを、帰還ループを経て適切に調整して、適切な振幅を得る必要がある。
【0007】
図1Aは、図1のインダクタL1を流れる電流を、スイッチングトランジスタM1のスイッチング状態に重ねて示す。図1Aに示すように、インダクタL1を通る電流は、いかなるスイッチングサイクルに対しても、スイッチングトランジスタM1及びM2の高周波スイッチングサイクルに関連するスイッチングサイクルに対してもほぼ一定である。
【0008】
同様に、出力に生じる電力を制御するために、インダクタL2を通る電流を監視する必要があり、スイッチングトランジスタM5及びM6に適用するデューティーサイクルを、帰還ループを経て適切に調整して、適切な振幅を得る必要がある。
【0009】
米国特許第 5,917,290号明細書の回路構成によれば、従来技術の問題の多くが解決されるが、米国特許第 5,917,290号が依然として解決できない2つの問題がある。第1に、前述したように、インダクタL1を流れる電流の振幅、従って、入力から取出される電力の大きさはトランジスタを急速にスイッチ・オフ及びスイッチ・オンさせることにより制御される。米国特許第 5,917,290号に記載されているように及びその他の従来技術のシステムで行われているように、これらのトランジスタを特定の順序でスイッチ・オフ及びスイッチ・オンさせると、安定器で大きな電力損失が生じる。インダクタL2及びスイッチングトランジスタM5及びM6に対しても同様な状態が存在する。従って、この従来の構成は所望のものよりも有効ではない。
【0010】
第2に、インダクタL1を流れる電流を特定のAC電圧に整合させるために用いる技術は帰還ループである。特に、インダクタL1を流れる電流を監視し、この電流をエラー用増幅器に供給し、このエラー用増幅器の出力を用いてトランジスタのデューティーサイクルを調整し、インダクタL1を流れる電流を増大又は減少させて所望値にする。インダクタL2を流れる電流に対しても同様な帰還ループを用いる必要がある。インダクタL1及びL2を流れる電流を常に監視したり、帰還ループを用いたりするには、追加の素子(図1には図示せず)が必要となり、これにより安定器回路の複雑性及び価格を高める。
【0011】
上述した点からして、照明装置を駆動する安定器の制御をより廉価に達成しうるようにする必要がある。
【0012】
本発明によれば、従来技術の上述した問題及びその他の問題を解決するとともに、技術的な向上を達成する。入力段及び出力段の双方の臨界不連続モード(CDCM;critical discontinuous mode )動作を用いて電子安定器を駆動する。CDCMでは、入力インダクタL1を通る電流がスイッチ・オン及びスイッチ・オフされ、各高周波スイッチングサイクル中に三角形の波形を形成するようにこの電流が上昇及び降下するようにする。これら三角形の頂点の包絡線は所望の波形を描いており、濾波後に生じる実際の波形は所望の方形波である。
【0013】
CDCM及び一定の充電時間を用いることにより、入力電流の振幅は電源電圧の所定の部分を追従する。システムが三角形の波形を維持しうるようにするには、入力インダクタ電流のゼロ交点を測定する必要があるだけである。入力電流を絶えず監視する従来技術の帰還ループは不必要となり、その代わり簡単なゼロ交点センサが用いられる。好適な例では、スイッチングのタイミングを正しく設定することにより損失のないスイッチングが行われるようにPWMスイッチをスイッチ・オン及びスイッチ・オフさせる。
【0014】
好適な他の例では、インダクタ電流がゼロに到達し、スイッチング時間を適切にする時を監視するために、可飽和変圧器を加える。インダクタ電流のゼロ交点を監視するのに要する複雑性は、インダクタ電流の値を絶えず監視し、その値を調整のために帰還する場合の複雑性に比べ著しく低く、従って、回路の複雑性及び価格が低減する。
【0015】
同様に、CDCMを用いることにより、出力電流の振幅は、スイッチングトランジスタM3及びM4のスイッチングにより制御して電源電圧とともに極性が変化する直流母線電圧をそのまま追従する。この場合も、インダクタ電流のゼロ交点を測定する必要があるだけであり、従って、帰還ループが不要となる。スイッチング時間を適正に設定することにより、損失のないスイッチングを達成しうる。
【0016】
本発明の更なる利点及び機能は、図面を用いた以下の実施例の説明から明らかとなるであろう。
【0017】
図2は、本発明の一実施例を示す回路である。図2の構成の回路は、キャパシタ201と並列に接続された入力電圧源200と、可飽和変圧器Ls1に結合されたインダクタL1とを有する。2つのスイッチングトランジスタM1及びM2が、入力段から安定器へ電流を供給するのを制御する。可飽和変圧器Ls1は、インダクタL1におけるインダクタ電流のゼロ交点を測定し、以下に説明するようにシステムのタイミングを制御する作用をする。
【0018】
図3は、入力段を僅か詳細に示しており、各トランジスタは図示するように、それぞれ関連の寄生キャパシタンス301及び302と、本体ダイオード303及び304とを有している。
【0019】
本発明によれば、スイッチングトランジスタM1及びM2に固有のキャパシタンス及びダイオードを、損失がないようにスイッチングしうる共振回路網を形成する目的で、有利に利用する。
【0020】
次に、安定器のタイミング及び動作を図3〜8につき説明する。PWM信号のスイッチングサイクルは1つだけ示してある。更に、図3及び4は安定器の入力段のみを示すものであり、図2(の右半分)に示す出力段は入力段とほぼ同様に動作する。
【0021】
図2を参照するに、Vinが正の場合、スイッチングトランジスタM4が閉成する。高周波スイッチングサイクルの初期の動作段階中は、スイッチングトランジスタM2が閉成している。この閉成したスイッチングトランジスタM2は、大地からインダクタL1への短絡回路を形成する。その結果、電圧Vinの全体がインダクタL1の両端間に存在する。インダクタL1を流れる電流は、この段階で直線的に増大している。この段階を図5〜8の時間線図に図式的に示す。これらの図において、段階1は、その期間中インダクタL1を流れる電流が直線的に上昇していることを示している。スイッチングトランジスタM2は大地に対する短絡回路として有効に作用するため、図6に示すように、図1の点Vx1における電圧は段階1中ゼロである。
【0022】
段階2中は、スイッチングトランジスタM2が開放し、点Vx1と大地との間の電流路を遮断する。インダクタL1を通る電流iL1 が流れ続けようとする為、この電流は、図3により明瞭に示すように、スイッチングトランジスタM1及びM2のそれぞれの寄生キャパシタンス301及び302間に分離される。この段階2中は、寄生キャパシタンス301が放電し始め、寄生キャパシタンス302が充電し始め、これにより点Vx1における電圧をVbus まで上昇させる。
【0023】
段階2のタイミングを図5〜8に示す。時間軸は図8の底部に段階の番号で示すように分割してある。特に、電流iL1 は、スイッチングトランジスタM2が開放する前に流れていたように流れ続けようとする。図6は、段階2中にキャパシタンス301が放電し、キャパシタンス302が充電する傾向にある為、点Vx1における電圧は図6に示すようにほぼ直線的に接地電圧からVbus まで上昇する。図7及び8はこの段階2中のスイッチングトランジスタM2及びM1の状態をそれぞれ示す。
【0024】
点Vx1における電圧がVbus にほぼ到達した瞬時に、段階3に入る。この段階3はスイッチングトランジスタM1が閉成されることにより開始され、このトランジスタの閉成によりインダクタL1の両端間の電圧をVin−Vbus に等しくする。Vbus はVinよりも大きくする(例えば、Vin=120V(rms)に対しVbus =200Vにする)必要がある為、段階3中では、インダクタL1の両端間の電圧は負となる。その結果、電流iL1 は図5に示すように直線的に減少し始める。更に、点Vx1における電圧は、図6に示すようにこの電流の減少中ほぼ一定に維持される。又、段階3の終了時に電流iL1 はほぼゼロに達する。電流がゼロに達するのは、図3に示すLs1 のような簡単な検出器により検出しうる。電流iL1 がゼロに又は僅かに負に達すると、段階4に入る。
【0025】
段階4は、スイッチングトランジスタM1を開放することにより開始される。これにより、電流iL1 が負になっている間に点Vx1における電圧を減少させる。点Vx1における電圧が接地電圧付近のその最低値に到達すると、スイッチングトランジスタM2が再び閉成でき、サイクルが再び開始される。このタイミングも図5〜8に示してある。
【0026】
段階4では、本質的に、インダクタL1とキャパシタンス301及び302とにより共振回路網が形成されている。この共振回路網が発振し、インダクタL1を流れる電流が負になると、キャパシタンス301が充電され、キャパシタンス302が放電される。これにより、点Vx1における既知の電圧を電圧Vbus から接地電圧まで減少させる。
【0027】
スイッチングが無損失となるようにするには、スイッチングトランジスタM1及びM2の両端間の電圧がゼロになった際に、これらトランジスタのターン・オン又はターン・オフが達成されるようにする。このことは、スイッチングトランジスタM1の場合、点Vx1における電圧がVbus にある際にスイッチングトランジスタM1がスイッチ・オンし、このスイッチングトランジスタM1の両端間に電圧降下が生じないようにする必要があることを意味する。上述したことは、スイッチングトランジスタM2の場合、点Vx1における電圧が接地電圧にある際にスイッチングトランジスタM2がスイッチ・オンし、このスイッチングトランジスタM2の両端間に電圧降下が生じないようにする必要があることを意味する。
【0028】
しかし、図4の回路の解析から明らかなように、点Vx1における電圧は実際に、接地電圧とは僅かに異なる値に到達しうることに注意すべきである。特に、キャパシタンス301及び302が充電及び放電する際に、点Vx1における電圧が到達する値は、実際には、2Vin−Vbus であり、これは接地電圧よりも僅かに大きいか又は小さい。しかし、点Vx1における電圧が接地電圧よりも低くなる傾向にある場合には、この電圧はダイオード304により接地電圧にクランプされる。或いはまた、点Vx1における電圧が接地電圧付近まで降下するが、接地電圧に到達しない場合には、スイッチングは点Vx1における電圧の最小値で行なって損失を最小にする必要がある。ゼロよりも僅かに大きい値でのスイッチングは無損失ではないが、それにもかかわらず、損失を最小にする。
【0029】
更なる改善により、点Vx1における電圧がスイッチング時に常にゼロに復帰するようにする。この点については、電流iL1 が段階4へのスイッチング前に僅かに負になるまで、図5〜8に示す段階3に留まらせ、従って、点Vx1における電圧がゼロになる時が必ず存在するようにし、従って、無損失のスイッチングを達成するようにすることができる。
【0030】
主としてスイッチングトランジスタM5及びM6より成る安定器の出力段は、上述した入力部分に対し説明したのと同様に動作する。図9A〜9Dは、スイッチングトランジスタM5及びM6の動作や、図2に示す点Vx2における電圧及び電流iL2 に関連する時間線図を示す。前述したところから明らかなように、安定器の出力部分の動作及びタイミングは入力部分のものに類似している。図9A〜9Dは図5〜8にそれぞれ対応する。
【0031】
動作に当って、図9に段階1で示す状態中は、スイッチングトランジスタM5が閉成しているとともにスイッチングトランジスタM6が開放している。インダクタL2の両端間の電圧はVbus −Vout である。その結果、電流iL2 は直線的に増大する。予め規定した時間(段階1)後に、スイッチングトランジスタM5がターン・オフ(すなわち、開放)し、その結果、出力段が図9の段階2に入る。この段階2では、スイッチングトランジスタM5が開放している為、電流iL2 はスイッチングトランジスタM5及びM6内に存在する寄生キャパシタンス間に分割される。安定器の入力部分につき説明したように、スイッチングトランジスタM6の寄生キャパシタンスが放電し、スイッチングトランジスタM5の寄生キャパシタンスが充電する。これにより、点Vx2における電圧を図9Bに示すように接地電圧に向けて降下させる。点Vx2における電圧が接地電圧に又はその付近に到達すると、スイッチングトランジスタM6内の本体ダイオードが点Vx2における電圧を接地電圧にクランプさせ、スイッチングトランジスタM6はターン・オンしうるようになる。この段階でのスイッチングトランジスタM6のターン・オンはほぼ無損失である。その理由は、点Vx2における電圧が接地電圧に降下することは、段階2の終了時にスイッチングトランジスタM6の両端間に電圧降下がないことを意味しる為である。この時点でのスイッチングトランジスタM6の閉成はほぼ無損失のスイッチングとなる。点Vx2における電圧が正確に接地電圧にない時点でスイッチングが行われる場合でも、このことは単に、完全に無損失とならずに僅かな損失がスイッチングに含まれるであろうことを意味するにすぎないことに注意すべきである。しかし、完全に無損失にならなくても、本発明の殆どの利点は依然として達成される。
【0032】
図9の時間線図を参照するに、段階3に入ると、スイッチングトランジスタM6はほぼ無損失状態で閉成される。電流iL2 は、図9Aに示すように直線的に減少し始める。電流iL2 がゼロ(又は極めて僅かに負の値)に到達すると、スイッチングトランジスタM6が開放し、回路は段階4に入る。
【0033】
この段階4では、スイッチングトランジスタM6が開放する。この段階4中では、電流iL2 が僅かに負となり、これにより、スイッチングトランジスタM6の寄生キャパシタンスを充電させるとともにスイッチングトランジスタM5の寄生キャパシタンスを放電させる。その結果、点Vx2における電圧が図示のようにVbus にクランプされる。実際には、点Vx2における電圧はVout の2倍のピーク値に到達し、この値はVbus よりも大きくも、小さくもしうる。Vout の2倍の値がVbus よりも大きい場合には、スイッチングトランジスタM5の本体ダイオードが点Vx2における電圧をVbus にクランプする。点Vx2における電圧がVbus に到達しない場合には、スイッチングトランジスタM5を点Vx2における電圧のピーク値時にスイッチ・オンさせ、これにより損失を最小にすることができる。
【0034】
安定器の入力部分につき説明したのと同様に、段階4に入る前に電流iL2 を負にすることができることにも注意すべきである。電流iL2 が負になった後にスイッチングが行われると、インダクタL2に付加的なエネルギーが蓄積され、これにより点Vx2における電圧が常にVbus に到達するようにし、スイッチングトランジスタM5は常に無損失状態でスイッチングさせることができる。
【0035】
上述したところから明らかなように、出力段のスイッチングトランジスタM5及びM6が入力段のスイッチングトランジスタM1及びM2とほぼ同様に動作するという点で、本発明による回路は対称的である。更に、電圧Vinが負であると、スイッチングトランジスタM3がオンであり、スイッチングトランジスタM4がオフであり、回路は上述したのと同様に動作する。この場合、スイッチングトランジスタM1及びM2の役割が互いに逆となり、従って電流iL1 の極性が反転する。同様に、スイッチングトランジスタM5及びM6の役割も互いに逆となり、電流iL2 の極性が反転する。極性が相違するだけで、回路は、Vin>0の場合に上述したのとほぼ同様に動作する。
【0036】
本発明は上述した実施例に限定されず、幾多の変更を加え得るものである。これらの変更は請求の範囲に含まれるべきものである。
【図面の簡単な説明】
【0037】
【図1】照明装置を駆動する従来の安定器を示す回路図である。
【図1A】代表的な従来の安定器回路により得られるスイッチング波形及び誘導電流波形を重ねて示す波形図である。
【図2】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図3A】本発明の一実施例のある所定の回路状態を示す線図である。
【図3B】説明用波形図である。
【図4A】本発明の一実施例の他の回路状態を示す線図である。
【図4B】説明用波形図である。
【図5】本発明を用いた場合に入力インダクタを流れる電流の波形図である。
【図6】本発明を用いた際の、ある回路点における電圧を時間の関数として示す波形図である。
【図7】本発明の一部を構成するスイッチングトランジスタの動作タイミングの一例を示す波形図である。
【図8】他のスイッチングトランジスタの動作タイミングを示す波形図である。
【図9】図2の出力段のスイッチングトランジスタに関連する動作タイミングの一例を図5〜6と同様にして示す波形図である。
Claims (8)
- ‐電圧電源に結合する入力端子と、
‐ランプ電流を発生する直流‐直流変換器に結合された直流‐交流変換器であって、第1スイッチング手段と、この第1スイッチング手段に結合され、この第1スイッチング手段を導通及び非導通にする第1制御回路と、この第1スイッチング手段に結合されたランプ接続端子及び第1インダクタの直列回路とを有する当該直流‐交流変換器と
を具える放電ランプ駆動用安定器において、
前記第1制御回路が前記第1インダクタを流れる電流を制御し、この電流が高周波三角形波形を有し、この電流が各高周波周期中にゼロ値に達するようにしてあることを特徴とする放電ランプ駆動用安定器。 - 請求項1に記載の放電ランプ駆動用安定器において、この安定器が更に、
‐前記入力端子に結合され、交流電圧電源により供給される交流電圧から直流電圧を発生させる交流‐直流変換器であって、第2インダクタと、第2スイッチング手段と、この第2スイッチング手段に結合され、この第2スイッチング手段を導通及び非導通とする第2制御回路とを有する当該交流‐直流変換器
を具え、前記第2制御回路が前記第2インダクタを流れる電流を制御し、この電流が高周波三角形波形を有し、この電流が各高周波周期中にゼロ値に達するようにしてあることを特徴とする放電ランプ駆動用安定器。 - 請求項1又は2に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記第2インダクタを流れる電流の平均値がほぼ方形の波形となるようにした放電ランプ駆動用安定器。
- 請求項1〜3のいずれか一項に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記直流‐交流変換器がフィルタを有している放電ランプ駆動用安定器。
- 請求項2に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記第2インダクタを流れる電流の平均値が正弦波形状を有するとともに前記交流電圧電源により供給される交流電圧とほぼ同相となるようにしてある放電ランプ駆動用安定器。
- 請求項5に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記交流‐直流変換器がフィルタを有している放電ランプ駆動用安定器。
- 請求項1に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記直流‐交流変換器が、前記第1インダクタを流れる電流がゼロレベルにある時を測定するのに可飽和変圧器を有している放電ランプ駆動用安定器。
- 請求項2に記載の放電ランプ駆動用安定器において、前記交流‐直流変換器が、前記第2インダクタを流れる電流がゼロレベルにある時を測定するのに可飽和変圧器を有している放電ランプ駆動用安定器。
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