JP2861430B2 - 整流回路 - Google Patents
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は電流形インバータの出
力側に変圧器を介して接続される整流回路、特に電流の
切り換え時間を短縮することが可能な整流回路に関す
る。
力側に変圧器を介して接続される整流回路、特に電流の
切り換え時間を短縮することが可能な整流回路に関す
る。
【0002】
【従来の技術】図9に従来例を示す。同図において、1
はリアクトル、2〜5は1個または複数個の半導体素子
からなり、順逆両方向電流の導通,遮断の制御が可能な
半導体スイッチ(以下、単にスイッチともいう)、6は
変圧器、7〜10はダイオード、11は直流平滑用コン
デンサ、12は交流電源、13は負荷、14は電圧クラ
ンプ形スナバ回路(単にスナバともいう)である。そし
て、スイッチ2と3を直列接続し(接続点をaとす
る)、またスイッチ4と5を直列接続し(接続点をbと
する)、さらにスイッチ2と4および3と5をそれぞれ
接続し、電流形インバータを構成する。スイッチ2と4
の接続点およびスイッチ3と5の接続点の間には、リア
クトル1と交流電源12とを直列接続したものを接続す
る。こうすると、交流電源12からの出力電流はリアク
トル1により平滑され、連続したものとなる。つまり、
交流電源12とリアクトル1との直列回路を一種の交流
電流源とみなすことができる。また、変圧器6の入力端
を接続点a,bにそれぞれ接続し、さらにスナバ回路1
4を接続する。一方、ダイオード7と8を直列接続し
(接続点をcとする)、同じくダイオード9と10を直
列接続する(接続点をdとする)。さらに、ダイオード
7と9とを接続し、コンデンサ11の一端に接続する。
同じく、ダイオード8と10とを接続し、コンデンサ1
1の他端に接続し、接続点c,dを変圧器6の出力端に
それぞれ接続する。なお、変圧器には漏れインダクタン
スが存在するが、同図ではこれをL1で示している。
はリアクトル、2〜5は1個または複数個の半導体素子
からなり、順逆両方向電流の導通,遮断の制御が可能な
半導体スイッチ(以下、単にスイッチともいう)、6は
変圧器、7〜10はダイオード、11は直流平滑用コン
デンサ、12は交流電源、13は負荷、14は電圧クラ
ンプ形スナバ回路(単にスナバともいう)である。そし
て、スイッチ2と3を直列接続し(接続点をaとす
る)、またスイッチ4と5を直列接続し(接続点をbと
する)、さらにスイッチ2と4および3と5をそれぞれ
接続し、電流形インバータを構成する。スイッチ2と4
の接続点およびスイッチ3と5の接続点の間には、リア
クトル1と交流電源12とを直列接続したものを接続す
る。こうすると、交流電源12からの出力電流はリアク
トル1により平滑され、連続したものとなる。つまり、
交流電源12とリアクトル1との直列回路を一種の交流
電流源とみなすことができる。また、変圧器6の入力端
を接続点a,bにそれぞれ接続し、さらにスナバ回路1
4を接続する。一方、ダイオード7と8を直列接続し
(接続点をcとする)、同じくダイオード9と10を直
列接続する(接続点をdとする)。さらに、ダイオード
7と9とを接続し、コンデンサ11の一端に接続する。
同じく、ダイオード8と10とを接続し、コンデンサ1
1の他端に接続し、接続点c,dを変圧器6の出力端に
それぞれ接続する。なお、変圧器には漏れインダクタン
スが存在するが、同図ではこれをL1で示している。
【0003】図10に図9の動作波形を示す。いま、同
図(a)に示すような電源電圧Viの正の半周期におい
て、スイッチ2,3,4,5のすべてがオンのとき(以
下、零電圧モードという)、変圧器6の入力電圧Vtは
(c)に示すように0ボルトで、変圧器入力電流Itは
(d)に示すように0アンペアとなる。また、(e),
(f)に示すように、スイッチ2と5がオンでスイッチ
3と4がオフのときは(以下、正または順電圧モードと
もいう)VtおよびItは正、スイッチ3と4がオンで
スイッチ2と5がオフのときは(以下、逆電圧モードと
もいう)VtおよびItは負となる。そして、正電圧モ
ードと逆電圧モードを零電圧モードを挟んで交互に繰り
返すことにより、VtはViよりも周波数の高い交流電
圧となり、これをダイオード7,8,9,10にて整流
することにより、直流電圧Eを得ることができる。な
お、Viの負の半周期においては、正電圧モードのとき
にVtおよびItが負、逆電圧モードのときにVtおよ
びItが正となるのみで、動作は上記と同様である。ま
た、零電圧モードにおいてはIiはその絶対値が増加
し、正電圧モードおよび逆電圧モードにおいてはIiは
その絶対値が減少する。そこで、零電圧モードと正電圧
モードおよび逆電圧モードとの時間比率を制御すること
により、Iiを任意の波形、例えば正弦波状とすること
ができる。零電圧モードから正電圧モードへの切り替わ
り、および零電圧モードから逆電圧モードへの切り替わ
り(以下、転流と称する)においては、Itは0からI
iまで急速に増加する。これにより、漏れインダクタン
スL1には大きな電圧が発生し、スイッチ素子が過電圧
破壊を起こすおそれがある。このため、電圧クランプ形
スナバ14を用いてVtが一定値以下となるように制限
をしている。
図(a)に示すような電源電圧Viの正の半周期におい
て、スイッチ2,3,4,5のすべてがオンのとき(以
下、零電圧モードという)、変圧器6の入力電圧Vtは
(c)に示すように0ボルトで、変圧器入力電流Itは
(d)に示すように0アンペアとなる。また、(e),
(f)に示すように、スイッチ2と5がオンでスイッチ
3と4がオフのときは(以下、正または順電圧モードと
もいう)VtおよびItは正、スイッチ3と4がオンで
スイッチ2と5がオフのときは(以下、逆電圧モードと
もいう)VtおよびItは負となる。そして、正電圧モ
ードと逆電圧モードを零電圧モードを挟んで交互に繰り
返すことにより、VtはViよりも周波数の高い交流電
圧となり、これをダイオード7,8,9,10にて整流
することにより、直流電圧Eを得ることができる。な
お、Viの負の半周期においては、正電圧モードのとき
にVtおよびItが負、逆電圧モードのときにVtおよ
びItが正となるのみで、動作は上記と同様である。ま
た、零電圧モードにおいてはIiはその絶対値が増加
し、正電圧モードおよび逆電圧モードにおいてはIiは
その絶対値が減少する。そこで、零電圧モードと正電圧
モードおよび逆電圧モードとの時間比率を制御すること
により、Iiを任意の波形、例えば正弦波状とすること
ができる。零電圧モードから正電圧モードへの切り替わ
り、および零電圧モードから逆電圧モードへの切り替わ
り(以下、転流と称する)においては、Itは0からI
iまで急速に増加する。これにより、漏れインダクタン
スL1には大きな電圧が発生し、スイッチ素子が過電圧
破壊を起こすおそれがある。このため、電圧クランプ形
スナバ14を用いてVtが一定値以下となるように制限
をしている。
【0004】図11に零電圧モードから正電圧モードへ
の転流時の電流の変化を示す。いま、変圧器6の巻数比
をn:1、直流出力電圧をEとすると、L1の両端に掛
かる電圧VLは次式の如く、Vtと変圧器6に発生する
逆起電力V1との差となる。 VL=Vt−V1 …(1) ただし、V1=nEである。Itの変化速度は、 dIt/dt=(Vt−V1)/L1 …(2) として表わされる。転流開始から終了までに要する時間
Tは、 T=L1Ii/(Vt−V1) …(3) となり、この間にスナバに流れる電流Isは、 Is=Ii−It …(4) となる。すなわち、Isは転流開始時刻t0においては
Iiに等しく、転流終了時刻t2においては0アンペア
となり、その間は直線状に変化する。従って、1回の転
流でスナバに流入するエネルギーWsは、 Ws=VtIi/2・T =L1VtIi2 /{2(Vt−V1)} …(5) となる。(3)式および(5)式から、転流時間を短く
しスナバエネルギーを小さくするためにはV1に対して
Vtを大きくする必要があるが、スイッチの耐電圧によ
り限度があるため、Vtを余り大きくすることができな
い。
の転流時の電流の変化を示す。いま、変圧器6の巻数比
をn:1、直流出力電圧をEとすると、L1の両端に掛
かる電圧VLは次式の如く、Vtと変圧器6に発生する
逆起電力V1との差となる。 VL=Vt−V1 …(1) ただし、V1=nEである。Itの変化速度は、 dIt/dt=(Vt−V1)/L1 …(2) として表わされる。転流開始から終了までに要する時間
Tは、 T=L1Ii/(Vt−V1) …(3) となり、この間にスナバに流れる電流Isは、 Is=Ii−It …(4) となる。すなわち、Isは転流開始時刻t0においては
Iiに等しく、転流終了時刻t2においては0アンペア
となり、その間は直線状に変化する。従って、1回の転
流でスナバに流入するエネルギーWsは、 Ws=VtIi/2・T =L1VtIi2 /{2(Vt−V1)} …(5) となる。(3)式および(5)式から、転流時間を短く
しスナバエネルギーを小さくするためにはV1に対して
Vtを大きくする必要があるが、スイッチの耐電圧によ
り限度があるため、Vtを余り大きくすることができな
い。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、Vtを
大きくすることによる転流時間の短縮化には限度がある
ため、電流が増加するにつれ転流時間の影響によって電
流制御に誤差が生じることになる。また、スナバ入力電
力も増加するため、スナバに電流容量の大きなものを使
用せざるを得ず、装置が大型化してコスト高になるとい
う問題がある。特に、吸収したエネルギーを抵抗などで
消費するタイプのスナバを用いた場合は、かかる問題の
他にスナバ損失による効率の低下という問題も生じる。
したがって、この発明の課題は電流容量の大きなスナバ
を必要とせず転流時間の短縮化を図ることにある。
大きくすることによる転流時間の短縮化には限度がある
ため、電流が増加するにつれ転流時間の影響によって電
流制御に誤差が生じることになる。また、スナバ入力電
力も増加するため、スナバに電流容量の大きなものを使
用せざるを得ず、装置が大型化してコスト高になるとい
う問題がある。特に、吸収したエネルギーを抵抗などで
消費するタイプのスナバを用いた場合は、かかる問題の
他にスナバ損失による効率の低下という問題も生じる。
したがって、この発明の課題は電流容量の大きなスナバ
を必要とせず転流時間の短縮化を図ることにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、第1の発明では、直流または交流の電流源と複
数の自己消弧形の半導体スイッチとからなりこの半導体
スイッチのオン/オフ動作により正負交互の電流を出力
する電流形インバータの出力端子に、変圧器を介して接
続され入力に対して絶縁された直流電圧を出力するにあ
たり、第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接
続回路と、第3のダイオードと第4のダイオードとの直
列接続回路とを互いに並列に接続し、前記変圧器の出力
端子の一端には前記第1ダイオードと第2ダイオードと
の接続点を、また前記変圧器の他方の出力端子には第3
ダイオードと第4ダイオードとの接続点をそれぞれ接続
し、第1ダイオードと第3ダイオードとの接続点を第1
のコンデンサの一方の端子に、また第2ダイオードと第
4ダイオードとの接続点を第1のコンデンサの他方の端
子にそれぞれ接続し、さらに、前記第1のコンデンサに
対して十分に容量の小さい第2のコンデンサ,第3のコ
ンデンサを直列接続した回路を前記第1コンデンサの両
端に並列に接続し、かつ第2コンデンサと第3コンデン
サとの接続点を、第1ダイオードと第2ダイオードとの
接続点、または第3ダイオードと第4ダイオードとの接
続点のいずれかに接続したことを特徴としている。
るため、第1の発明では、直流または交流の電流源と複
数の自己消弧形の半導体スイッチとからなりこの半導体
スイッチのオン/オフ動作により正負交互の電流を出力
する電流形インバータの出力端子に、変圧器を介して接
続され入力に対して絶縁された直流電圧を出力するにあ
たり、第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接
続回路と、第3のダイオードと第4のダイオードとの直
列接続回路とを互いに並列に接続し、前記変圧器の出力
端子の一端には前記第1ダイオードと第2ダイオードと
の接続点を、また前記変圧器の他方の出力端子には第3
ダイオードと第4ダイオードとの接続点をそれぞれ接続
し、第1ダイオードと第3ダイオードとの接続点を第1
のコンデンサの一方の端子に、また第2ダイオードと第
4ダイオードとの接続点を第1のコンデンサの他方の端
子にそれぞれ接続し、さらに、前記第1のコンデンサに
対して十分に容量の小さい第2のコンデンサ,第3のコ
ンデンサを直列接続した回路を前記第1コンデンサの両
端に並列に接続し、かつ第2コンデンサと第3コンデン
サとの接続点を、第1ダイオードと第2ダイオードとの
接続点、または第3ダイオードと第4ダイオードとの接
続点のいずれかに接続したことを特徴としている。
【0007】また、第2の発明では、直流または交流の
電流源と複数の自己消弧形の半導体スイッチとからなり
この半導体スイッチのオン/オフ動作により正負交互の
電流を出力する電流形インバータの出力端子に、中間タ
ップ付変圧器を介して接続され入力に対して絶縁された
直流電圧を出力するにあたり、前記変圧器の第1の出力
端子には第1のダイオードのアノード端子を、前記変圧
器の第2の出力端子には第2のダイオードのアノード端
子をそれぞれ接続し、また第1ダイオード,第2ダイオ
ードの各カソード端子を互いに接続した接続点を第1の
コンデンサの一方の端子に接続し、前記変圧器の中間出
力端子にはこの第1コンデンサの他方の端子を接続し、
前記変圧器の第1の出力端子には第2のコンデンサの一
方の端子を接続し、前記変圧器の第2の出力端子には第
3のコンデンサの一方の端子を接続し、さらに第3のダ
イオードと第4のダイオードとを直列接続し、第5のダ
イオードと第6のダイオードとを直列接続し、かつ第3
ダイオードと第5ダイオードおよび第4ダイオードと第
6ダイオードとをそれぞれ接続し、第3ダイオードと第
4ダイオードとの接続点には前記第2コンデンサの他方
の端子を接続し、第5ダイオードと第6ダイオードとの
接続点には前記第3コンデンサの他方の端子を接続し、
さらに第4ダイオードと第6ダイオードとの接続点を前
記第1ダイオードと第2ダイオードとの接続点に接続
し、第3ダイオードと第5ダイオードとの接続点を前記
変圧器の中間出力端子に接続したことを特徴としてい
る。
電流源と複数の自己消弧形の半導体スイッチとからなり
この半導体スイッチのオン/オフ動作により正負交互の
電流を出力する電流形インバータの出力端子に、中間タ
ップ付変圧器を介して接続され入力に対して絶縁された
直流電圧を出力するにあたり、前記変圧器の第1の出力
端子には第1のダイオードのアノード端子を、前記変圧
器の第2の出力端子には第2のダイオードのアノード端
子をそれぞれ接続し、また第1ダイオード,第2ダイオ
ードの各カソード端子を互いに接続した接続点を第1の
コンデンサの一方の端子に接続し、前記変圧器の中間出
力端子にはこの第1コンデンサの他方の端子を接続し、
前記変圧器の第1の出力端子には第2のコンデンサの一
方の端子を接続し、前記変圧器の第2の出力端子には第
3のコンデンサの一方の端子を接続し、さらに第3のダ
イオードと第4のダイオードとを直列接続し、第5のダ
イオードと第6のダイオードとを直列接続し、かつ第3
ダイオードと第5ダイオードおよび第4ダイオードと第
6ダイオードとをそれぞれ接続し、第3ダイオードと第
4ダイオードとの接続点には前記第2コンデンサの他方
の端子を接続し、第5ダイオードと第6ダイオードとの
接続点には前記第3コンデンサの他方の端子を接続し、
さらに第4ダイオードと第6ダイオードとの接続点を前
記第1ダイオードと第2ダイオードとの接続点に接続
し、第3ダイオードと第5ダイオードとの接続点を前記
変圧器の中間出力端子に接続したことを特徴としてい
る。
【0008】
【作用】変圧器の出力端に、ダイオード(第1の発明で
は上記第3,第4ダイオード、第2の発明では上記第3
〜第6ダイオード)およびコンデンサ(第1発明,第2
発明とも第2,第3コンデンサ)からなる転流促進回路
を設けることにより、転流時にはコンデンサにて変圧器
の2次側を短絡し、変圧器の漏れインダクタンスに高い
電圧が掛かるようにして転流時間を短縮し、スナバに流
入するエネルギーを小さくする。
は上記第3,第4ダイオード、第2の発明では上記第3
〜第6ダイオード)およびコンデンサ(第1発明,第2
発明とも第2,第3コンデンサ)からなる転流促進回路
を設けることにより、転流時にはコンデンサにて変圧器
の2次側を短絡し、変圧器の漏れインダクタンスに高い
電圧が掛かるようにして転流時間を短縮し、スナバに流
入するエネルギーを小さくする。
【0009】
【実施例】図1はこの発明の実施例を示す回路図であ
る。同図に示すものは、図9に示すものに対し以下のよ
うにした点が特徴である。すなわち、コンデンサ15と
コンデンサ16とを直列接続したものをコンデンサ11
の両端に接続する。また、コンデンサ15と16との接
続点を接続点dに接続する。ここで、接続点dに代えて
接続点cに接続しても同様の効果が得られることはいう
までもない。なお、コンデンサ15とコンデンサ16の
静電容量は互いに等しく、コンデンサ11のそれに比べ
て十分小さいものとする。ダイオード7,8,9,10
は全波整流回路を構成するが、ダイオード9,10はこ
こではコンデンサ15,16から変圧器6への電荷の逆
流を防止するための逆流阻止用ダイオードとしての役目
も兼ねている。
る。同図に示すものは、図9に示すものに対し以下のよ
うにした点が特徴である。すなわち、コンデンサ15と
コンデンサ16とを直列接続したものをコンデンサ11
の両端に接続する。また、コンデンサ15と16との接
続点を接続点dに接続する。ここで、接続点dに代えて
接続点cに接続しても同様の効果が得られることはいう
までもない。なお、コンデンサ15とコンデンサ16の
静電容量は互いに等しく、コンデンサ11のそれに比べ
て十分小さいものとする。ダイオード7,8,9,10
は全波整流回路を構成するが、ダイオード9,10はこ
こではコンデンサ15,16から変圧器6への電荷の逆
流を防止するための逆流阻止用ダイオードとしての役目
も兼ねている。
【0010】図2に図1における転流時の電圧,電流波
形を示す。いま、転流時刻t0において、前のサイクル
における動作の結果、コンデンサ15の電圧Vc1は0
ボルト、同じくコンデンサ16の電圧Vc2はEになっ
ている。従って、コンデンサ15は接続点c→ダイオー
ド7→コンデンサ15→接続点dの経路で充電される。
コンデンサ11の容量はコンデンサ15,16のそれに
比べて十分大きいため、Vc1+Vc2=Eなる関係が
常に成立する。このため、コンデンサ15が充電されて
電圧Vc1が増加するにつれ、コンデンサ16は放電し
てVc1の増加分だけVc2が減少する。このとき、電
流Itはコンデンサ15の充電電流Ic1(図では1次
側換算値で示している)とコンデンサ16の充電電流I
c2との和となる。時刻t1において、ItはIiに達
して一定値となり、さらに時刻t2においてはVc1が
EでVc2が0になってダイオード10が導通し、コン
デンサ15,16の充放電は終了する。また、t0,t
2間においては、 V1=nVc1=n(E−Vc2)<nE …(6) なる関係が成立する。このため、L1に印加される電圧
は従来の回路よりも大きくなり、転流時間が短縮される
ためスナバに流入するエネルギーは小さくなる。なお、
零電圧モードから逆電圧モードへの転流時の動作も、V
c1とVc2の関係が入れ替わるだけで上記と同様であ
る。
形を示す。いま、転流時刻t0において、前のサイクル
における動作の結果、コンデンサ15の電圧Vc1は0
ボルト、同じくコンデンサ16の電圧Vc2はEになっ
ている。従って、コンデンサ15は接続点c→ダイオー
ド7→コンデンサ15→接続点dの経路で充電される。
コンデンサ11の容量はコンデンサ15,16のそれに
比べて十分大きいため、Vc1+Vc2=Eなる関係が
常に成立する。このため、コンデンサ15が充電されて
電圧Vc1が増加するにつれ、コンデンサ16は放電し
てVc1の増加分だけVc2が減少する。このとき、電
流Itはコンデンサ15の充電電流Ic1(図では1次
側換算値で示している)とコンデンサ16の充電電流I
c2との和となる。時刻t1において、ItはIiに達
して一定値となり、さらに時刻t2においてはVc1が
EでVc2が0になってダイオード10が導通し、コン
デンサ15,16の充放電は終了する。また、t0,t
2間においては、 V1=nVc1=n(E−Vc2)<nE …(6) なる関係が成立する。このため、L1に印加される電圧
は従来の回路よりも大きくなり、転流時間が短縮される
ためスナバに流入するエネルギーは小さくなる。なお、
零電圧モードから逆電圧モードへの転流時の動作も、V
c1とVc2の関係が入れ替わるだけで上記と同様であ
る。
【0011】図3に中間タップ付変圧器を利用した実施
例を示す。変圧器25の出力端子cにはダイオード17
を、出力端子dにはダイオード18をそれぞれ接続し、
さらにダイオード17と18の接続点をコンデンサ11
の一端に接続する。また、変圧器25の中間タップNを
コンデンサ11の他端に接続し、ダイオード17,18
によりVtを整流する。コンデンサ23,24、ダイオ
ード19,20,21,22により転流促進回路が形成
され、接続点cにはコンデンサ23を、接続点dにはコ
ンデンサ24をそれぞれ接続する。また、ダイオード1
9,21を直列接続し、その接続点をeとする。同様
に、ダイオード20,22を直列接続してその接続点を
fとする。さらに、ダイオード21,22の各カソード
側を接続してその接続点をgとし、ダイオード19,2
0の各アノード側を接続してその接続点をhとする。接
続点e,fにはそれぞれコンデンサ23,24を接続
し、接続点gにはコンデンサ11を接続し、接続点hは
中間タップNに接続する。その他の点は図1と同様であ
る。
例を示す。変圧器25の出力端子cにはダイオード17
を、出力端子dにはダイオード18をそれぞれ接続し、
さらにダイオード17と18の接続点をコンデンサ11
の一端に接続する。また、変圧器25の中間タップNを
コンデンサ11の他端に接続し、ダイオード17,18
によりVtを整流する。コンデンサ23,24、ダイオ
ード19,20,21,22により転流促進回路が形成
され、接続点cにはコンデンサ23を、接続点dにはコ
ンデンサ24をそれぞれ接続する。また、ダイオード1
9,21を直列接続し、その接続点をeとする。同様
に、ダイオード20,22を直列接続してその接続点を
fとする。さらに、ダイオード21,22の各カソード
側を接続してその接続点をgとし、ダイオード19,2
0の各アノード側を接続してその接続点をhとする。接
続点e,fにはそれぞれコンデンサ23,24を接続
し、接続点gにはコンデンサ11を接続し、接続点hは
中間タップNに接続する。その他の点は図1と同様であ
る。
【0012】ここで、図3の場合の零電圧モードから順
電圧モードへの転流時の動作について考える。図1の場
合と同様に、コンデンサ24はN→h→20→f→24
→dなる経路で充電され、コンデンサ23はc→23→
e→21→g→11→Nなる経路で放電する。この場
合、ダイオード20は零電圧モードにおけるコンデンサ
24の放電を阻止し、同様にダイオード21は零電圧モ
ードにおけるコンデンサ11によるコンデンサ23の充
電を阻止することにより、振動の発生を防止するように
している。この場合も図1の場合と同じく、c−N間お
よびd−N間の電圧はEよりも低くなり、V1がnEよ
りも低くなるため、転流時間も短縮されることになる。
電圧モードへの転流時の動作について考える。図1の場
合と同様に、コンデンサ24はN→h→20→f→24
→dなる経路で充電され、コンデンサ23はc→23→
e→21→g→11→Nなる経路で放電する。この場
合、ダイオード20は零電圧モードにおけるコンデンサ
24の放電を阻止し、同様にダイオード21は零電圧モ
ードにおけるコンデンサ11によるコンデンサ23の充
電を阻止することにより、振動の発生を防止するように
している。この場合も図1の場合と同じく、c−N間お
よびd−N間の電圧はEよりも低くなり、V1がnEよ
りも低くなるため、転流時間も短縮されることになる。
【0013】図4に変圧器の入力側に中間タップを利用
したインバータを接続した場合の実施例を示す。同図に
おいて、26〜29はダイオード、30,31は1個ま
たは複数個の半導体素子からなり、順方向電流の導通,
遮断の制御が可能であるが、逆方向電流に対しては常に
導通状態にある半導体スイッチ(以下、逆導通スイッチ
ともいう)、32は変圧器、33はスナバである。すな
わち、ダイオード26,27を直列接続し、その接続点
をリアクトル1を介して交流電源12の一端に接続す
る。同様に、ダイオード28,29を直列接続し、その
接続点を交流電源12の他端に接続する。また、ダイオ
ード26と28とを接続し、その接続点を変圧器32の
入力側中間タップMに接続する。同様に、ダイオード2
7と29とを接続し、その接続点には逆導通スイッチ3
0,31およびスナバ33の各一端を接続する。変圧器
32の入力端aには逆導通スイッチ31の他端を接続
し、変圧器32の入力端bには逆導通スイッチ30の他
端を接続し、さらに端子a,bにスナバ33の他端を接
続することにより、変圧器32の入力側を図1または図
3と等価な電流形インバータ構成にした点が特徴であ
る。変圧器32の漏れインダクタンスをここではL2と
L3に分けて示しているが、この合成値が全体の漏れイ
ンダクタンスと云うことになる。なお、変圧器32の出
力側の回路構成は図3に示すものと全く同一である。
したインバータを接続した場合の実施例を示す。同図に
おいて、26〜29はダイオード、30,31は1個ま
たは複数個の半導体素子からなり、順方向電流の導通,
遮断の制御が可能であるが、逆方向電流に対しては常に
導通状態にある半導体スイッチ(以下、逆導通スイッチ
ともいう)、32は変圧器、33はスナバである。すな
わち、ダイオード26,27を直列接続し、その接続点
をリアクトル1を介して交流電源12の一端に接続す
る。同様に、ダイオード28,29を直列接続し、その
接続点を交流電源12の他端に接続する。また、ダイオ
ード26と28とを接続し、その接続点を変圧器32の
入力側中間タップMに接続する。同様に、ダイオード2
7と29とを接続し、その接続点には逆導通スイッチ3
0,31およびスナバ33の各一端を接続する。変圧器
32の入力端aには逆導通スイッチ31の他端を接続
し、変圧器32の入力端bには逆導通スイッチ30の他
端を接続し、さらに端子a,bにスナバ33の他端を接
続することにより、変圧器32の入力側を図1または図
3と等価な電流形インバータ構成にした点が特徴であ
る。変圧器32の漏れインダクタンスをここではL2と
L3に分けて示しているが、この合成値が全体の漏れイ
ンダクタンスと云うことになる。なお、変圧器32の出
力側の回路構成は図3に示すものと全く同一である。
【0014】そして、逆導通スイッチ30,31が両方
ともオンのとき零電圧モード、逆導通スイッチ30がオ
ンで31がオフのとき順電圧モード、逆導通スイッチ3
0がオフで31がオンのとき逆電圧モードとなり、零電
圧モードでIt1=It2=Ii/2となる他は図3の
場合と全く同様である。このため、例えば図5に示すよ
うに、零電圧モードから順電圧モードへの転流時におい
ては、It1はIi/2からIiへ、またIt2Ii/
2から0アンペアへとそれぞれ変化することになる。
ともオンのとき零電圧モード、逆導通スイッチ30がオ
ンで31がオフのとき順電圧モード、逆導通スイッチ3
0がオフで31がオンのとき逆電圧モードとなり、零電
圧モードでIt1=It2=Ii/2となる他は図3の
場合と全く同様である。このため、例えば図5に示すよ
うに、零電圧モードから順電圧モードへの転流時におい
ては、It1はIi/2からIiへ、またIt2Ii/
2から0アンペアへとそれぞれ変化することになる。
【0015】図6はこの発明の他の実施例を示す回路図
である。同図において、34は直流電源、35はリアク
トル、36,37,38,39は1個または複数個の半
導体素子からなり、順方向電流の導通,遮断の制御が可
能であるが、逆方向電流に対しては常に阻止状態にある
半導体スイッチ(以下、逆阻止スイッチともいう)で、
これらによりいわゆる電流形インバータが構成されてい
る。また、変圧器6の出力側は図1に示すものと全く同
一である。したがって、その機能,作用も図1に示すも
のと全く同様となる。
である。同図において、34は直流電源、35はリアク
トル、36,37,38,39は1個または複数個の半
導体素子からなり、順方向電流の導通,遮断の制御が可
能であるが、逆方向電流に対しては常に阻止状態にある
半導体スイッチ(以下、逆阻止スイッチともいう)で、
これらによりいわゆる電流形インバータが構成されてい
る。また、変圧器6の出力側は図1に示すものと全く同
一である。したがって、その機能,作用も図1に示すも
のと全く同様となる。
【0016】図7はこの発明のさらに他の実施例を示す
回路図である。これは、変圧器の入力側には図6に示す
ものと同じ電流形インバータを用い、その出力側には図
3に示すものと同じ整流回路を接続した例である。従っ
て、その機能,作用も図3に示すものと全く同様とな
る。
回路図である。これは、変圧器の入力側には図6に示す
ものと同じ電流形インバータを用い、その出力側には図
3に示すものと同じ整流回路を接続した例である。従っ
て、その機能,作用も図3に示すものと全く同様とな
る。
【0017】図8はこの発明の別の実施例を示す回路図
である。これは、図4の回路からダイオード26,2
7,28,29を取り去り、変圧器32の中間タップM
と逆導通スイッチ30,31の接続点の間に直流電源3
4とリアクトル35を直列接続したもので、その機能,
作用は図4に示すものと全く同様である。
である。これは、図4の回路からダイオード26,2
7,28,29を取り去り、変圧器32の中間タップM
と逆導通スイッチ30,31の接続点の間に直流電源3
4とリアクトル35を直列接続したもので、その機能,
作用は図4に示すものと全く同様である。
【0018】
【発明の効果】この発明によれば、転流に要する時間が
短縮され、これに伴ってスナバ回路で処理すべき電力が
減少するので、スナバの電力容量を低減することがで
き、装置の小型,軽量化,低コスト化および高効率化を
図ることが可能となる。
短縮され、これに伴ってスナバ回路で処理すべき電力が
減少するので、スナバの電力容量を低減することがで
き、装置の小型,軽量化,低コスト化および高効率化を
図ることが可能となる。
【図1】この発明の第1実施例を示す回路図である。
【図2】図1の転流時の電圧,電流波形を示す波形図で
ある。
ある。
【図3】この発明の第2実施例を示す回路図である。
【図4】この発明の第3実施例を示す回路図である。
【図5】図4の転流時の電圧,電流波形を示す波形図で
ある。
ある。
【図6】図1の変形例を示す回路図である。
【図7】図3の変形例を示す回路図である。
【図8】図4の変形例を示す回路図である。
【図9】従来例を示す回路図である。
【図10】図9の動作を説明するための各部波形図であ
る。
る。
【図11】図9における転流時の電流波形を示す波形図
である。
である。
【符号の説明】 1 リアクトル 2 半導体スイッチ 3 半導体スイッチ 4 半導体スイッチ 5 半導体スイッチ 6 変圧器 7 ダイオード 8 ダイオード 9 ダイオード 10 ダイオード 11 コンデンサ 12 交流電源 13 負荷 14 スナバ 15 コンデンサ 16 コンデンサ 17 ダイオード 18 ダイオード 19 ダイオード 20 ダイオード 21 ダイオード 22 ダイオード 23 コンデンサ 24 コンデンサ 25 変圧器 26 ダイオード 27 ダイオード 28 ダイオード 29 ダイオード 30 半導体スイッチ 31 半導体スイッチ 32 変圧器 33 スナバ 34 直流電源 35 リアクトル 36 半導体スイッチ 37 半導体スイッチ 38 半導体スイッチ 39 半導体スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02M 3/00 - 3/44 H02M 7/00 - 7/40
Claims (2)
- 【請求項1】 直流または交流の電流源と複数の自己消
弧形の半導体スイッチとからなりこの半導体スイッチの
オン/オフ動作により正負交互の電流を出力する電流形
インバータの出力端子に、変圧器を介して接続され入力
に対して絶縁された直流電圧を出力する整流回路であっ
て、 第1のダイオードと第2のダイオードとの直列接続回路
と、第3のダイオードと第4のダイオードとの直列接続
回路とを互いに並列に接続し、前記変圧器の出力端子の
一端には前記第1ダイオードと第2ダイオードとの接続
点を、また前記変圧器の他方の出力端子には第3ダイオ
ードと第4ダイオードとの接続点をそれぞれ接続し、第
1ダイオードと第3ダイオードとの接続点を第1のコン
デンサの一方の端子に、また第2ダイオードと第4ダイ
オードとの接続点を第1のコンデンサの他方の端子にそ
れぞれ接続し、さらに、前記第1コンデンサに対し容量
が十分に小さい第2のコンデンサ,第3のコンデンサを
直列接続した回路を前記第1コンデンサの両端に並列に
接続し、かつ第2コンデンサと第3コンデンサとの接続
点を、第1ダイオードと第2ダイオードとの接続点、ま
たは第3ダイオードと第4ダイオードとの接続点のいず
れかに接続してなることを特徴とする整流回路。 - 【請求項2】 直流または交流の電流源と複数の自己消
弧形の半導体スイッチとからなりこの半導体スイッチの
オン/オフ動作により正負交互の電流を出力する電流形
インバータの出力端子に、中間タップ付変圧器を介して
接続され入力に対して絶縁された直流電圧を出力する整
流回路であって、 前記変圧器の第1の出力端子には第1のダイオードのア
ノード端子を、前記変圧器の第2の出力端子には第2の
ダイオードのアノード端子をそれぞれ接続し、また第1
ダイオード,第2ダイオードの各カソード端子を互いに
接続した接続点を第1のコンデンサの一方の端子に接続
し、前記変圧器の中間出力端子にはこの第1コンデンサ
の他方の端子を接続し、前記変圧器の第1の出力端子に
は第2のコンデンサの一方の端子を接続し、前記変圧器
の第2の出力端子には第3のコンデンサの一方の端子を
接続し、さらに第3のダイオードと第4のダイオードと
を直列接続し、第5のダイオードと第6のダイオードと
を直列接続し、かつ第3ダイオードと第5ダイオードお
よび第4ダイオードと第6ダイオードとをそれぞれ接続
し、第3ダイオードと第4ダイオードとの接続点には前
記第2コンデンサの他方の端子を接続し、第5ダイオー
ドと第6ダイオードとの接続点には前記第3コンデンサ
の他方の端子を接続し、さらに第4ダイオードと第6ダ
イオードとの接続点を前記第1ダイオードと第2ダイオ
ードとの接続点に接続し、第3ダイオードと第5ダイオ
ードとの接続点を前記変圧器の中間出力端子に接続した
ことを特徴とする整流回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3035280A JP2861430B2 (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3035280A JP2861430B2 (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 整流回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04255470A JPH04255470A (ja) | 1992-09-10 |
JP2861430B2 true JP2861430B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=12437374
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3035280A Expired - Lifetime JP2861430B2 (ja) | 1991-02-05 | 1991-02-05 | 整流回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2861430B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5032070B2 (ja) * | 2006-08-08 | 2012-09-26 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP6033649B2 (ja) * | 2012-11-16 | 2016-11-30 | 株式会社ダイヘン | Dc−dcコンバータ |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5476928A (en) * | 1977-12-01 | 1979-06-20 | Mitsubishi Electric Corp | Power supply |
JPS6455075A (en) * | 1987-08-25 | 1989-03-02 | Matsushita Seiko Kk | Protective device for voltage doubler circuit |
JPH0226384U (ja) * | 1988-08-05 | 1990-02-21 | ||
JPH02142988U (ja) * | 1989-05-09 | 1990-12-04 |
-
1991
- 1991-02-05 JP JP3035280A patent/JP2861430B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04255470A (ja) | 1992-09-10 |
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