JP2845178B2 - 逓倍回路 - Google Patents
逓倍回路Info
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- JP2845178B2 JP2845178B2 JP7228571A JP22857195A JP2845178B2 JP 2845178 B2 JP2845178 B2 JP 2845178B2 JP 7228571 A JP7228571 A JP 7228571A JP 22857195 A JP22857195 A JP 22857195A JP 2845178 B2 JP2845178 B2 JP 2845178B2
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- multiplier
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B19/00—Generation of oscillations by non-regenerative frequency multiplication or division of a signal from a separate source
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0047—Offset of DC voltage or frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は乗算器を使用した逓
倍回路に関し、特に各回路部をLSIなどのようにモノ
リシックに形成する場合に有効な集積回路に関する。
倍回路に関し、特に各回路部をLSIなどのようにモノ
リシックに形成する場合に有効な集積回路に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の乗算器を使用した逓倍回路の一例
を図8および図9を参照して説明する。図8は従来の逓
倍回路ブロック図であり、入力信号VI’を逓倍する動
作について説明する。入力信号VI’は差動出力アンプ
回路2に入力され、増幅され、かつ差動信号に変換さ
れ、入力信号VI’の正転側信号VI’+と反転側信号
VI’−として出力される。これらの差動信号VI’+
とVI’−は、ギルバート形掛算器からなる乗算器3に
入力され、この乗算器3からは、入力信号VI’の2逓
倍信号が正転側信号VO’+,VO’−として差動出力
される。
を図8および図9を参照して説明する。図8は従来の逓
倍回路ブロック図であり、入力信号VI’を逓倍する動
作について説明する。入力信号VI’は差動出力アンプ
回路2に入力され、増幅され、かつ差動信号に変換さ
れ、入力信号VI’の正転側信号VI’+と反転側信号
VI’−として出力される。これらの差動信号VI’+
とVI’−は、ギルバート形掛算器からなる乗算器3に
入力され、この乗算器3からは、入力信号VI’の2逓
倍信号が正転側信号VO’+,VO’−として差動出力
される。
【0003】例えば、入力信号VI’を、 VI’=Esin(ωt) …(1) とすると、差動出力信号の正転側VO’+と反転側V
O’−はそれぞれ次のようになる。ただし、Eは振幅、
ωは角周波数、tは時間である。以下、同じ。 VO’+=E・sin(ωt)×E。sin(ωt) =−E2 /2・cos(2ωt)+E2 /2 …(2) VO’−=−E・sin(ωt)×E・sin(ωt) =+E2 /2・cos(2ωt)−E2 /2 …(3) 式(2),(3)より乗算器3の差動出力信号は、入力
信号VI’の2逓倍信号となる。
O’−はそれぞれ次のようになる。ただし、Eは振幅、
ωは角周波数、tは時間である。以下、同じ。 VO’+=E・sin(ωt)×E。sin(ωt) =−E2 /2・cos(2ωt)+E2 /2 …(2) VO’−=−E・sin(ωt)×E・sin(ωt) =+E2 /2・cos(2ωt)−E2 /2 …(3) 式(2),(3)より乗算器3の差動出力信号は、入力
信号VI’の2逓倍信号となる。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】この従来の乗算器を使
用した逓倍回路では、差動出力信号は、式(2),
(3)に示すように直流オフセット値がそれぞれ、+E
2 /2(v), −E2 /2(v)と異なるので、差動
出力信号の正転側VO’+と反転側VO’−の信号は、
図9のような波形となる。LSIなどで集積化する場合
では、接続の整合を考えると、容量結合と、入力バイア
ス回路が必要となり、消費電流が増加し、回路規模が大
きくなるという問題点があった。
用した逓倍回路では、差動出力信号は、式(2),
(3)に示すように直流オフセット値がそれぞれ、+E
2 /2(v), −E2 /2(v)と異なるので、差動
出力信号の正転側VO’+と反転側VO’−の信号は、
図9のような波形となる。LSIなどで集積化する場合
では、接続の整合を考えると、容量結合と、入力バイア
ス回路が必要となり、消費電流が増加し、回路規模が大
きくなるという問題点があった。
【0005】すなわち、入力信号VIを乗算器で乗算す
ると、乗算器の差動出力信号の正転側VO’+と反転側
VO’−は、以下の式となるからである。 VO’+=−E2 /2・cos(2ωt)+E2 /2 …(4) VO’−=+E2 /2・cos(2ωt)−E2 /2 …(5) このため、正転側VO’+と反転側VO’−の直流オフ
セット値が異なり、容量結合と、入力バイアス回路が必
要となり消費電流が増加することになる。本発明の目的
は、正転側出力と反転側出力の直流オフセット値を等し
くし、容量結合や入力バイアス回路を不要とし、回路規
模を縮小し、かつ消費電力を低減することが可能な逓倍
回路を提供することにある。
ると、乗算器の差動出力信号の正転側VO’+と反転側
VO’−は、以下の式となるからである。 VO’+=−E2 /2・cos(2ωt)+E2 /2 …(4) VO’−=+E2 /2・cos(2ωt)−E2 /2 …(5) このため、正転側VO’+と反転側VO’−の直流オフ
セット値が異なり、容量結合と、入力バイアス回路が必
要となり消費電流が増加することになる。本発明の目的
は、正転側出力と反転側出力の直流オフセット値を等し
くし、容量結合や入力バイアス回路を不要とし、回路規
模を縮小し、かつ消費電力を低減することが可能な逓倍
回路を提供することにある。
【0006】
【課題を解決するための手段】本発明の逓倍回路は、入
力信号を増幅し、かつ差動信号を出力する差動出力アン
プ回路と、前記差動出力信号の正転側と反転側とをそれ
ぞれ位相が90°の信号に変換する2つの90°位相差
信号出力回路と、前記2つの90°位相差信号出力回路
より出力される信号を乗算する乗算器を備えている。
力信号を増幅し、かつ差動信号を出力する差動出力アン
プ回路と、前記差動出力信号の正転側と反転側とをそれ
ぞれ位相が90°の信号に変換する2つの90°位相差
信号出力回路と、前記2つの90°位相差信号出力回路
より出力される信号を乗算する乗算器を備えている。
【0007】ここで、前記90°位相差信号出力回路
は、入力信号の入力端と2つの位相差信号の出力端のそ
れぞれの間に接続された積分回路および微分回路とで構
成される。前記積分回路及び微分回路はそれぞれ抵抗と
容量とで構成され、各抵抗と容量との値を等しく設定す
る。また、前記乗算器はギルバート形掛算器で構成され
る。
は、入力信号の入力端と2つの位相差信号の出力端のそ
れぞれの間に接続された積分回路および微分回路とで構
成される。前記積分回路及び微分回路はそれぞれ抵抗と
容量とで構成され、各抵抗と容量との値を等しく設定す
る。また、前記乗算器はギルバート形掛算器で構成され
る。
【0008】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施形態について図
面を参照して説明する。図1は本発明の第1実施形態の
ブロック図であり、90°位相差信号出力回路1と、そ
の出力の90°位相が異なる信号の差動出力をとる差動
出力アンプ回路2A,2Bと、ギルバート形掛算器3と
で構成される。入力信号VIは、90°位相差信号出力
回路1で位相差が90°で同一振幅の信号V00とV90に
変換され、それぞれの信号は、差動出力アンプ回路2
A,2Bに入力される。信号V00は差動信号V000 とV
180 に変換され、信号V90は差動信号V090 とV270 に
変換される。そして、各信号は乗算器3の2つの差動入
力端子に位相差が90°の2つの差動信号としてそれぞ
れ入力され、その結果乗算器3の差動出力端子に、入力
信号VIの2逓倍信号として正転側信号VO+と反転側
信号VO−を差動出力する。
面を参照して説明する。図1は本発明の第1実施形態の
ブロック図であり、90°位相差信号出力回路1と、そ
の出力の90°位相が異なる信号の差動出力をとる差動
出力アンプ回路2A,2Bと、ギルバート形掛算器3と
で構成される。入力信号VIは、90°位相差信号出力
回路1で位相差が90°で同一振幅の信号V00とV90に
変換され、それぞれの信号は、差動出力アンプ回路2
A,2Bに入力される。信号V00は差動信号V000 とV
180 に変換され、信号V90は差動信号V090 とV270 に
変換される。そして、各信号は乗算器3の2つの差動入
力端子に位相差が90°の2つの差動信号としてそれぞ
れ入力され、その結果乗算器3の差動出力端子に、入力
信号VIの2逓倍信号として正転側信号VO+と反転側
信号VO−を差動出力する。
【0009】これを式で表すと以下のようになる。90
°位相差信号出力回路1より出力される信号V00を、 V00=A・sin(ωt) …(6) と表す。ここで、Aは振幅、ωは角周波数、tは時間で
ある。すると、90°位相差の信号V90は次のようにな
る。 V90=A・sin(ωt+π/2) …(7)
°位相差信号出力回路1より出力される信号V00を、 V00=A・sin(ωt) …(6) と表す。ここで、Aは振幅、ωは角周波数、tは時間で
ある。すると、90°位相差の信号V90は次のようにな
る。 V90=A・sin(ωt+π/2) …(7)
【0010】式(6),(7)の信号V00と信号V90は
差動出力アンプ回路2A,2Bによりそれぞれ差動信号
となり、乗算器3に入力することにより乗算器3は、入
力信号VIの2逓倍信号を出力し、乗算器3の差動出力
信号の正転側VO+と反転側VO−は以下となる。 VO+=A・sin(ωt)×A・sin(ωt+π/2) =A2 /2・sin(2ωt) …(8) VO−=−A・sin(ωt)×A・sin(ωt+π/2) =−A2 /2・sin(2ωt) …(9)
差動出力アンプ回路2A,2Bによりそれぞれ差動信号
となり、乗算器3に入力することにより乗算器3は、入
力信号VIの2逓倍信号を出力し、乗算器3の差動出力
信号の正転側VO+と反転側VO−は以下となる。 VO+=A・sin(ωt)×A・sin(ωt+π/2) =A2 /2・sin(2ωt) …(8) VO−=−A・sin(ωt)×A・sin(ωt+π/2) =−A2 /2・sin(2ωt) …(9)
【0011】上式(8),(9)より、差動出力信号の
正転側VO+と反転側VO−の直流オフセット値は図2
に示すように同一となる。したがって、差動出力信号の
正転側VO+と反転側VO+の直流オフセット値は同一
となる。又、LSIなどで集積化する場合では、次段の
容量結合と、入力バイアス回路が不用となり、低消費電
流で回路規模を小さくできる。
正転側VO+と反転側VO−の直流オフセット値は図2
に示すように同一となる。したがって、差動出力信号の
正転側VO+と反転側VO+の直流オフセット値は同一
となる。又、LSIなどで集積化する場合では、次段の
容量結合と、入力バイアス回路が不用となり、低消費電
流で回路規模を小さくできる。
【0012】ここで、前記90°位相差信号出力回路1
を説明する。図3は90°位相差信号出力回路の一例の
回路図である。この回路は、入力信号VIの入力端に対
して、抵抗R1と容量C2を並列接続し、それぞれを出
力信号V00とV90の出力端として構成する。また、抵抗
R1の出力端と接地との間に容量C1を接続し、容量C
2の出力端と接地との間に抵抗R2を接続した構成であ
る。すなわち、抵抗R1と容量C1とで構成される積分
器と、容量C2と抵抗R2とで構成される微分器とを並
列接続した構成とされるものである。
を説明する。図3は90°位相差信号出力回路の一例の
回路図である。この回路は、入力信号VIの入力端に対
して、抵抗R1と容量C2を並列接続し、それぞれを出
力信号V00とV90の出力端として構成する。また、抵抗
R1の出力端と接地との間に容量C1を接続し、容量C
2の出力端と接地との間に抵抗R2を接続した構成であ
る。すなわち、抵抗R1と容量C1とで構成される積分
器と、容量C2と抵抗R2とで構成される微分器とを並
列接続した構成とされるものである。
【0013】そして、抵抗R1,R2と容量C1,C2
の値はここでは等しく設定し、インピ─ダンスが同一と
なる、 R=1/2πfc(f;入力周波数) により計算される。これにより、図4に示すように、信
号V00と信号V90は位相差が90°で同一振幅となる。
の値はここでは等しく設定し、インピ─ダンスが同一と
なる、 R=1/2πfc(f;入力周波数) により計算される。これにより、図4に示すように、信
号V00と信号V90は位相差が90°で同一振幅となる。
【0014】なお、抵抗R1,R2と容量C1,C2の
絶対値にばらつきが生じた場合は、90°位相差信号出
力回路1より出力される信号V00と信号V90の振幅値が
異なる状態となるが、抵抗及び容量をLSI内部で形成
した場合は、素子の相対誤差は小さいので、90°の位
相差を保つことができる。
絶対値にばらつきが生じた場合は、90°位相差信号出
力回路1より出力される信号V00と信号V90の振幅値が
異なる状態となるが、抵抗及び容量をLSI内部で形成
した場合は、素子の相対誤差は小さいので、90°の位
相差を保つことができる。
【0015】また、仮に90°位相差信号出力回路1よ
り出力される信号V00とV90の振幅値が異なる状態が生
じ、その結果乗算器3に入力される信号V000 ,V180
とV090 ,V270 がそれぞれ位相差が90°で振幅が異
なる差動信号となった場合には、乗算器3の差動出力信
号の正転側VO+と反転側VO−は以下のようになる。 VO+=A・sin(ωt)×B・sin(ωt+π/2) =A・B/2〔cos(−π/2)−cos(2ωt+π/2)〕 =A・B/2・sin(2ωt) …(10) VO−=−A・sin(ωt)×B・sin(ωt+π/2) =−A・B/2・sin(2ωt) …(11) ここで、A,Bは振幅、ωは角周波数、tは時間であ
る。
り出力される信号V00とV90の振幅値が異なる状態が生
じ、その結果乗算器3に入力される信号V000 ,V180
とV090 ,V270 がそれぞれ位相差が90°で振幅が異
なる差動信号となった場合には、乗算器3の差動出力信
号の正転側VO+と反転側VO−は以下のようになる。 VO+=A・sin(ωt)×B・sin(ωt+π/2) =A・B/2〔cos(−π/2)−cos(2ωt+π/2)〕 =A・B/2・sin(2ωt) …(10) VO−=−A・sin(ωt)×B・sin(ωt+π/2) =−A・B/2・sin(2ωt) …(11) ここで、A,Bは振幅、ωは角周波数、tは時間であ
る。
【0016】式(10),(11)により差動出力信号
の正転側VO+と反転側VO−の直流オフセット値は、
抵抗R1,R2と容量C1,C2の値がばらついた場合
でも同一となる結果をもたらすことが判る。
の正転側VO+と反転側VO−の直流オフセット値は、
抵抗R1,R2と容量C1,C2の値がばらついた場合
でも同一となる結果をもたらすことが判る。
【0017】図5は、差動出力アンプ回路の一例を示す
回路であり、一般的に知られているように対をなすトラ
ンジスタQ1,Q2で差動増幅回路を構成したものであ
り、入力信号VI1を一方のトランジスタのベースに入
力すると、トランジスタのコレクタより入力信号VI1
の反転側出力VO1−を、他方のトランジスタのコレク
タより、入力信号VI1の正転側出力VO1+を出力す
る。
回路であり、一般的に知られているように対をなすトラ
ンジスタQ1,Q2で差動増幅回路を構成したものであ
り、入力信号VI1を一方のトランジスタのベースに入
力すると、トランジスタのコレクタより入力信号VI1
の反転側出力VO1−を、他方のトランジスタのコレク
タより、入力信号VI1の正転側出力VO1+を出力す
る。
【0018】また、図6は一般に知られているギルバ─
ト形掛算器の一例を示す回路であり、トランジスタQ3
〜Q8を主体にした一対の差動増幅回路で構成され、差
動入力信号を差動入力端子VI10,VI11及び差動入力
端子VI12,VI13に入力すると、差動出力端子VO1
0,VO11より、2つの差動入力信号の乗算信号を差動
出力する。
ト形掛算器の一例を示す回路であり、トランジスタQ3
〜Q8を主体にした一対の差動増幅回路で構成され、差
動入力信号を差動入力端子VI10,VI11及び差動入力
端子VI12,VI13に入力すると、差動出力端子VO1
0,VO11より、2つの差動入力信号の乗算信号を差動
出力する。
【0019】図7は本発明の第2の実施形態のブロック
図である。この実施形態では、第1の実施形態の差動出
力アンプ回路を1つ削除し、90°位相差信号出力回路
を2つにした構成としたものである。すなわち、入力信
号VIを差動出力アンプ回路5に入力し、その正転側出
力VI+と反転側出力VI−をそれぞれ90°位相差信
号出力回路1A,1Bに入力し、各90°位相差信号出
力回路1A,1Bの出力V000 ,V180 とV090 ,V27
0 を乗算器3に入力し、差動出力信号の正転側出力VO
+と反転側出力VO−を出力する。
図である。この実施形態では、第1の実施形態の差動出
力アンプ回路を1つ削除し、90°位相差信号出力回路
を2つにした構成としたものである。すなわち、入力信
号VIを差動出力アンプ回路5に入力し、その正転側出
力VI+と反転側出力VI−をそれぞれ90°位相差信
号出力回路1A,1Bに入力し、各90°位相差信号出
力回路1A,1Bの出力V000 ,V180 とV090 ,V27
0 を乗算器3に入力し、差動出力信号の正転側出力VO
+と反転側出力VO−を出力する。
【0020】ここで、乗算器3においては、2つの差動
入力端子の信号V000 ,V180 と、信号V090 ,V270
とを差動入力し、その出力信号として正転側信号VO+
と反転側信号VO−を入力信号VIの2逓倍信号を差動
出力する。これを式で表すと、差動出力信号の正転側V
O+と反転側VO−は、式(10)と(11)と同一と
なる。
入力端子の信号V000 ,V180 と、信号V090 ,V270
とを差動入力し、その出力信号として正転側信号VO+
と反転側信号VO−を入力信号VIの2逓倍信号を差動
出力する。これを式で表すと、差動出力信号の正転側V
O+と反転側VO−は、式(10)と(11)と同一と
なる。
【0021】したがって、差動出力信号の正転側VO+
と反転側VO+の直流オフセット値は同一となる。又、
LSIなどで集積化する場合では、次段の容量結合と、
入力バイアス回路が不用となり、低消費電流で回路規模
を小さくできる。また、この実施例では消費電力が他の
回路よりも大きな差動出力アンプ回路が1つで済むた
め、第1の実施形態より低消費電力となる。
と反転側VO+の直流オフセット値は同一となる。又、
LSIなどで集積化する場合では、次段の容量結合と、
入力バイアス回路が不用となり、低消費電流で回路規模
を小さくできる。また、この実施例では消費電力が他の
回路よりも大きな差動出力アンプ回路が1つで済むた
め、第1の実施形態より低消費電力となる。
【0022】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、差動出力
アンプ回路と90°位相差信号出力回路とで構成されて
いるが、両回路を比較した場合には回路構成は90°位
相差信号出力回路の方が簡易であるため、逓倍回路全体
の回路構成を鑑みた場合には、差動出力アンプ回路が1
つで90°位相差信号出力回路が2つである第2実施形
態の方が有利である。そこで、本発明は第2実施形態を
採用して逓倍回路を構成しており、これにより、入力信
号を逓倍した後の差動出力信号の正転側信号と反転側信
号の直流オフセットを同一にすることができる。これに
より、入力バイアス回路や容量結合回路が不要となり、
回路規模を縮小してLSI化に有利になるとともに、消
費電力を低減することが可能となる。
アンプ回路と90°位相差信号出力回路とで構成されて
いるが、両回路を比較した場合には回路構成は90°位
相差信号出力回路の方が簡易であるため、逓倍回路全体
の回路構成を鑑みた場合には、差動出力アンプ回路が1
つで90°位相差信号出力回路が2つである第2実施形
態の方が有利である。そこで、本発明は第2実施形態を
採用して逓倍回路を構成しており、これにより、入力信
号を逓倍した後の差動出力信号の正転側信号と反転側信
号の直流オフセットを同一にすることができる。これに
より、入力バイアス回路や容量結合回路が不要となり、
回路規模を縮小してLSI化に有利になるとともに、消
費電力を低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1実施形態のブロック回路図であ
る。
る。
【図2】図1の回路動作を説明するための出力信号波形
図である。
図である。
【図3】90°位相差信号出力回路の一例の回路図であ
る。
る。
【図4】図3の回路の動作を説明するための出力信号波
形図である。
形図である。
【図5】差動出力アンプ回路の一例の回路図である。
【図6】ギルバート形掛算器からなる乗算器の一例の回
路図である。
路図である。
【図7】本発明の第2実施形態のブロック回路図であ
る。
る。
【図8】従来の逓倍回路の一例のブロック回路図であ
る。
る。
【図9】図8の回路動作を説明するための出力信号波形
図である。
図である。
1,1A,1B 90°位相差信号出力回路 2,2A,2B 差動出力アンプ回路 3 乗算器 VI 入力信号 VO+ 正転側出力信号 VO− 反転側出力信号 V000 ,V090 ,V180 ,V270 乗算器の入力信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平8−116215(JP,A) 特開 平7−135424(JP,A) 特開 昭62−264705(JP,A) LEEE Transaction on Microwave Theor y and Techniques,v ol.38,no.9,Sep.1990,p ages 1194−1195,”Multif unction Silicon MM IC’s for Frequency Conversion Applic ations”,Kevin J.Ne gus (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H03B 19/14 H03D 7/14 G06G 7/161
Claims (4)
- 【請求項1】 入力信号を増幅し、かつ差動信号を出力
する差動出力アンプ回路と、前記差動出力信号の正転側
と反転側とをそれぞれ位相が90°の信号に変換する2
つの90°位相差信号出力回路と、前記2つの90°位
相差信号出力回路より出力される信号を乗算する乗算器
を備えることを特徴とする逓倍回路。 - 【請求項2】 前記90°位相差信号出力回路は、入力
信号の入力端と2つの位相差信号の出力端のそれぞれの
間に接続された積分回路および微分回路とで構成される
請求項1に記載の逓倍回路。 - 【請求項3】 前記積分回路及び微分回路はそれぞれ抵
抗と容量とで構成され、各抵抗と容量との値を等しく設
定してなる請求項2に記載の逓倍回路。 - 【請求項4】 前記乗算器はギルバート形掛算器で構成
される請求項1又は2に記載の逓倍回路。
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LEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques,vol.38,no.9,Sep.1990,pages 1194−1195,"Multifunction Silicon MMIC’s for Frequency Conversion Applications",Kevin J.Negus |
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