JP2830545B2

JP2830545B2 - 映像信号処理装置

Info

Publication number: JP2830545B2
Application number: JP3281127A
Authority: JP
Inventors: 健志小沢; 進辻原; 豊三木
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1991-10-28
Filing date: 1991-10-28
Publication date: 1998-12-02
Anticipated expiration: 2013-12-02
Also published as: JPH05122553A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、カラーテレビジョン受
像機等の映像信号を処理する映像信号処理装置に関する
ものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の映像信号処理装置としては、例え
ば、（図１３）の構成のものがある。（図１３）におい
て、５０，５１はオペアンプ、５２はデジタル／アナロ
グ変換器（以後Ｄ／Ａ変換器と記す）、５３はアナログ
／デジタル変換器（以後Ａ／Ｄ変換器と記す）、５４は
バッファ、５５，５６，５７，５８，５９，６０は抵抗
器、６１，６２，６３，６４はトランジスタ、６５は電
源、６６は可変抵抗器である。

【０００３】映像信号は、オペアンプ５０の一つの入力
となり、同出力信号はトランジスタ６１とトランジスタ
６２にて構成している増幅回路のトランジスタ６２のベ
ースに供給する。トランジスタ６１のベースに設置して
いる電源６５は、所定の電流をトランジスタ６１および
トランジスタ６２に流すためのバイアス電源である。ト
ランジスタ６２のエミッタから抵抗器５６にてオペアン
プ５０の他の一方の入力にフィードバックにて利得の安
定化を図っている。

【０００４】抵抗器５８と抵抗器５５とトランジスタ６
１とトランジスタ６２にて所定の増幅度を得た映像信号
は、トランジスタ６１のコレクタよりトランジスタ６３
とトランジスタ６４にて構成する映像出力増幅回路の両
トランジスタのベースに供給し、トランジスタ６３とト
ランジスタ６４のエミッタよりＣＲＴをドライブする。
トランジスタ６１のコレクタの映像信号を抵抗器５５と
抵抗器５９と抵抗器６０にて分割し、抵抗器５９と抵抗
器６０との交点よりバッファ５４に供給し、バッファ５
４にて映像信号をＡ／Ｄ変換器５３に供給するためのイ
ンターフェースを合わせた後、Ａ／Ｄ変換器５３の入力
に供給する。

【０００５】Ａ／Ｄ変換器５３に入力される映像信号の
黒レベルＶ0と可変抵抗器６６にて所定の設定値に設定
した基準電圧Ｖref電圧との差は（図１４）に示すよう
になる。（図１４）において、入力映像信号は、コンデ
ンサにて各段間を接続するため、ＡＰＬ（Ａverage Ｐi
cture Ｌevel）を中心に、上下の信号面積が等しくな
り、（図１４（ａ））の様なＡＰＬが低い映像信号は、
基準電圧Ｖrefと黒レベルＶ0間の差はＶ１と大きく、
（図１４（ｂ））の様にＡＰＬが高い映像信号は、基準
電圧Ｖrefと黒レベルＶ0間の差はＶ２と小さくなる。
（図１４）のように、ＡＰＬ等で変化する映像信号の黒
レベルを、クランプパルスをクロックパルスとするＡ／
Ｄ変換器５３でデジタル信号として細分化して取り込
む。またＡ／Ｄ変換器５３は基準電圧Ｖrefもデジタル
信号として細分化して取り込み、その細分化された２つ
のデジタル信号の差を出力する。Ｄ／Ａ変換器５２はＡ
／Ｄ変換器５３の出力をアナログ信号に変換し、オペア
ンプ５１に出力している。

【０００６】オペアンプ５１はＶ0＞Ｖrefなら出力電圧
を下げ、Ｖ0＜Ｖrefなら出力電圧を上げる。オペアンプ
５１の出力は抵抗器５７を通してオペアンプ５０の一方
の入力となっているため、最終的にＶ0＝Ｖrefに収束す
る。

【０００７】その結果トランジスタ６１，６２の温度ド
リフトによるバイアス変化はＡ／Ｄ変換器５３でデジタ
ル化され細分化して検知し、それを基にオペアンプ５０
の直流値制御を行うため、精度良く映像信号の黒レベル
を所定の電圧に固定できる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、ＣＲＴ特性が経時変化しカットオフレベ
ルが変動しても、それを検知出来ないため、事実上黒レ
ベルが変動する事になる。また、映像入力は輝度調整に
より直流成分が大きく変化するので、トランジスタ６
１，６２で構成する増幅回路のダイナミックレンジを広
く設計する必要があるといった問題を有していた。

【０００９】本発明はかかる点に鑑み、映像信号のＡＰ
Ｌ変化による黒レベルの変動とＣＲＴ特性の変動による
黒レベルの変動を抑え、常に良好な黒レベルの再現を行
う映像信号処理装置を提供する事を目的とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、表示画像の輝
度を制御するためのテスト信号を発生する発生手段と、
発生手段からのテスト信号を映像信号の帰線期間に重畳
する重畳手段と、重畳手段からの映像信号のテスト信号
重畳期間以外の帰線期間で直流再生をする帰還型の第１
の直流再生手段と、第１の直流再生手段の出力に結合し
映像信号に重畳されたテスト信号期間で直流再生をする
第２の直流再生手段と、第２の直流再生手段の出力を負
荷に供給し負荷に誘起される負荷電流からテスト信号を
検出して第２の直流再生手段に帰還する電流検出手段と
で構成されている。

【００１１】

【作用】本発明は前記した構成により、アパーチャーコ
ントロール，マトリクス処理，ＡＢＬ等による映像信号
の基準レベルのダイナミック的な変動は、第１の帰還制
御ループが制御し、ＣＲＴ特性等による映像信号の基準
レベルのスタティック的な変動は、第２の帰還制御ルー
プが制御する事で、出力画像の黒レベルを常に一定にで
きる。

【００１２】また、映像信号の帰線期間にテスト信号を
重畳する事で、Ｇ，Ｂ，Ｒの輝度のトラッキングが容易
に取れる。また、輝度を制御するテスト信号を垂直帰線
期間と水平帰線期間に重畳し、カソード電流の検出は垂
直帰線期間毎に行い、この垂直帰線期間毎に検出した信
号に基づき水平帰線期間毎のテスト信号をクランプする
事で、カソード電流の検出による制御を等価的に水平帰
線期間毎に行うことができる。

【００１３】

【実施例】（図１）は本発明の第１の実施例における映
像信号処理装置のブロック図を示すものである。（図
１）において、１０は映像信号の帰線期間にテスト信号
を重畳するための重畳部、１１は第１の直流再生部、１
２はＣＲＴの駆動信号を発生するための増幅回路、１３
は第２の直流再生部、１４は映像信号によって誘起され
るカソード電流からテスト信号を検出する電流検出部、
１５は増幅回路１２の出力から映像信号の基準レベルを
検出し第１の直流再生部１１を制御する信号を発生する
信号発生部、１６は重畳部１０で重畳するテスト信号を
発生する発生部である。

【００１４】また、（図１）において、第１の直流再生
部１１と増幅回路１２と信号発生部１５で構成されるル
ープを第１の帰還制御ループ、第２の直流再生部１３と
電流検出部１４で構成されるループを第２の帰還制御ル
ープとする。以上のように構成されたこの実施例の映像
信号処理装置において、以下その動作を説明する。

【００１５】発生部１６では、ブライトネスボリューム
の調整で振幅が変化するテスト信号を発生している。こ
のテスト信号は、映像信号の輝度のトラッキングをとる
ための信号である。以後、このテスト信号をＢＲＰ（Ｂ
RIGHTNESS ＰULSE）と記す。また、発生部１６では、ク
ランプパルスやＢＲＰの変化を検出するためのサンプリ
ングパルスを発生している。これらのパルスの発生タイ
ミングについては後に述べる。

【００１６】次に（図２）を用い、重畳部１０の動作を
詳細に述べる。（図２）において、１０１は映像信号ク
ランプ回路、１０２はスイッチ回路、１０３はテスト信
号クランプ回路である。（図２）において、映像信号は
映像信号クランプ回路１０１でペデスタルレベルをクラ
ンプされ、テスト信号ＢＲＰはテスト信号クランプ回路
１０３でクランプされ、その出力はそれぞれスイッチ回
路１０２の入力となる。スイッチ回路１０２は、スイッ
チコントロール信号に従い、映像信号とテスト信号を切
り換えて出力する。その結果、スイッチ回路１０２の出
力は、映像信号の帰線期間にテスト信号が重畳された信
号となる。このＢＲＰ信号は、Ｇ，Ｂ，Ｒの各映像信号
の帰線期間に振幅，位相共に等しく重畳される。

【００１７】次に（図３）を用いて第１の帰還制御ルー
プの動作を述べる。第１の帰還制御ループは、第１の直
流再生部１１において映像信号のペデスタルレベルの直
流再生を制御するフィードバッククランプループであ
る。（図３）において、１１は第１の直流再生部、１２
は増幅回路、１５０はレベルシフト回路、１５１はサン
プルホールド回路、１５２は比較器である。

【００１８】増幅回路１２の出力は、レベルシフト回路
１５０で適当な振幅にされサンプルホールド回路１５１
に入力される。サンプルホールド回路１５１は、増幅回
路１２の出力から水平帰線期間毎にペデスタルレベルを
検出する。比較器１５２は、サンプルホールド回路１５
１で検出したペデスタルレベルと基準電圧ＶPとを比較
し、増幅回路１２の出力が常に一定の直流再生になるよ
うに、第１の直流再生部１１に対し制御電圧を出力して
いる。このとき基準電圧ＶPは、増幅回路１２の周波数
特性やリニアリティなどが、常に最良な動作状態になる
ように選択される。その結果、増幅回路１２の出力は、
第１の帰還制御ループにより水平期間毎にペデスタルク
ランプされた映像信号となる。

【００１９】次に、第２の帰還制御ループについて（図
４）を用い説明する。第２の帰還制御ループもフィード
バッククランプのループである。（図４）において、１
３は第２の直流再生部であり、１４０は電流検出器であ
り、１４１は電流−電圧変換器であり（以降Ｉ−Ｖ変換
器と記す）、１４２はサンプルホールド回路であり、１
４３は比較器である。

【００２０】（図４）において、電流検出器１４０は、
第２の直流再生部１３の出力をカソードに供給し、映像
信号によって誘起されたカソード電流を検出する。電流
検出器１４０で検出された電流信号は、Ｉ−Ｖ変換器１
４１で電流信号から電圧信号に変換される。また、サン
プルホールド回路１４２では、Ｉ−Ｖ変換器１４１の出
力からＢＲＰによる信号を検出し保持する。さらに比較
器１４３において、サンプルホールド回路１４２の出力
Ｖ2と基準信号ＶBを比較して、常にＶ2＝ＶBになるよう
に直流再生部１３を制御する信号を発生している。直流
再生部１３は、比較器１４３からの制御信号によりＢＲ
Ｐの波高値レベルをクランプし、映像信号の直流再生を
している。その結果、カソードに入力される映像信号
は、ＢＲＰによって誘起されるカソード電流が常に一定
になる様に制御される。

【００２１】次に、ブライトネスの調整について述べ
る。（図５）で示すように、画像の輝度は、ＣＲＴ駆動
信号のカットオフレベルからの電圧Ｖ_CRTの約３乗に比
例する。また一般に、Ｇ，Ｂ，Ｒのカットオフレベルは
異なる。しかし、Ｇ，Ｂ，Ｒにおいて、ＶBをそれぞれ
調整することにより、ＢＲＰの波高レベルをカットオフ
レベルにそれぞれ調整する事が出来る。その結果、（図
６）のように、ＢＲＰの振幅を変化させれば、相対的に
カットオフレベルとの電圧が変化し輝度が変化する。
（図６）において、ブライトネスを上げる前と上げた後
のＧ，Ｂ，ＲのＣＲＴ駆動信号のカットオフレベルから
の電圧をそれぞれＶbG，ＶbB，ＶbRおよびＶbG'，Ｖb
B'，ＶbR'とすると、ＢＲＰはＧ，Ｂ，Ｒに同じ振幅で
重畳されているので、ＶbG'−ＶbG＝ＶbB'−ＶbB＝Ｖb
R'−ＶbRとなり、輝度の変化はＧ，Ｂ，Ｒで一様となり
ブライトネスの調整ができる。

【００２２】ここでブライトネス，バイアスの調整基準
をペデスタルレベル等でなくＢＲＰの波高値の電圧にし
たのは、コントラスト量が変化したとき、その変化情報
がブライトネス，バイアスの調整基準に伝達されない場
合、階調によって色相が変化してしまうからである。そ
の説明を（図７），（図８），（図９）を用い詳細に述
べる。

【００２３】ＢＲＰを重畳せず、ペデスタルレベルをバ
イアスの調整基準とした場合、コントラストとブライト
ネスの調整は（図７）で示されるように行われる。（図
８）は、上段（ａ）から下段（ｂ）のようにコントラス
トを変化させたとき、ペデスタルレベルを基準電位に設
定すると、階段波の最終段の階調で色相が変化する様子
を表したものである。色相はＧＢＲの明るさの比で決定
し、その明るさの比は基準電位からの電圧比に比例す
る。（図８）の上段において、基準電位であるクランプ
レベルから階段波の最終段までの電圧比は、例えば、ＶBG：ＶBB：ＶBR＝３３：２３：１３であるのに対し、下段では、その電圧比は、例えば、ＶBG'：ＶBB'：ＶBR'＝１８：１３：８となり色相が変
化する。

【００２４】（図９）は、ＢＲＰパルスを重畳し、コン
トラスト量の変化にともないＢＲＰパルスの振幅も変化
した場合を示す。（図８）と異なり（図９）では上段
（ａ）から下段（ｂ）のようにコントラストが変化して
も、ＧＢＲそれぞれの基準電位と階段波の最終段との電
圧比は、例えば、ＶBG：ＶBB：ＶBR＝ＶBG'：ＶBB'：ＶBR'＝１３：８：
３と変化せず、従って色相の変化も起こらない。

【００２５】以上で説明したように、第１の帰還制御ル
ープは、映像信号を水平期間毎にクランプしてＡＰＬ変
化，アパーチャーコントロール等による水平サグを除去
し、さらに増幅回路１２が最良動作になるように映像信
号の直流値を監視している。また、その結果、増幅回路
１２のダイナミックレンジを狭く設計でき、回路の低電
力化が図れる。また、第２の帰還制御ループの制御は、
カソード電流の変動を監視しているので、ＣＲＴ特性の
経時的な変化によりカソード電流が変動するのに対して
も自動的に対応し変動を抑える。

【００２６】次に、（図１０）に第２の帰還制御ループ
の回路図を示す。（図１０）において、３１はＰＮＰト
ランジスタ、３２はダイオード、３３は抵抗器、３４，
３５はバッファ、３６はスイッチ、３７はホールドコン
デンサ、３８はオペアンプ、３９はアナログスイッチ、
４０はコンデンサ、４１は抵抗器である。

【００２７】また、（図１１）、（図１２）は、発生部
１６で発生する各パルスのタイミングチャートである。
（図１１）は、映像信号を水平帰線期間でみた場合であ
り、（図１１（ａ））は映像信号、（図１１（ｂ））は
ＢＲＰ、（図１１（ｃ））はサンプルホールド回路１５
１のサンプリングパルス、（図１１（ｄ））はアナログ
スイッチ３９のコントロール信号である。

【００２８】（図１２）は、映像信号を垂直帰線期間で
みた場合であり、（図１２（ａ））は映像信号、（図１
２（ｂ））はＢＲＰ、（図１２（ｃ））はサンプルホー
ルド回路１５１のサンプリングパルス、（図１２
（ｄ））はアナログスイッチ３９のコントロール信号、
（図１２（ｅ））はサンプルホールド回路１４２のサン
プリングパルスである。

【００２９】ＰＮＰトランジスタ３１のベースに加えら
れた映像信号によって、カソードに誘起されるカソード
電流Ｉkは、ＰＮＰトランジスタ３１のエミッタを通
り、ほとんど全てコレクタから抵抗器３３に流れる。抵
抗器３３に流れ込んだカソード電流は、ここで電流−電
圧変換され、Ｖk＝Ｉk・Ｒ（Ｒ：抵抗器３３の抵抗値）
となる。バッファ３４，３５とスイッチ３６とホールド
コンデンサ３７はサンプルホールド回路を構成する。抵
抗器３３で電圧変換され、バッファ３４を通過した信号
は、（図１２（ｅ））に示すサンプリングパルスでコン
トロールされたスイッチ３６の開閉により、垂直帰線期
間毎のＢＲＰの波高値レベル信号ＶkBのみが通過し、ホ
ールドコンデンサ３７に蓄えられる。ＶkBはバッファ３
５を経てオペアンプ３８で基準信号ＶBと比較される。

【００３０】オペアンプ３８の出力は、（図１１
（ｄ））のパルスにより水平帰線期間毎に開閉するアナ
ログスイッチ３９を通し、コンデンサ４０を充電する。
この時、オペアンプ３８でＶkB＞ＶBであれば、コンデ
ンサ４０の充電電圧は上昇するので、ＰＮＰトランジス
タ３１のベース電位は上がり、ＰＮＰトランジスタ３１
のエミッタに流れ込むカソード電流が減少する。そのた
めＶkBも減少する。また、オペアンプ３８でＶkB＜ＶB
であれば、コンデンサ４０の充電電圧は減少するので、
ＰＮＰトランジスタ３１のベース電位は下がり、ＰＮＰ
トランジスタ３１のエミッタに流れ込むカソード電流が
増加する。そのためＶkBは増加する。その結果、最終的
にＢＲＰの波高値は、水平帰線期間毎にオペアンプ３８
でＶkB＝ＶBとなるレベルに収束する。

【００３１】ここでカソード電流の検出を垂直帰線期間
毎に重畳しているＢＲＰのみから行う理由は、ＰＮＰト
ランジスタ３１と抵抗器３３で構成するカソード電流の
検出回路の特性による。ＢＲＰによる電流は、出力画像
の画質を損なわないように数μＡから数十μＡで設定し
なければない。このような低電流時において検出回路の
パルス特性は悪く、水平帰線期間のような短い期間で
は、ＢＲＰによる信号を検出できない。そのため、垂直
帰線期間に広いパルス幅のＢＲＰを重畳させる事によ
り、有効走査期間の信号に影響する事なく低電流の信号
を検出する。

【００３２】この垂直帰線期間毎に重畳したＢＲＰを検
出し、この検出信号に基づき水平帰線期間毎のＢＲＰを
クランプする事で、ＢＲＰによるカソード電流の制御を
等価的に水平帰線期間毎に行うことができる。

【００３３】以上説明したように２つの直流再生の帰還
制御ループにより、ＡＰＬ等の信号レベルの変化による
黒レベルのダイナミック的な変動とＣＲＴ特性の変化に
よる黒レベルのスタティック的な変動を抑え、常に良好
な黒レベルを再現する。さらにＧ，Ｂ，Ｒに等しくテス
ト信号を重畳し監視する事で、輝度のトラッキングを容
易かつ良好にとることが出来る。

【００３４】なお、本実施例ではテレビジョン受像機の
一例であり、本装置を組み込む機器を限定するものでな
い。また、第１の帰還制御ループの動作を映像信号のペ
デスタルレベルをクランプするものとして説明したが、
他のレベルを映像信号の基準レベルとして設定し、その
レベルをクランプするような動作としても良い。

【００３５】また、垂直帰線期間に重畳する電流検出用
のＢＲＰを、（図１２（ｂ））で説明したが、これは電
流検出用ＢＲＰの垂直帰線期間に重畳する位相、パルス
幅を限定するものではない。また、重畳部１０の動作を
スイッチ回路１０２を用いた映像信号とテスト信号の切
り換えによる重畳方法で説明したが、例えば、映像信号
にテスト信号を加算する方法、またはその他の方法で映
像信号にテスト信号を重畳させても良いことは言うまで
もない。

【００３６】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、増
幅回路の動作の最適バイアスを保持するためのフィード
バッククランプと映像信号のブライトネス調整のための
フィードバッククランプという２つの直流再生回路によ
り、システムの総合的な周波数特性とダイナミックレン
ジを良くする事が出来る。

【００３７】また本発明では、カソード電流を検出して
制御を行っているので、ＣＲＴ側での特性変化も検出し
て自動的にその変動も抑える事が出来る。また本発明で
は、テスト信号によるカソード電流の検出は垂直帰線期
間毎に行い、この垂直帰線期間毎に検出した信号に基づ
き水平帰線期間毎のテスト信号をクランプする事で、カ
ソード電流の検出による制御を等価的に水平帰線期間毎
に行うことが出来るので、その実用的効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における映像信号処理装
置の基本構成を示すブロック図

【図２】同実施例の重畳部における詳細な構成を示すブ
ロック図

【図３】同実施例の第１の帰還制御ループにおける詳細
な構成を示すブロック図

【図４】同実施例の第２の帰還制御ループにおける詳細
な構成を示すブロック図

【図５】同実施例の動作を説明するための映像信号の波
形図

【図６】（ａ）同実施例のＣＲＴ駆動信号のＧＢＲの各
波形図（ｂ）（ａ）の状態よりブライトネスを上げた場合のＣ
ＲＴ駆動信号のＧＢＲの各波形図

【図７】（ａ）映像信号の波形図（ｂ）同実施例と比較のため映像信号を（ａ）の状態よ
り従来の方法でコントラストを上げた場合の波形図（ｃ）同様にブライトネスを上げた場合の波形図

【図８】（ａ）ペデスタルレベルを基準とした映像信号
の波形図（ｂ）（ａ）の状態よりコントラストを下げた場合の波
形図

【図９】（ａ）ＢＲＰの波高値のレベルを基準とした映
像信号の波形図（ｂ）（ａ）の状態よりコントラストを下げた場合の波
形図

【図１０】同実施例の第１の帰還制御ループの回路図

【図１１】同実施例の動作を示す水平帰線期間における
各パルスのタイミングチャート

【図１２】同実施例の動作を示す垂直帰線期間における
各パルスのタイミングチャート

【図１３】従来の映像信号処理装置の構成を示すブロッ
ク図

【図１４】（ａ）従来例の動作を説明するための映像信
号の波形図（ｂ）（ａ）の状態よりＡＰＬが高い映像信号の波形図

【符号の説明】

１０重畳部（重畳手段）１１第１の直流再生部（第１の直流再生手段）１２増幅回路１３第２の直流再生部（第２の直流再生手段）１４電流検出部（電流検出手段）１５信号発生部（信号発生手段）１６発生部（発生手段）

フロントページの続き (56)参考文献特開昭60−186185（ＪＰ，Ａ) 特開昭50−88927（ＪＰ，Ａ) 特開平３−79167（ＪＰ，Ａ) 特開平１−252072（ＪＰ，Ａ) 実開平１−162972（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 5/14 - 5/217

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】表示画像の輝度を制御するためのテスト信
号を発生するための発生手段と、前記発生手段からの前
記テスト信号を映像信号の帰線期間に重畳させるための
重畳手段と、前記重畳手段の出力信号の前記テスト信号
重畳期間以外の帰線期間内で直流再生を行う帰還型の第
１の直流再生手段と、前記第１の直流再生手段の出力と
結合し、前記テスト信号が重畳された期間で直流再生を
行う第２の直流再生手段と、前記第２の直流再生手段か
らの出力を負荷に供給し、前記負荷に誘起される負荷電
流から前記テスト信号を検出し、その検出信号を第２の
直流再生手段に帰還させる電流検出手段とを備えた映像
信号処理装置。
【請求項２】発生手段が映像信号の水平帰線期間と垂直
帰線期間にテスト信号を発生し、電流検出手段は垂直帰
線期間の前記テスト信号で電流検出を行い、第２の直流
再生手段は水平帰線期間の前記テスト信号で直流再生す
ることを特徴とする請求項１記載の映像信号処理装置。