JP2822378B2 - Ｆｍ受信機の中間周波数自動調整方式 - Google Patents
Ｆｍ受信機の中間周波数自動調整方式Info
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- JP2822378B2 JP2822378B2 JP62307164A JP30716487A JP2822378B2 JP 2822378 B2 JP2822378 B2 JP 2822378B2 JP 62307164 A JP62307164 A JP 62307164A JP 30716487 A JP30716487 A JP 30716487A JP 2822378 B2 JP2822378 B2 JP 2822378B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、FM受信機の中間周波数調整方式に関し、特
にPLL（Phase Locked Loop）方式を用いたディジタル選
局におけるFM受信機の中間周波数自動調整方式に関す
る。 〔従来の技術〕 従来PLL方式におけるディジタル選局では、中間周波
数（以下IFという）増幅部の前段に挿入する中間周波数
（以下IFという）フィルタの中心周波数のバラツキに対
応するため、複数の中間周波数をプログラムしておき、
FM受信機の量産時に使用するIFフィルタの中心周波数に
合わせて、中間周波数を設定していた。 例えば、FM用受信機IFフィルタの中心周波数は10.7MH
zを中心に25KHz間隔で一般に５ランクに分類されてい
る。つまり10.650MHz,10.675MHz,10.700MHz,10.725MHz
および10.750MHzの５ランクである。FM受信機を作る上
において、10.7MHz中心のIFフィルタのみで量産を行な
うほうが、IFフィルタの管理あるいは調整工数の点で楽
である。しかし、10.7MHz中心のIFフィルタのみ購入す
ると価格が上がり、部品コスト低減のため前述の５ラン
クを購入せざるを得ない状況にある。そこでFM受信機の
PLL方式のディジタル選局では、これに対応するため５
つの中間周波数をあらかじめプログラムしておき、初期
設定スイッチ等で選択できるようにしている。 第５図に従来の技術による構成のブロック図の一例を
示す。本従来例は、プログラマブルディバイダ９の分周
値Ｎとデバイダ12の出力である位相比較器10の比較周波
数frとを指定するマイクロコンピュータ24の内容を除い
て第３図と同一であるので、従来の技術として特有な点
のみを説明する。一般に米国・欧州などで広く使用され
ているPLL方式を説明する式は以下に示される。 Ｎ＝（fRF＋fIF）/fr ……（１） ただし、fRFは放送信号のキャリア周波数、fIFは中間
周波数、frはPLLを構成する位相比較器10の比較周波数
である。今、frに25KHz,fRF＝90MHz,fIF＝10.7MHzと
し、局部発振周波数を受信周波数の上側としたとき、 また、fIF＝10.725MHzが選択されているとすると、
（３）式のようになる。 この２つの値から明らかなように25KHz IFがずれた場
合、プログラマブルディバイダ９の分周値ＮはIFが10.7
MHzである時に対して“1"プラスされた値となる。従っ
てプログラムされる５つのIF周波数は、初期設定スイッ
チの状態に対応してプログラマブルディバイダ９の分周
値Ｎを変えることを意味している。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のPLL方式におけるディジタル選局では、FM受信
機の量産時にIFフィルタのずれに対応して中間周波数を
設定しており、調整工数やIFフィルタの管理工数等がか
かりコストアップとなる欠点があった。さらに使用温度
が変化するとIFフィルタの種類によっては、その中心周
波数もずれてしまうという欠点があり、このようなとき
は、冬に量産された受信機を、夏に使用すると温度差の
ためIFフィルタの中心周波数がずれてしまい受信性能が
悪化するという欠点があった。 特に、使用条件のきびしいカーラジオ等では問題とな
り、温度特性を考慮した部品の選定あるいは調整がなさ
れていた。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明のFM受信機の中間周波数調整方式は、局部発振
器の局部発振周波数をPLL回路で制御し、局部発振周波
数と受信周波数とを混合して中間周波信号を得、この中
間周波信号を中間周波フィルタに供給するFM受信機であ
って、PLL回路における位相比較器に供給する比較周波
数を通常受信時の第１の周波数から第２の周波数に低く
した状態でPLL回路におけるプログラマブル分周器の分
周比データを変更してゆき、当該変更に応じた中間周波
フィルタの出力を検出することにより中間フィルタの中
心周波数を算出し、通常受信時は位相比較器に第１の周
波数の比較周波数を印加するとともに、中間周波フィル
タに算出された中心周波数をとる中間周波信号が供給さ
れるようにプログラマブル分周器の分周比データを設定
することを特徴とする。 〔実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。 第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図である。 アンテナ17から受信されたキャリヤ周波数fRFの放送
信号は、高周波増幅部１で増幅され、局部発振器（以下
VCOという）７から局部発振周波数信号によって混合部
２で周波数変換されて中間周波数fIFの信号となる。中
間周波数fIFの信号は、IFフィルタで波され、IF増幅
部４で増幅され、検波器５で検波され、復調部６で右
（Ｒ）左（Ｌ）に分離したオーディオ信号が出力され
る。一方、IF増幅部４からはアナログ値のシグナルメー
タ出力信号をA/Dコンバータ16に出力すると共に、検波
器５は入力信号の有無に従って論理値の１または０を放
送局検知信号としてマイクロコンピュータ14へ出力す
る。 マイクロコンピュータ14は、キーボード15からの指示
により、受信周波数に対応した分周値Ｎをプログラマブ
ルディバイダ９に設定する。比較周波数frは、水晶発振
器よりディバイダ12を介して作られ、複数箇の比較周波
数frがディバイダ12の分周値を種々の値に設定すること
によって得られる。FM受信機の場合、比較周波数として
6.25KHz・12.5KHz・25KHz・50KHzのうち一つが選ばれて
いることが多く、AM受信機では1KHz・9KHz・10KHzとい
った周波数が選ばれる。一般にFM/AM一体の受信機を構
成するため上記の比較周波数は、汎用的要素も含めて全
て選択できるようディバイダ12は構成される。 プログラマブルディバイダ９に分周値が設定される
と、プログラマブルディバイダ９の出力周波数と比較周
波数frの位相が、位相比較器10で比較され、これらが一
致するようローパスフィルタ（以下LPFという）11を介
して電圧制御型発振器であるVCO7に、直流電圧が与えら
れる。また、VCO7の出力は混合部２へ加えられると共
に、プリスケラー８を通してプログラマブルディバイダ
９に出力される。設定された周波数に放送局が存在すれ
ば検波器５から放送局検知信号がハイレベル（ロウレベ
ルの場合もある）となって出力される。マイクロコンピ
ュータ14はこれを検出して、現在受信中の周波数に放送
局が存在していることを知ることができるのみならず表
示器13にその周波数を表示している。 放送局の存在を検出した後、IFフィルタ３の中心周波
数測定のための微同調動作を行なう。微同調動作時はIF
フィルタ３の帯域幅をより正確に計る目的から、比較周
波数frを通常受信時の比較周波数frに対して小さな値を
選択する。例えば通常受信時は25KHzの比較周波数frに
設定し、微同調時は6.25KHzの比較周波数frに設定す
る。逆に通常受信時比較周波数frを高くするのは、PLL
方式における電子選局の受信機では、受信性能を決定す
る大きなファクターとなっており、比較周波数frが高け
れば高いほど理論的には受信性能が向上するためであ
る。 比較周波数frが25KHzの場合と6.25KHzの場合ではプロ
グラマブルディバイダ９の分周値Ｎが異なる。今90MHz
を受信しているとすると、前述した（１）式を用いてそ
れぞれの分周値Ｎが以下のように算出される。 fr＝25KHzの場合 Ｎ＝4028 fr＝6.25KHzの場合 Ｎ＝16112 従って受信周波数90MHzを変化させないためには、比
較周波数を25KHzから6.25KHzに変化させると同時に、プ
ラグラマブルディバイダの分周値Ｎも変化させる必要が
ある。これらの値はマイクロコンピュータ14で算出さ
れ、それぞれプログラマブルディバイダ９およびディバ
イダ12へデータが送られる。 次に、IF増幅部４より出力されるシグナルメータ出力
信号の電圧レベルを、A/Dコンバータ16を介して読み取
り、基準電圧としてマイクロコンピュータ内のデータメ
モリ（RAM）に貯えておく。 IFフィルタの帯域は中心周波数に対して最大±150KHz
程度であるから一般に市販されているIFフィルタの全て
に対応するためには±300KHz程度6.25KHzステップで微
同調を行なえばIFフィルタの帯域を測定でき、それによ
り中心周波数を算出することができる。 まず、90MHzを中心に周波数を増加する方向（減少す
る方向から初めても問題はない）に6.25KHzステップで
最大300KHzまで周波数を可変していき、6.25KHz増加ご
とにシグナルメータ出力の電圧値をA/Dコンバータ16を
介して読み取る。 シグナルメータ出力の電圧値がある電圧値以下になる
と増加方向への周波数可変を中止し、次は、90MHzを中
心に周波数を減少させる方向に6.25KHzステップで最大3
00KHzまで可変していく。同様に6.25KHz減少ごとにシグ
ナルメータ出力の電圧値をA/Dコンバータ16を介して読
み取る。 周波数を増加する時と同様にシグナルメータ出力の電
圧値があらかじめ定められた電圧値以下になると、減少
方向への周波数可変を中止する。これにより微同調動作
は完了したことになるが、シグナルメータ出力の電圧値
がある電圧値以下になるまでに、中心の90MHzから何ス
テップ増加したかあるいは減少させたかをそれぞれカウ
ンタを設け記憶しておけば、そのカウンタ値をもとに、
IFフィルタの中心周波数を算出することができる。算出
された中心周波数により、比較周波数25KHzにした時の
プログラマブルディバイダ９の値を補正し、ディバイダ
12およびプログラマブルディバイダ９にデータを出力す
ればよい。 以下に第２図のフローチャートを用いてより詳細に説
明する。 まず、中間周波数は10.7MHz、比較周波数6.25KHzとし
て例えば90.0MHz（プログラマブルディバイダの分周値
はＮ＝16112となる）を受信する（ステップ）。次
に、プログラマブルディバイダの分周値を“1"（6.25KH
z）づつ加算し、受信周波数をアップ方向へ可変して各
々の周波数でA/Dコンバータ16の値を読む。A/Dコンバー
タの値があらかじめ定められたレベルＬ以下になるまで
受信周波数を高くしてゆき、このとき同時に90.0MHzか
らのずれを記憶するためにカウンタ（Ｕカウンタ）を設
けこのカウンタの値も１ずつ加算する（ステップ）。 次に90.0MHzから低くなる方向に受信周波数を可変さ
せて、同様にA/Dコンバータの値を読む。ダウン方向の
ずれはＤカウンタに記憶する（ステップ）。 このようにして、90.0MHzを中心に受信周波数を可変
してA/Dコンバータ（シグナルメータ出力）の値を読む
ことによって、IFフィルタの帯域を測定することができ
る。例えば、ＵカウンタとＤカウンタの値が同一であれ
ば、比較周波数frと分周値Ｎが直ちに決定される（ステ
ップ・）。 次にＵカウンタとＤカウンタの値を比較してIFフィル
タの中心周波数が10.7MHzよりプラス方向にあるかマイ
ナス方向にあるかを判断して（ステップ）ずれを算出
し、最終的には比較周波数25KHzで受信するためカウン
タの補正を行なう。この補正された値を記憶しておき、
受信する毎にプログラマブルディバイダの分周値（中間
周波数10.7MHzとして計算された値）に加算もしくは減
算すれば（ステップ・）正しく受信される。 第３図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図である。 IFフィルタの帯域幅は、検波回路（DET）５より出力
される放送局検知信号を検出するごとに測定される。放
送局検知信号はハイまたはロウのロジック信号が出力さ
れ、一般に放送局受信中はハイレベルが放送局のない周
波数受信中はロウレベルが出力される。従ってこの実施
例では、ロジックレベルの検出で帯域幅を測定すること
ができるため、回路構成は簡単になり、従来回路のまま
で応用できる。第４図は第２の実施例を説明するフロー
チャートであり、ステップ・が放送局検知信号がロ
ウのロジック信号である（Ｌで表わす）ことを除けば第
１の実施例を示す第２図と同様のフローである。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明は放送電波受信後、微同調
を行なってシグナルメータ出力信号の電圧レベルをA/D
コンバータにて検出してIFフィルタの帯域幅を測定しそ
の結果に基づいてIFフィルタの中心周波数を算出するこ
とによって自動的にIFフィルタの中心周波数に合った中
間周波数が設定され最適な受信状態を得ることができる
という効果がある。従ってIFフィルタの中心周波数を受
信機の量産時でも管理することなく使用できかつ温度変
化などによってIFフィルタの中心周波数がずれた場合で
も自動的に補正することができるという効果もある。
にPLL（Phase Locked Loop）方式を用いたディジタル選
局におけるFM受信機の中間周波数自動調整方式に関す
る。 〔従来の技術〕 従来PLL方式におけるディジタル選局では、中間周波
数（以下IFという）増幅部の前段に挿入する中間周波数
（以下IFという）フィルタの中心周波数のバラツキに対
応するため、複数の中間周波数をプログラムしておき、
FM受信機の量産時に使用するIFフィルタの中心周波数に
合わせて、中間周波数を設定していた。 例えば、FM用受信機IFフィルタの中心周波数は10.7MH
zを中心に25KHz間隔で一般に５ランクに分類されてい
る。つまり10.650MHz,10.675MHz,10.700MHz,10.725MHz
および10.750MHzの５ランクである。FM受信機を作る上
において、10.7MHz中心のIFフィルタのみで量産を行な
うほうが、IFフィルタの管理あるいは調整工数の点で楽
である。しかし、10.7MHz中心のIFフィルタのみ購入す
ると価格が上がり、部品コスト低減のため前述の５ラン
クを購入せざるを得ない状況にある。そこでFM受信機の
PLL方式のディジタル選局では、これに対応するため５
つの中間周波数をあらかじめプログラムしておき、初期
設定スイッチ等で選択できるようにしている。 第５図に従来の技術による構成のブロック図の一例を
示す。本従来例は、プログラマブルディバイダ９の分周
値Ｎとデバイダ12の出力である位相比較器10の比較周波
数frとを指定するマイクロコンピュータ24の内容を除い
て第３図と同一であるので、従来の技術として特有な点
のみを説明する。一般に米国・欧州などで広く使用され
ているPLL方式を説明する式は以下に示される。 Ｎ＝（fRF＋fIF）/fr ……（１） ただし、fRFは放送信号のキャリア周波数、fIFは中間
周波数、frはPLLを構成する位相比較器10の比較周波数
である。今、frに25KHz,fRF＝90MHz,fIF＝10.7MHzと
し、局部発振周波数を受信周波数の上側としたとき、 また、fIF＝10.725MHzが選択されているとすると、
（３）式のようになる。 この２つの値から明らかなように25KHz IFがずれた場
合、プログラマブルディバイダ９の分周値ＮはIFが10.7
MHzである時に対して“1"プラスされた値となる。従っ
てプログラムされる５つのIF周波数は、初期設定スイッ
チの状態に対応してプログラマブルディバイダ９の分周
値Ｎを変えることを意味している。 〔発明が解決しようとする問題点〕 従来のPLL方式におけるディジタル選局では、FM受信
機の量産時にIFフィルタのずれに対応して中間周波数を
設定しており、調整工数やIFフィルタの管理工数等がか
かりコストアップとなる欠点があった。さらに使用温度
が変化するとIFフィルタの種類によっては、その中心周
波数もずれてしまうという欠点があり、このようなとき
は、冬に量産された受信機を、夏に使用すると温度差の
ためIFフィルタの中心周波数がずれてしまい受信性能が
悪化するという欠点があった。 特に、使用条件のきびしいカーラジオ等では問題とな
り、温度特性を考慮した部品の選定あるいは調整がなさ
れていた。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明のFM受信機の中間周波数調整方式は、局部発振
器の局部発振周波数をPLL回路で制御し、局部発振周波
数と受信周波数とを混合して中間周波信号を得、この中
間周波信号を中間周波フィルタに供給するFM受信機であ
って、PLL回路における位相比較器に供給する比較周波
数を通常受信時の第１の周波数から第２の周波数に低く
した状態でPLL回路におけるプログラマブル分周器の分
周比データを変更してゆき、当該変更に応じた中間周波
フィルタの出力を検出することにより中間フィルタの中
心周波数を算出し、通常受信時は位相比較器に第１の周
波数の比較周波数を印加するとともに、中間周波フィル
タに算出された中心周波数をとる中間周波信号が供給さ
れるようにプログラマブル分周器の分周比データを設定
することを特徴とする。 〔実施例〕 次に、本発明について図面を参照して説明する。 第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図である。 アンテナ17から受信されたキャリヤ周波数fRFの放送
信号は、高周波増幅部１で増幅され、局部発振器（以下
VCOという）７から局部発振周波数信号によって混合部
２で周波数変換されて中間周波数fIFの信号となる。中
間周波数fIFの信号は、IFフィルタで波され、IF増幅
部４で増幅され、検波器５で検波され、復調部６で右
（Ｒ）左（Ｌ）に分離したオーディオ信号が出力され
る。一方、IF増幅部４からはアナログ値のシグナルメー
タ出力信号をA/Dコンバータ16に出力すると共に、検波
器５は入力信号の有無に従って論理値の１または０を放
送局検知信号としてマイクロコンピュータ14へ出力す
る。 マイクロコンピュータ14は、キーボード15からの指示
により、受信周波数に対応した分周値Ｎをプログラマブ
ルディバイダ９に設定する。比較周波数frは、水晶発振
器よりディバイダ12を介して作られ、複数箇の比較周波
数frがディバイダ12の分周値を種々の値に設定すること
によって得られる。FM受信機の場合、比較周波数として
6.25KHz・12.5KHz・25KHz・50KHzのうち一つが選ばれて
いることが多く、AM受信機では1KHz・9KHz・10KHzとい
った周波数が選ばれる。一般にFM/AM一体の受信機を構
成するため上記の比較周波数は、汎用的要素も含めて全
て選択できるようディバイダ12は構成される。 プログラマブルディバイダ９に分周値が設定される
と、プログラマブルディバイダ９の出力周波数と比較周
波数frの位相が、位相比較器10で比較され、これらが一
致するようローパスフィルタ（以下LPFという）11を介
して電圧制御型発振器であるVCO7に、直流電圧が与えら
れる。また、VCO7の出力は混合部２へ加えられると共
に、プリスケラー８を通してプログラマブルディバイダ
９に出力される。設定された周波数に放送局が存在すれ
ば検波器５から放送局検知信号がハイレベル（ロウレベ
ルの場合もある）となって出力される。マイクロコンピ
ュータ14はこれを検出して、現在受信中の周波数に放送
局が存在していることを知ることができるのみならず表
示器13にその周波数を表示している。 放送局の存在を検出した後、IFフィルタ３の中心周波
数測定のための微同調動作を行なう。微同調動作時はIF
フィルタ３の帯域幅をより正確に計る目的から、比較周
波数frを通常受信時の比較周波数frに対して小さな値を
選択する。例えば通常受信時は25KHzの比較周波数frに
設定し、微同調時は6.25KHzの比較周波数frに設定す
る。逆に通常受信時比較周波数frを高くするのは、PLL
方式における電子選局の受信機では、受信性能を決定す
る大きなファクターとなっており、比較周波数frが高け
れば高いほど理論的には受信性能が向上するためであ
る。 比較周波数frが25KHzの場合と6.25KHzの場合ではプロ
グラマブルディバイダ９の分周値Ｎが異なる。今90MHz
を受信しているとすると、前述した（１）式を用いてそ
れぞれの分周値Ｎが以下のように算出される。 fr＝25KHzの場合 Ｎ＝4028 fr＝6.25KHzの場合 Ｎ＝16112 従って受信周波数90MHzを変化させないためには、比
較周波数を25KHzから6.25KHzに変化させると同時に、プ
ラグラマブルディバイダの分周値Ｎも変化させる必要が
ある。これらの値はマイクロコンピュータ14で算出さ
れ、それぞれプログラマブルディバイダ９およびディバ
イダ12へデータが送られる。 次に、IF増幅部４より出力されるシグナルメータ出力
信号の電圧レベルを、A/Dコンバータ16を介して読み取
り、基準電圧としてマイクロコンピュータ内のデータメ
モリ（RAM）に貯えておく。 IFフィルタの帯域は中心周波数に対して最大±150KHz
程度であるから一般に市販されているIFフィルタの全て
に対応するためには±300KHz程度6.25KHzステップで微
同調を行なえばIFフィルタの帯域を測定でき、それによ
り中心周波数を算出することができる。 まず、90MHzを中心に周波数を増加する方向（減少す
る方向から初めても問題はない）に6.25KHzステップで
最大300KHzまで周波数を可変していき、6.25KHz増加ご
とにシグナルメータ出力の電圧値をA/Dコンバータ16を
介して読み取る。 シグナルメータ出力の電圧値がある電圧値以下になる
と増加方向への周波数可変を中止し、次は、90MHzを中
心に周波数を減少させる方向に6.25KHzステップで最大3
00KHzまで可変していく。同様に6.25KHz減少ごとにシグ
ナルメータ出力の電圧値をA/Dコンバータ16を介して読
み取る。 周波数を増加する時と同様にシグナルメータ出力の電
圧値があらかじめ定められた電圧値以下になると、減少
方向への周波数可変を中止する。これにより微同調動作
は完了したことになるが、シグナルメータ出力の電圧値
がある電圧値以下になるまでに、中心の90MHzから何ス
テップ増加したかあるいは減少させたかをそれぞれカウ
ンタを設け記憶しておけば、そのカウンタ値をもとに、
IFフィルタの中心周波数を算出することができる。算出
された中心周波数により、比較周波数25KHzにした時の
プログラマブルディバイダ９の値を補正し、ディバイダ
12およびプログラマブルディバイダ９にデータを出力す
ればよい。 以下に第２図のフローチャートを用いてより詳細に説
明する。 まず、中間周波数は10.7MHz、比較周波数6.25KHzとし
て例えば90.0MHz（プログラマブルディバイダの分周値
はＮ＝16112となる）を受信する（ステップ）。次
に、プログラマブルディバイダの分周値を“1"（6.25KH
z）づつ加算し、受信周波数をアップ方向へ可変して各
々の周波数でA/Dコンバータ16の値を読む。A/Dコンバー
タの値があらかじめ定められたレベルＬ以下になるまで
受信周波数を高くしてゆき、このとき同時に90.0MHzか
らのずれを記憶するためにカウンタ（Ｕカウンタ）を設
けこのカウンタの値も１ずつ加算する（ステップ）。 次に90.0MHzから低くなる方向に受信周波数を可変さ
せて、同様にA/Dコンバータの値を読む。ダウン方向の
ずれはＤカウンタに記憶する（ステップ）。 このようにして、90.0MHzを中心に受信周波数を可変
してA/Dコンバータ（シグナルメータ出力）の値を読む
ことによって、IFフィルタの帯域を測定することができ
る。例えば、ＵカウンタとＤカウンタの値が同一であれ
ば、比較周波数frと分周値Ｎが直ちに決定される（ステ
ップ・）。 次にＵカウンタとＤカウンタの値を比較してIFフィル
タの中心周波数が10.7MHzよりプラス方向にあるかマイ
ナス方向にあるかを判断して（ステップ）ずれを算出
し、最終的には比較周波数25KHzで受信するためカウン
タの補正を行なう。この補正された値を記憶しておき、
受信する毎にプログラマブルディバイダの分周値（中間
周波数10.7MHzとして計算された値）に加算もしくは減
算すれば（ステップ・）正しく受信される。 第３図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図である。 IFフィルタの帯域幅は、検波回路（DET）５より出力
される放送局検知信号を検出するごとに測定される。放
送局検知信号はハイまたはロウのロジック信号が出力さ
れ、一般に放送局受信中はハイレベルが放送局のない周
波数受信中はロウレベルが出力される。従ってこの実施
例では、ロジックレベルの検出で帯域幅を測定すること
ができるため、回路構成は簡単になり、従来回路のまま
で応用できる。第４図は第２の実施例を説明するフロー
チャートであり、ステップ・が放送局検知信号がロ
ウのロジック信号である（Ｌで表わす）ことを除けば第
１の実施例を示す第２図と同様のフローである。 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明は放送電波受信後、微同調
を行なってシグナルメータ出力信号の電圧レベルをA/D
コンバータにて検出してIFフィルタの帯域幅を測定しそ
の結果に基づいてIFフィルタの中心周波数を算出するこ
とによって自動的にIFフィルタの中心周波数に合った中
間周波数が設定され最適な受信状態を得ることができる
という効果がある。従ってIFフィルタの中心周波数を受
信機の量産時でも管理することなく使用できかつ温度変
化などによってIFフィルタの中心周波数がずれた場合で
も自動的に補正することができるという効果もある。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図、第２図は第１図に示す第１の実施例の動作説明を補
足するフローチャート、第３図は第２の実施例の構成を
示すブロック図、第４図は第３図に示す第２の実施例の
動作説明を補足するフローチャート、第５図は従来の技
術による構成の一例を示すブロック図。 １……高周波増幅部、２……混合部、３……IFフィル
タ、４……IF増幅部、５……検波部、６……復調部、７
……局部発掘器、８……プリスケーラ、９……プログラ
マブルディバイダ、10……位相比較器、11……ローパス
フィルタ、12……ディバイダ、13……表示器、14……マ
イクロコンピュータ、15……キーボード、16……A/Dコ
ンバータ。
図、第２図は第１図に示す第１の実施例の動作説明を補
足するフローチャート、第３図は第２の実施例の構成を
示すブロック図、第４図は第３図に示す第２の実施例の
動作説明を補足するフローチャート、第５図は従来の技
術による構成の一例を示すブロック図。 １……高周波増幅部、２……混合部、３……IFフィル
タ、４……IF増幅部、５……検波部、６……復調部、７
……局部発掘器、８……プリスケーラ、９……プログラ
マブルディバイダ、10……位相比較器、11……ローパス
フィルタ、12……ディバイダ、13……表示器、14……マ
イクロコンピュータ、15……キーボード、16……A/Dコ
ンバータ。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．局部発振器の局部発振周波数をPLL回路で制御し、
前記局部発振周波数と受信周波数とを混合して中間周波
信号を得、この中間周波信号を中間周波フィルタに供給
するFM受信機であって、前記PLL回路における位相比較
器に供給する比較周波数を通常受信時の第１の周波数か
ら第２の周波数に低くした状態で前記PLL回路における
プログラマブル分周器の分周比データを変更してゆき、
当該変更に応じた前記中間周波フィルタの出力を検出す
ることにより前記中間フィルタの中心周波数を算出し、
前記通常受信時は前記位相比較器に前記第１の周波数の
比較周波数を印加するとともに、前記中間周波フィルタ
に前記算出された中心周波数をとる中間周波信号が供給
されるように前記プログラマブル分周器の分周比データ
を設定することを特徴とするFM受信機の中間周波数調整
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62307164A JP2822378B2 (ja) | 1987-12-03 | 1987-12-03 | Ｆｍ受信機の中間周波数自動調整方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62307164A JP2822378B2 (ja) | 1987-12-03 | 1987-12-03 | Ｆｍ受信機の中間周波数自動調整方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01147922A JPH01147922A (ja) | 1989-06-09 |
| JP2822378B2 true JP2822378B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=17965801
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62307164A Expired - Fee Related JP2822378B2 (ja) | 1987-12-03 | 1987-12-03 | Ｆｍ受信機の中間周波数自動調整方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2822378B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58219813A (ja) * | 1982-06-14 | 1983-12-21 | Sanyo Electric Co Ltd | 同調制御方式 |
-
1987
- 1987-12-03 JP JP62307164A patent/JP2822378B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58219813A (ja) * | 1982-06-14 | 1983-12-21 | Sanyo Electric Co Ltd | 同調制御方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01147922A (ja) | 1989-06-09 |
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|---|---|---|---|
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