JP2775038B2 - スペクトラム拡散通信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散通信装置Info
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Description
〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルデータ伝送を行なうためのス
ペクトラム拡散通信装置に関し、特に、より高速のデー
タ伝送を可能にしたスペクトラム拡散通信装置に関す
る。
ペクトラム拡散通信装置に関し、特に、より高速のデー
タ伝送を可能にしたスペクトラム拡散通信装置に関す
る。
従来、秘話性の高い通信装置として、いわゆるスペク
トラム拡散（SS）通信装置が使用されている。このよう
なスペクトラム拡散通信装置は、例えば、送信すべき情
報をFSK変調等、データ変調方式として公知の方式で一
次変調し、これをさらにPN（疑似雑音）コードを使用し
て広い周波数帯に拡散（すなわち拡散変調）して送信す
るもので、受信器側においては送信側のPNコードとイメ
ージ関係にあるイメージPNコードを使用して逆拡散等を
行なうことにより元の信号を得ることができる。この逆
拡散は、例えばSAWコンボルバやマッチドフィルタ等のS
AWデバイスを用いて行なわれる。
トラム拡散（SS）通信装置が使用されている。このよう
なスペクトラム拡散通信装置は、例えば、送信すべき情
報をFSK変調等、データ変調方式として公知の方式で一
次変調し、これをさらにPN（疑似雑音）コードを使用し
て広い周波数帯に拡散（すなわち拡散変調）して送信す
るもので、受信器側においては送信側のPNコードとイメ
ージ関係にあるイメージPNコードを使用して逆拡散等を
行なうことにより元の信号を得ることができる。この逆
拡散は、例えばSAWコンボルバやマッチドフィルタ等のS
AWデバイスを用いて行なわれる。
ところで、従来のスペクトラム拡散通信装置におい
て、ディジタルデータ伝送を行なう場合、データ１ビッ
ト当りの周期がPNコードの周期に対し非常に長いとき
は、第８図に示すように、いくつものSAWデバイス出
力（コンボリュ−ション出力）が得られるので、データ
の再生は容易である。しかしながら、データ速度が高速
になり、データ１ビット当りの周期（ビット長）がPNコ
ード周期に近付いて来ると、データ１ビット長に対する
コンボリューション出力数が少なくなって、データの再
生が困難になるという不都合があった。特に、データの
ビット長がPNコードの周期にほぼ等しくなると、第８図
の示すように、コンボリューション出力が得られない
場合があり、データの再生ができず、伝送エラーとな
る。 この発明は、上述した従来例の装置における問題点に
鑑みてなされたもので、より高速のデータ伝送を可能し
たスペクトラム拡散通信装置を提供することを目的とす
る。
て、ディジタルデータ伝送を行なう場合、データ１ビッ
ト当りの周期がPNコードの周期に対し非常に長いとき
は、第８図に示すように、いくつものSAWデバイス出
力（コンボリュ−ション出力）が得られるので、データ
の再生は容易である。しかしながら、データ速度が高速
になり、データ１ビット当りの周期（ビット長）がPNコ
ード周期に近付いて来ると、データ１ビット長に対する
コンボリューション出力数が少なくなって、データの再
生が困難になるという不都合があった。特に、データの
ビット長がPNコードの周期にほぼ等しくなると、第８図
の示すように、コンボリューション出力が得られない
場合があり、データの再生ができず、伝送エラーとな
る。 この発明は、上述した従来例の装置における問題点に
鑑みてなされたもので、より高速のデータ伝送を可能し
たスペクトラム拡散通信装置を提供することを目的とす
る。
上記の目的を達成するため、この発明では、ディジタ
ル送信データを先ず一次変調し、次いでこの一次変調信
号をスペクトラム拡散変調して送信する送信器と、該ス
ペクトラム拡散変調信号をSAWデバイスを用いて逆拡散
し、その逆拡散出力を非同期で検波し、その検波出力を
波形整形して前記データを再生する受信器とからなるス
ペクトラム拡散通信装置において、前記送信器に、前記
送信データとスペクトラム拡散変調のためのPNコードの
繰り返し周期とを同期させる同期手段を設けたことを特
徴としている。 前記一次変調としては、FSK変調等、ディジタルデー
タの変調方式として公知の方式を用いることができる。
また、前記非同期で検波する検波器としては、エンベロ
ーブ検波器を用いることができる。 前記同期の方法としては、前記PNコードに前記送信デ
ータを同期させてもよく、前記PNコードを前記送信デー
タに同期させてもよい。
ル送信データを先ず一次変調し、次いでこの一次変調信
号をスペクトラム拡散変調して送信する送信器と、該ス
ペクトラム拡散変調信号をSAWデバイスを用いて逆拡散
し、その逆拡散出力を非同期で検波し、その検波出力を
波形整形して前記データを再生する受信器とからなるス
ペクトラム拡散通信装置において、前記送信器に、前記
送信データとスペクトラム拡散変調のためのPNコードの
繰り返し周期とを同期させる同期手段を設けたことを特
徴としている。 前記一次変調としては、FSK変調等、ディジタルデー
タの変調方式として公知の方式を用いることができる。
また、前記非同期で検波する検波器としては、エンベロ
ーブ検波器を用いることができる。 前記同期の方法としては、前記PNコードに前記送信デ
ータを同期させてもよく、前記PNコードを前記送信デー
タに同期させてもよい。
【作用】 上記の構成によれば、PNコードと送信データとが同期
している。このため、送信されたPNコードと受信側のイ
メージPNコードとの相関性が高く、コンボリューション
出力等の再生用出力が安定に得られる。因に、PNコード
と送信データとを同期させない場合、PNコードの１周期
の途中で送信データが変化することによってPNコードも
変化するため、その１周期におけるPNコードとイメージ
PNコードとの相関性が低くなり、コンボリューション出
力等が得られないことがある。 したがって、PNコードと送信データとを同期させたこ
の発明のスペクトラム拡散通信装置によれば、データ１
ビット当りの周期がPNコードの周期にほぼ等しい高速の
データ伝送が可能となる。
している。このため、送信されたPNコードと受信側のイ
メージPNコードとの相関性が高く、コンボリューション
出力等の再生用出力が安定に得られる。因に、PNコード
と送信データとを同期させない場合、PNコードの１周期
の途中で送信データが変化することによってPNコードも
変化するため、その１周期におけるPNコードとイメージ
PNコードとの相関性が低くなり、コンボリューション出
力等が得られないことがある。 したがって、PNコードと送信データとを同期させたこ
の発明のスペクトラム拡散通信装置によれば、データ１
ビット当りの周期がPNコードの周期にほぼ等しい高速の
データ伝送が可能となる。
以下、図面によりこの発明の実施例を説明する。 第１図ＡおよびＢは、この発明の一実施例に係るスペ
クトラム拡散通信装置のそれぞれ送信器および受信機の
構成例を示す。 第１図Ａに示す送信器は、送話用のマイクロホン１、
A/D変換器３、FSK変調器（周波数偏移変調器）５、二重
平衡変調器７およびPNコード発生器９を有するSS変調部
（スペクトル拡散変調部）、フィルタ11、送信アンテナ
13、ならびにこの発明の特徴とする同期回路15を具備す
る。なお、送信信号が音声以外の信号またはデータであ
る場合は、マイク１あるいはマイク１およびA/D変換器
３に代えてそれぞれ適切な入力回路が使用される。 受信部は、第１図Ｂに示すように、受信アンテナ21、
フィルタ23、受信アンプ25、二重平衡変調器等によって
構成されるミキサー27および局部発振器29を有する周波
数変換部、中間周波増幅器31、SAWコンボルバ等により
構成されるSS復調部33、FSK信号増幅器35、検波器37、
波形整形器39、D/A変換器41、増幅器43、ならびにスピ
ーカ45を具備する。検波器37は、例えばダイオードおよ
びコンデンサによって構成され、SS復調部33において逆
拡散された信号（FSK信号）をエンべロープ検波するも
のである。 次に、以上のような構成を有するスペクトラム拡散通
信装置の動作を説明する。 先ず、第１図Ａの送信器において、マイクロホン１か
ら入力された音声信号はA/D変換器３に入力される。A/D
変換器３は、この音声信号を所定のサンプリングクロツ
ク（例えば周波数32kHz）に従ってサンプリングし、サ
ンプリングしたアナログ振幅値をディジタルデータ（例
えば16ビット）に変換し、このディジタルデータを所定
のデータ送出クロツク（例えば周波数512kHz）に従って
１ビットずつシリアルに出力する。すなわち、A/D変換
器３は、アナログ信号である前記音声信号をディジタル
データであるPCMデータに変換する。 FSK変調器５は、A/D変換器３からシリアルに出力され
る２値信号のレベルに応じて異なる周波数の信号を発生
する。第８図におけるFSK出力は、このようなFSK変調器
５として、前記２値信号が“H"レベルのとき1MHz、“L"
レベルのとき.2MHzの正弦波信号を発生する電圧制御形
の正弦波発生回路を用いた場合のFSK変調信号の例を示
す。 このようなFSK変調信号は次に二重平衡変調器７の一
方の入力端子に印加される。二重平衡変調器７の他方の
入力端子にはPNコード発生器９から所定のPNコード信号
が印加される。これにより、FSK変調器５の出力信号が
スペクトラム拡張（SS）変調され、フィルタ11により不
要帯域成分が除去された後、送信アンテナ23から送信さ
れる。送信信号は、一例として、中心周波数を285MHz、
拡散帯域幅を66MHzとした。また、PNコードのクロツク
は33MHzとした。 次に、第１図Ｂに示す受信器においては、上述のよう
にして送信された信号が受信アンテナ21で受信され、フ
ィルタ23および受信アンプ25を介して選択および増幅さ
れた後、ミキサー27の一方の入力端子に印加される。ま
た、局部発振器29から例えば85MHzの局発信号が生成さ
れてミキサー27の他方の入力端子に印加される。これに
より、中心周波数285MHzの受信信号は、中心周波数200M
Hzの中間周波信号に周波数変換される。このような中間
周波信号は、中間周波数増幅器31を介して増幅された
後、SS復調部33に入力される。 SS復調部33は、相関器および帯域フィルタとしての機
能を兼ね備えたSAWコンボルバが用いられており、前記
送信器側のPNコード発生器９によって発生されたPNコー
ドとイメージ関係にあるイメージPNコードと、前記中間
周波信号との相関を検出して第８図〜に示すような
コンボリューション出力を発生する。このコンボリュー
ション出力は、検波器37および波形整形器39を介して復
調および波形整形される。これにより、送信器から送信
されたPCMデータが受信データとして再生される。 この受信データ（PCMデータ）はD/A変換器41を介して
アナログ信号である音声信号に変換され、電力増幅器43
およびスピーカ45によって音声出力される。 なお、AGC回路47は、D/A変換器41から出力される音声
信号のレベルに応じて受信アンプ25,31,35の利得を制御
する。これにより、受信信号のレベルを一定にするため
のAGC動作が行なわれる。 以上は、従来技術とも共通の動作である。本実施例に
おいては、送信機に送信データとPNコードとを同期させ
るための周期回路15を設けたことを特徴としている。同
期回路15としては、送信データにPNコードを同期させる
ものと、送信データをPNコードに同期されるものとが考
えられる。 第２図は、送信データにPNコードを同期させる同期回
路の構成例（15a）を示す。同図において、FSK信号発生
器５およびPNコード発生器９は、第１図Ａに示したもの
と共通のものである。第２図の同期回路15aは、A/D変換
器３から送出されるデータのエッジ、すなわち立上がり
および立下がりを検出し、その検出出力をPNコード発生
器９のリセットおよび初期化信号として出力するエッジ
検出回路からなる。 第３図は、第２図の同期回路15aおよびPNコード発生
器９部分のより具体的な回路例を示す。第３図Ａにおい
て、DFF（ディレイドフリップブロップ）回路51および5
3はそれぞれデータ入力端子Ｄに印加されるレベルを、
クロック入力端子に印加されるクロック（ここでは、PN
コード発生用のPNコードクロック）の１クロック分の時
間だけ遅延して出力する。Ｑは非反転出力端子、は反
転出力端子である。送出データが“L"レベルから“H"レ
ベルへ立上がると、DFF51の出力Ｑはその直後のPNコー
ドクロックのタイミングで立上がるが、DFF53の出力Ｑ
はさらに次のPNコードクロックのタイミングが来てから
立上がる。アンドゲート55は、送出データが立上がった
後、最初のPNコードクロックのタイミングから第２のPN
コードクロックのタイミングまでの１クロックの間のDF
F51の出力Ｑが“H"レベルで、かつDFF53の出力Ｑが“L"
レベル（したがって、DFF53の反転出力は“H"レベ
ル）であるとき、“L"レベルの立ち上がり検出信号を出
力する。一方、送出データが“H"レベルから“L"レベル
へ立下がったときは、DFF51および53の出力Ｑが１クロ
ックずれて立下がる。ナンドゲート56は、DFF51の反転
出力およびDFF53の非反転出力Ｑがともに“H"レベル
であることに基づいて送出データの立ち下がりを検出
し、“L"レベルの検出信号を出力する。ナンドゲート55
および56の“L"レベル出力は、アンドゲート57を介した
後、PNコード発生器９のデータセレクタ93の初期データ
設定信号入力端子Ｘに印加される。また、前記アンドゲ
ート57の“L"レベル出力はインバータ59り再度反転さ
れ、“L"レベルとしてデータセレクタ93のPNコードリセ
ット信号入力端子Ｙに印加される。 このPNコード発生器９は、PNコードクロック入力端子
Ｚに印加されるPNコードクロックに従って第１段のデー
タ入力端子に印加されるデータを順次後段側へシフトす
る６段のシフトレジスタ91を用い、第１段の出力データ
と第６段の出力データとの排他的論理和（EXC−OR）出
力を前記第１段のデータ入力端子へ印加するようにした
もので、繰り返し周期が６段のPNコード発生器の最大繰
り返し周期である26−１＝63［クロック］周期のPNコー
ドを発生する。 PNコード発生器９のデータセレクタ93は、同期回路15
aのアンドゲート57の出力が“L"レベルであるとき、前
記シフトレジスタ91のシフト動作を禁止するとともに、
初期データ設定回路95の各スイッチで設定された初期デ
ータをシフトレジスタ91に設定する。 これにより、前記送出データのレベルを反転する都
度、PNコード発生器９は初期設定され、所定パターンの
PNコードの発生を開始する。すなわち、PNコード発生器
９は、送出データに同期するPNコードを発生する。第４
図は、送出データ、データ送出クロック、エッジ検出信
号（インバータゲート59の出力）および発生されるPNコ
ードのタイミング関係を示す。同図には、送出データの
エッジ（立上がりまたは立下がり、第４図の場合は立上
がり）を検出（Ａ点）してPNコードの初期値パターンを
セット（Ｃ点：初期値パターン点）すること、およびデ
ータ送出クロックの立上がりを検出（Ｂ点）してPNコー
ドの初期値パターンをセット（Ｃ点）することが示され
ている。 なお、送出データは必ずデータ送出クロックの立上が
りおよび立ち下がりのうちいずれか一方のタイミングで
送出される。したがって、前記送出データのエッジを検
出する代わりに、第２図中に点線で示すように、データ
送出クロックの立上がりまたは立ち下がり（データ送出
タイミング）を検出してPNコードを同期させるようにし
てもい。 第３図Ｂは、データ送出クロックの立上がりでデータ
を送出する場合のデータ送出クロックのエッジを検出す
る回路例（15b）を示す。第３図Ｂにおいて、第３図Ａ
と共通する部分には同一の符号を付して共通する説明は
省略する。 第３図Ｂにおいて、送出データは、“H"レベルおよび
“L"レベルのいずれもデータ送出クロックの立上がりで
出力される。したがって、エッジ検出は、データ送出ク
ロックの立上がりのみを検出すればよく、第３図Ａの回
路に対し、アンドゲート56および57を省略することがで
きる。 第５図は、送信データをPNコードに同期させる同期回
路の構成例（15c）を示す。同図において、FSK変調器５
およびPNコード発生器９は、第１図Ａおよび第２図に示
したものと共通のものである。第５図の同期回路15c
は、PNコード発生器９から送出されるPNコードの繰り返
しの基準点、例えば繰り返し周期の開始点（初期値パタ
ーン点）を検出し、その検出信号をデータ送出クロック
またはその同期化信号として出力するPNコード同期検出
回路からなる。 第６図は、第５図の同期回路15cおよびPNコード発生
器９部分のより具体的な回路例を示す。第６図におい
て、PNコード発生器９は第３図のものと同一構成のもの
である。同期回路15cにおいて、61は63進カウンタで、P
Nコードクロックを63個計数する都度、“H"レベルのキ
ャリア出力RCを発生する。この“H"レベルのキャリア出
力RCおよびこのキャリア出力を反転して得られる“L"レ
ベルの信号は、それぞれPNコード発生器９の初期データ
設定信号入力端子ＸおよびPNコードリセット信号入力端
子Ｙに印加される。また、PNコードクロックはPNコード
クロック入力端子Ｚに印加される。これにより、このPN
コード発生器９は、前記キャリア出力が発生するタイミ
ングで初期状態となるような繰り返し周期でPNコードを
発生する。 一方、63進カウンタ61の最上位ビットの出力QFはデー
タ送出クロック（またはサンプリングクロック）として
データ送出回路、例えばA/D変換器に供給される。すな
わち、63進カウンタ61は、計数値出力が「63」（QF＝
“H"）の状態でさらに１個のPNコードクロックが発生す
ると、計数値出力が「１」（QF＝“L"）になるととも
に、キャリア出力を発生し、このキャリア出力によっ
て、PNコード発生器９が初期化される。そして、さらの
31個のPNコードクロックが発生すると、63進カウンタ61
は、計数値出力が「32」になり、最上位ビットの出力が
QFが“H"レベルになる。データ送出回路においてはこの
“H"レベル信号をデータ送出クロックとしてデータ送出
が行なわれる。このように、データ送出はPNコードクロ
ックが63個発生する都度、すなわちPNコードの繰り返し
周期に同期して実行される。 第７図は、送出データ、データ送出クロック、エッジ
検出信号（インバータゲート63の出力）および発生され
るPNコードのタイミング関係を示す。同図に示すよう
に、PNコードクロックを分周（Ａ点）してPNコードの周
期を検出しデータ送出クロックを作成または同期（Ｂ
点）させてデータを送出（Ｃ点）させることにより、送
出データをPNコードに同期（Ｃ点）させることができ
る。 以上説明したように、PNコードと送信データとを同期
させることによって、データ速度が高速になりデータビ
ット長がPNコード周期に近付いたとしても、第８図に
示すように、安定したコンボルーション出力を得ること
ができ、安定したデータ伝送を行なうことができる。ま
た、低速度データ伝送の場合も、データ速度長（データ
ビット長）がPNコード周期のほぼ整数倍となり、データ
の再生がより容易になる（第８図参照）。
クトラム拡散通信装置のそれぞれ送信器および受信機の
構成例を示す。 第１図Ａに示す送信器は、送話用のマイクロホン１、
A/D変換器３、FSK変調器（周波数偏移変調器）５、二重
平衡変調器７およびPNコード発生器９を有するSS変調部
（スペクトル拡散変調部）、フィルタ11、送信アンテナ
13、ならびにこの発明の特徴とする同期回路15を具備す
る。なお、送信信号が音声以外の信号またはデータであ
る場合は、マイク１あるいはマイク１およびA/D変換器
３に代えてそれぞれ適切な入力回路が使用される。 受信部は、第１図Ｂに示すように、受信アンテナ21、
フィルタ23、受信アンプ25、二重平衡変調器等によって
構成されるミキサー27および局部発振器29を有する周波
数変換部、中間周波増幅器31、SAWコンボルバ等により
構成されるSS復調部33、FSK信号増幅器35、検波器37、
波形整形器39、D/A変換器41、増幅器43、ならびにスピ
ーカ45を具備する。検波器37は、例えばダイオードおよ
びコンデンサによって構成され、SS復調部33において逆
拡散された信号（FSK信号）をエンべロープ検波するも
のである。 次に、以上のような構成を有するスペクトラム拡散通
信装置の動作を説明する。 先ず、第１図Ａの送信器において、マイクロホン１か
ら入力された音声信号はA/D変換器３に入力される。A/D
変換器３は、この音声信号を所定のサンプリングクロツ
ク（例えば周波数32kHz）に従ってサンプリングし、サ
ンプリングしたアナログ振幅値をディジタルデータ（例
えば16ビット）に変換し、このディジタルデータを所定
のデータ送出クロツク（例えば周波数512kHz）に従って
１ビットずつシリアルに出力する。すなわち、A/D変換
器３は、アナログ信号である前記音声信号をディジタル
データであるPCMデータに変換する。 FSK変調器５は、A/D変換器３からシリアルに出力され
る２値信号のレベルに応じて異なる周波数の信号を発生
する。第８図におけるFSK出力は、このようなFSK変調器
５として、前記２値信号が“H"レベルのとき1MHz、“L"
レベルのとき.2MHzの正弦波信号を発生する電圧制御形
の正弦波発生回路を用いた場合のFSK変調信号の例を示
す。 このようなFSK変調信号は次に二重平衡変調器７の一
方の入力端子に印加される。二重平衡変調器７の他方の
入力端子にはPNコード発生器９から所定のPNコード信号
が印加される。これにより、FSK変調器５の出力信号が
スペクトラム拡張（SS）変調され、フィルタ11により不
要帯域成分が除去された後、送信アンテナ23から送信さ
れる。送信信号は、一例として、中心周波数を285MHz、
拡散帯域幅を66MHzとした。また、PNコードのクロツク
は33MHzとした。 次に、第１図Ｂに示す受信器においては、上述のよう
にして送信された信号が受信アンテナ21で受信され、フ
ィルタ23および受信アンプ25を介して選択および増幅さ
れた後、ミキサー27の一方の入力端子に印加される。ま
た、局部発振器29から例えば85MHzの局発信号が生成さ
れてミキサー27の他方の入力端子に印加される。これに
より、中心周波数285MHzの受信信号は、中心周波数200M
Hzの中間周波信号に周波数変換される。このような中間
周波信号は、中間周波数増幅器31を介して増幅された
後、SS復調部33に入力される。 SS復調部33は、相関器および帯域フィルタとしての機
能を兼ね備えたSAWコンボルバが用いられており、前記
送信器側のPNコード発生器９によって発生されたPNコー
ドとイメージ関係にあるイメージPNコードと、前記中間
周波信号との相関を検出して第８図〜に示すような
コンボリューション出力を発生する。このコンボリュー
ション出力は、検波器37および波形整形器39を介して復
調および波形整形される。これにより、送信器から送信
されたPCMデータが受信データとして再生される。 この受信データ（PCMデータ）はD/A変換器41を介して
アナログ信号である音声信号に変換され、電力増幅器43
およびスピーカ45によって音声出力される。 なお、AGC回路47は、D/A変換器41から出力される音声
信号のレベルに応じて受信アンプ25,31,35の利得を制御
する。これにより、受信信号のレベルを一定にするため
のAGC動作が行なわれる。 以上は、従来技術とも共通の動作である。本実施例に
おいては、送信機に送信データとPNコードとを同期させ
るための周期回路15を設けたことを特徴としている。同
期回路15としては、送信データにPNコードを同期させる
ものと、送信データをPNコードに同期されるものとが考
えられる。 第２図は、送信データにPNコードを同期させる同期回
路の構成例（15a）を示す。同図において、FSK信号発生
器５およびPNコード発生器９は、第１図Ａに示したもの
と共通のものである。第２図の同期回路15aは、A/D変換
器３から送出されるデータのエッジ、すなわち立上がり
および立下がりを検出し、その検出出力をPNコード発生
器９のリセットおよび初期化信号として出力するエッジ
検出回路からなる。 第３図は、第２図の同期回路15aおよびPNコード発生
器９部分のより具体的な回路例を示す。第３図Ａにおい
て、DFF（ディレイドフリップブロップ）回路51および5
3はそれぞれデータ入力端子Ｄに印加されるレベルを、
クロック入力端子に印加されるクロック（ここでは、PN
コード発生用のPNコードクロック）の１クロック分の時
間だけ遅延して出力する。Ｑは非反転出力端子、は反
転出力端子である。送出データが“L"レベルから“H"レ
ベルへ立上がると、DFF51の出力Ｑはその直後のPNコー
ドクロックのタイミングで立上がるが、DFF53の出力Ｑ
はさらに次のPNコードクロックのタイミングが来てから
立上がる。アンドゲート55は、送出データが立上がった
後、最初のPNコードクロックのタイミングから第２のPN
コードクロックのタイミングまでの１クロックの間のDF
F51の出力Ｑが“H"レベルで、かつDFF53の出力Ｑが“L"
レベル（したがって、DFF53の反転出力は“H"レベ
ル）であるとき、“L"レベルの立ち上がり検出信号を出
力する。一方、送出データが“H"レベルから“L"レベル
へ立下がったときは、DFF51および53の出力Ｑが１クロ
ックずれて立下がる。ナンドゲート56は、DFF51の反転
出力およびDFF53の非反転出力Ｑがともに“H"レベル
であることに基づいて送出データの立ち下がりを検出
し、“L"レベルの検出信号を出力する。ナンドゲート55
および56の“L"レベル出力は、アンドゲート57を介した
後、PNコード発生器９のデータセレクタ93の初期データ
設定信号入力端子Ｘに印加される。また、前記アンドゲ
ート57の“L"レベル出力はインバータ59り再度反転さ
れ、“L"レベルとしてデータセレクタ93のPNコードリセ
ット信号入力端子Ｙに印加される。 このPNコード発生器９は、PNコードクロック入力端子
Ｚに印加されるPNコードクロックに従って第１段のデー
タ入力端子に印加されるデータを順次後段側へシフトす
る６段のシフトレジスタ91を用い、第１段の出力データ
と第６段の出力データとの排他的論理和（EXC−OR）出
力を前記第１段のデータ入力端子へ印加するようにした
もので、繰り返し周期が６段のPNコード発生器の最大繰
り返し周期である26−１＝63［クロック］周期のPNコー
ドを発生する。 PNコード発生器９のデータセレクタ93は、同期回路15
aのアンドゲート57の出力が“L"レベルであるとき、前
記シフトレジスタ91のシフト動作を禁止するとともに、
初期データ設定回路95の各スイッチで設定された初期デ
ータをシフトレジスタ91に設定する。 これにより、前記送出データのレベルを反転する都
度、PNコード発生器９は初期設定され、所定パターンの
PNコードの発生を開始する。すなわち、PNコード発生器
９は、送出データに同期するPNコードを発生する。第４
図は、送出データ、データ送出クロック、エッジ検出信
号（インバータゲート59の出力）および発生されるPNコ
ードのタイミング関係を示す。同図には、送出データの
エッジ（立上がりまたは立下がり、第４図の場合は立上
がり）を検出（Ａ点）してPNコードの初期値パターンを
セット（Ｃ点：初期値パターン点）すること、およびデ
ータ送出クロックの立上がりを検出（Ｂ点）してPNコー
ドの初期値パターンをセット（Ｃ点）することが示され
ている。 なお、送出データは必ずデータ送出クロックの立上が
りおよび立ち下がりのうちいずれか一方のタイミングで
送出される。したがって、前記送出データのエッジを検
出する代わりに、第２図中に点線で示すように、データ
送出クロックの立上がりまたは立ち下がり（データ送出
タイミング）を検出してPNコードを同期させるようにし
てもい。 第３図Ｂは、データ送出クロックの立上がりでデータ
を送出する場合のデータ送出クロックのエッジを検出す
る回路例（15b）を示す。第３図Ｂにおいて、第３図Ａ
と共通する部分には同一の符号を付して共通する説明は
省略する。 第３図Ｂにおいて、送出データは、“H"レベルおよび
“L"レベルのいずれもデータ送出クロックの立上がりで
出力される。したがって、エッジ検出は、データ送出ク
ロックの立上がりのみを検出すればよく、第３図Ａの回
路に対し、アンドゲート56および57を省略することがで
きる。 第５図は、送信データをPNコードに同期させる同期回
路の構成例（15c）を示す。同図において、FSK変調器５
およびPNコード発生器９は、第１図Ａおよび第２図に示
したものと共通のものである。第５図の同期回路15c
は、PNコード発生器９から送出されるPNコードの繰り返
しの基準点、例えば繰り返し周期の開始点（初期値パタ
ーン点）を検出し、その検出信号をデータ送出クロック
またはその同期化信号として出力するPNコード同期検出
回路からなる。 第６図は、第５図の同期回路15cおよびPNコード発生
器９部分のより具体的な回路例を示す。第６図におい
て、PNコード発生器９は第３図のものと同一構成のもの
である。同期回路15cにおいて、61は63進カウンタで、P
Nコードクロックを63個計数する都度、“H"レベルのキ
ャリア出力RCを発生する。この“H"レベルのキャリア出
力RCおよびこのキャリア出力を反転して得られる“L"レ
ベルの信号は、それぞれPNコード発生器９の初期データ
設定信号入力端子ＸおよびPNコードリセット信号入力端
子Ｙに印加される。また、PNコードクロックはPNコード
クロック入力端子Ｚに印加される。これにより、このPN
コード発生器９は、前記キャリア出力が発生するタイミ
ングで初期状態となるような繰り返し周期でPNコードを
発生する。 一方、63進カウンタ61の最上位ビットの出力QFはデー
タ送出クロック（またはサンプリングクロック）として
データ送出回路、例えばA/D変換器に供給される。すな
わち、63進カウンタ61は、計数値出力が「63」（QF＝
“H"）の状態でさらに１個のPNコードクロックが発生す
ると、計数値出力が「１」（QF＝“L"）になるととも
に、キャリア出力を発生し、このキャリア出力によっ
て、PNコード発生器９が初期化される。そして、さらの
31個のPNコードクロックが発生すると、63進カウンタ61
は、計数値出力が「32」になり、最上位ビットの出力が
QFが“H"レベルになる。データ送出回路においてはこの
“H"レベル信号をデータ送出クロックとしてデータ送出
が行なわれる。このように、データ送出はPNコードクロ
ックが63個発生する都度、すなわちPNコードの繰り返し
周期に同期して実行される。 第７図は、送出データ、データ送出クロック、エッジ
検出信号（インバータゲート63の出力）および発生され
るPNコードのタイミング関係を示す。同図に示すよう
に、PNコードクロックを分周（Ａ点）してPNコードの周
期を検出しデータ送出クロックを作成または同期（Ｂ
点）させてデータを送出（Ｃ点）させることにより、送
出データをPNコードに同期（Ｃ点）させることができ
る。 以上説明したように、PNコードと送信データとを同期
させることによって、データ速度が高速になりデータビ
ット長がPNコード周期に近付いたとしても、第８図に
示すように、安定したコンボルーション出力を得ること
ができ、安定したデータ伝送を行なうことができる。ま
た、低速度データ伝送の場合も、データ速度長（データ
ビット長）がPNコード周期のほぼ整数倍となり、データ
の再生がより容易になる（第８図参照）。
第１図ＡおよびＢは、それぞれこの発明の一実施例に係
るスペクトラム拡散通信装置を構成する送信器および受
信器を示すブロック回路図、 第２図は、第１図Ａの送信器における同期回路の一例を
示すブロック回路図、 第３図ＡおよびＢは、それぞれ第２図の同期回路をより
具体的に表わした回路図、 第４図は、第２図および第３図Ａに示した回路における
各信号のタイミングチャート、 第５図は、第１図Ａの送信器における同期回路の他の例
を示すブロック回路図、 第６図は、第５図の同期回路をより具体的に表わした回
路図、 第７図は、第５図および第６図に示した回路おける各信
号のタイミングチャート、そして 第８図は、本発明および従来例のスペクトラム拡散通信
装置における各信号のタイミング関係を比較して示すタ
イミングチャートである。 1:マイクロホン 3:A/D変換器 5:FSK変調器 7,27:二重平衡変調器 9:PNコード発生器 11,23,23a:フィルタ 13:送信アンテナ 15,15a,15b,15c:同期回路 21:受信アンテナ 25,31,35,43:増幅器 29:局部発振器 33:相関器 37:検波器 39:波形整形器 41:D/A変換器 45:スピーカ 47:AGC回路
るスペクトラム拡散通信装置を構成する送信器および受
信器を示すブロック回路図、 第２図は、第１図Ａの送信器における同期回路の一例を
示すブロック回路図、 第３図ＡおよびＢは、それぞれ第２図の同期回路をより
具体的に表わした回路図、 第４図は、第２図および第３図Ａに示した回路における
各信号のタイミングチャート、 第５図は、第１図Ａの送信器における同期回路の他の例
を示すブロック回路図、 第６図は、第５図の同期回路をより具体的に表わした回
路図、 第７図は、第５図および第６図に示した回路おける各信
号のタイミングチャート、そして 第８図は、本発明および従来例のスペクトラム拡散通信
装置における各信号のタイミング関係を比較して示すタ
イミングチャートである。 1:マイクロホン 3:A/D変換器 5:FSK変調器 7,27:二重平衡変調器 9:PNコード発生器 11,23,23a:フィルタ 13:送信アンテナ 15,15a,15b,15c:同期回路 21:受信アンテナ 25,31,35,43:増幅器 29:局部発振器 33:相関器 37:検波器 39:波形整形器 41:D/A変換器 45:スピーカ 47:AGC回路
Claims (5)
- 【請求項１】ディジタル送信データを先ず一次変調し、
次いでこの一次変調信号をスペクトラム拡散変調して送
信する送信器と、該スペクトラム拡散変調信号をSAWデ
バイスを用いて逆拡散し、その逆拡散出力を非同期で検
波し、その検波出力を波形整形して前記データを再生す
る受信器とからなるスペクトラム拡散通信装置におい
て、 前記送信器に、前記送信データとスペクトラム拡散変調
のためのPNコードの繰り返し周期とを同期させる同期手
段を設けたことを特徴とするスペクトラム拡散通信装
置。 - 【請求項２】前記一次変調がFSK変調であり、前記非同
期検波がエンベロープ検波である請求項１記載のスペク
トラム拡散通信装置。 - 【請求項３】前記同期手段が、前記PNコードに前記送信
データを同期させるものである請求項１または２記載の
スペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項４】前記同期手段が、前記PNコードを前記送信
データに同期させるものである請求項１または２記載の
スペクトラム拡散通信装置。 - 【請求項５】前記送信データの１ビットとPNコードの繰
り返し周期とが1:1で対応している請求項１〜４のいず
れか１つに記載のスペクトラム拡散通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30247990A JP2775038B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | スペクトラム拡散通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30247990A JP2775038B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | スペクトラム拡散通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04176226A JPH04176226A (ja) | 1992-06-23 |
| JP2775038B2 true JP2775038B2 (ja) | 1998-07-09 |
Family
ID=17909449
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30247990A Expired - Lifetime JP2775038B2 (ja) | 1990-11-09 | 1990-11-09 | スペクトラム拡散通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2775038B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06224879A (ja) * | 1993-01-22 | 1994-08-12 | Mitsui Mining & Smelting Co Ltd | スペクトラム拡散通信用送信機および該送信機用ｌｓｉ |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS585056A (ja) * | 1981-07-02 | 1983-01-12 | Nec Corp | 拡散信号発生回路 |
| JPS60224345A (ja) * | 1984-04-23 | 1985-11-08 | Sony Corp | デ−タ伝送方式 |
| JPH01251833A (ja) * | 1988-03-31 | 1989-10-06 | Nec Corp | タイミング補償回路 |
-
1990
- 1990-11-09 JP JP30247990A patent/JP2775038B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04176226A (ja) | 1992-06-23 |
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