JP2770286B2

JP2770286B2 - 振動騒音制御装置

Info

Publication number: JP2770286B2
Application number: JP5086823A
Authority: JP
Inventors: 利彰小林; 英隆小沢
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 1993-03-22
Filing date: 1993-03-22
Publication date: 1998-06-25
Anticipated expiration: 2013-06-25
Also published as: JPH06274185A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は振動騒音制御装置、より
詳しくは回転体等から発する周期性又は擬似周期性を有
する振動騒音を能動的に制御し、これら振動騒音の低減
化を図ることができる振動騒音制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、適応型デジタルフィルタ(Adaptiv
e Digital Filter: 以下、「ＡＤＦ」という）を使用し
て振動騒音源から発生する振動騒音を減衰させ、該振動
騒音の低減化を図る能動的振動騒音制御装置の開発が各
方面で盛んに行なわれている。

【０００３】これら各種の能動的振動騒音制御装置のう
ち、自動車の車輌等から発生する周期性又は擬似周期性
を有する振動騒音の低減に好適した振動騒音制御装置と
して、パワープラントの駆動に関連性を有する所定のパ
ルス信号（トリガ信号）を適応制御回路に入力し、ＡＤ
Ｆからなる第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新し
て適応制御を行うことにより、振動騒音の低減化を図る
ようにした装置を本願出願人は既に提案している（特願
平４−８８０７５号）。

【０００４】しかしながら、上記振動騒音制御装置にお
いては、前記パルス信号が適応制御回路に直接入力され
るため複雑な積和演算が減少し、適応制御の収束性を或
る程度向上させることができるものの、前記パルス信号
（トリガ信号）の発生周期内に発生するサンプリングパ
ルスの発生個数がＡＤＦのタップ長となるため、前記パ
ルス信号（トリガ信号）のあらゆる発生周期に対応可能
なタップ長を有するＡＤＦが必要となる。また、振動騒
音周期によってはタップ長が長くなって積和演算に時間
を要する結果、適応制御の収束速度が低下するという欠
点があった。

【０００５】そこで、本願出願人はこのような欠点を解
消する方策として、振動騒音源の各構成部位に特有の振
動騒音周期に対し単一周期の正弦波を生成し、該正弦波
をＡＤＦに入力するようにした振動騒音制御装置を提案
している（特願平５−０３７４５８号）。

【０００６】該振動騒音制御装置においては、ＡＤＦと
して有限長インパルス応答（FiniteImpulse Response:
ＦＩＲ）形のタップ数が「２」のウィーナフィルタ（以
下、「Ｗフィルタ」という）を使用し、回転体の回転信
号を所定微小回転角度毎（例えば、３．６°毎）にパル
ス信号として検出している。そして、例えば、前記回転
体の１回転毎に一周期分の正弦波が生成され、該正弦波
が第１のフィルタ手段に入力されて適応制御が実行され
るため、ＡＤＦのタップ数は２タップでも可能となり、
積和演算に要する時間の短縮化を図ることができると考
えられる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、本願出
願人によるその後のシミュレーション結果により、上記
先行技術においては、上述の２タップからなるＷフィル
タを使用して適応制御を行った場合、１周期当たりのパ
ルス信号の発生数、すなわち分割信号の発生個数を過剰
に多くすると系の位相遅れを考慮したときに適応制御の
収束性が悪化するという問題点が新たに生じてきた。

【０００８】すなわち、Ｗフィルタは正弦波が入力され
ることにより、任意に位相・振幅を変化させることがで
き、入力信号Ｓ（ｎ）を離散表示すると数式（１′）の
ようになる。

【０００９】

【数１】ここで、便宜上、虚数部を示すＩｍを省略すると、入力
信号Ｓ（ｎ）は数式（２′）で示される。

【００１０】

【数２】ｎは離散時間信号である。またｋはｋ＝（２π／Ｎ）を
表し、Ｎは分割信号の発生個数を示す。さらに、入力信
号Ｓ（ｎ）に対して位相遅れφを有する入力信号Ｓ′
（ｎ）は数式（３′）で示される。

【００１１】

【数３】この入力信号Ｓ′（ｎ）がＷフィルタで適応制御されて
相殺されるのであるから、Ｗフィルタの第１のフィルタ
係数をＴ(1)、第２のフィルタ係数をＴ(2)とすると前記
入力信号Ｓ′（ｎ）は数式（４′）で表される。

【００１２】Ｓ′（ｎ）＝Ｔ(1)・Ｓ（ｎ）＋Ｔ(2)・Ｓ（ｎ−１）……（４′）したがって、数式（２′）及び数式（３′）を数式
（４′）に代入すると数式（５′）が得られ、さらに数
式（５′）から数式（６′）が導かれる。

【００１３】

【数４】

【００１４】

【数５】上記数式（６′）は、入力信号Ｓ（ｎ）に対し位相遅れ
φを有するときのＷフィルタの第１及び第２のフィルタ
係数Ｔ(1)、Ｔ(2)とｋ（＝（２π／Ｎ））との関係を示
している。そして、第１のフィルタ係数Ｔ(1)と第２フ
ィルタ係数Ｔ(2)により作成される制御信号の振幅条件
は、数式（７′）で示すように、Ｔ平面上で楕円軌跡を
形成し、また位相条件は、数式（８′）で示すように、
直線軌跡を形成する。

【００１５】（Ｔ(1) ＋Ｔ(2)cos K)²＋Ｔ(2)²sin²K ＝１……（７′） tan φ＝−Ｔ(2)sin K／（Ｔ(1) ＋Ｔ(2)cos K ）……（８′）したがって、第１及び第２のフィルタ係数Ｔ(1) 、Ｔ
(2) は、上記数式（７′）及び数式（８′）をＴ(1) 及
びＴ(2) について解くことにより得られ、数式（９′）
及び数式（１０′）に示すようになる。

【００１６】Ｔ(1) ＝cos φ＋（sin φ／tan ｋ）……（９′）Ｔ(2) ＝−（sin φ／sin ｋ） ……（１０′）ところで、分割信号の発生個数Ｎが極めて多いときはＮ
→∞と近似できるため、ｋはｋ→０と近似される。した
がって、位相遅れφが「０」でないとき、すなわち位相
遅れφが生じているときは、第１及び第２のフィルタ係
数Ｔ(1) 、Ｔ(2) が、数式（１１′）及び数式（１
２′）のようになる。

【００１７】０＜φ＜πのときは〔Ｔ(1) 、Ｔ(2) 〕＝〔＋∞、−∞〕 ……（１１′） −π＜φ＜０のときは〔Ｔ(1) 、Ｔ(2) 〕＝〔−∞、＋∞〕 ……（１２′）一方、数式（７′）及び数式（８′）でｋ→０と近似す
ると振幅条件は数式（１３′）となり、位相条件は数式
（１４′）となる。

【００１８】Ｔ(2) ＝±１−Ｔ(1) ……（１３′） φ＝０、±π ……（１４′）したがって、数式（１３′），（１４′）より第１のフ
ィルタ係数Ｔ(1) と第２のフィルタ係数Ｔ(2) との関係
を図示すると図１４に示すようになる。

【００１９】この図１４から明らかなように、０≦Ｔ
(1) ≦１ではＴ(2) ＝１−Ｔ(1) 上で位相遅れφは常に
「０」となり入力信号Ｓ（ｎ）は全く移相しない。ま
た、−１≦Ｔ(1) ≦０ではＴ(2) ＝−１−Ｔ(1) 上で位
相遅れφは常に「±π」となる。ところが、位相遅れφ
が「０」又は「±π」から少しでもずれて位相遅れが生
じると第１及び第２のフィルタ係数Ｔ(1)、Ｔ(2)は第２
象限又は第４象限上で無限大となり発散してしまうこと
となる。

【００２０】このことは、分割信号の発生個数Ｎが多く
なると少しの位相遅れが生じても第１及び第２のフィル
タ係数Ｔ(1) 、Ｔ(2) を収束させることが困難となるこ
とを意味する。

【００２１】つまり、自動車等の車輌を能動的に振動騒
音制御を行う場合等現実の系においては、適応制御回路
からエラーセンサに到達するまでの振動騒音伝達系に起
因した位相遅れφが生じるため、入力信号に対する位相
遅れφが必ず生じる。これに対して、上記本願出願人に
よる先行技術においては、エンジンの所定微小回転角度
毎に発生する多数のパルス信号に応じて所望の正弦波を
得ているため、分割信号の発生個数Ｎが非常に多く（例
えば、１００）、上述のような位相遅れφを考慮すると
その収束性が悪くなり、系を適応制御させることが困難
になるという問題点が新たに生じてきた。

【００２２】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであって、演算負荷を軽減してより短時間で収束さ
せることが可能な振動騒音制御装置を提供することを目
的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、周期性又は擬似周期性を有する振動騒音が
発生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対し、
該振動騒音源を制御する制御信号を出力する適応型デジ
タルフィルタを備えた第１のフィルタ手段と、前記制御
信号を駆動信号に変換する駆動信号生成手段と、該駆動
信号生成手段により発生する駆動信号と前記振動騒音源
からの振動騒音信号との誤差信号を検出する誤差信号検
出手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手
段との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達特性を表
現する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の
検出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照
信号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数に基づい
て前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィル
タ手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを
備えた振動騒音制御装置において、前記振動騒音源の構
成部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を前
記回転体の所定回転角度毎に検出する駆動周期信号検出
手段と、該駆動周期信号検出手段により検出された駆動
周期信号の発生周期間に複数個の分割信号を発生する分
割信号発生手段と、該分割信号発生手段により発生する
分割信号の発生タイミングに応じて単一周期の正弦波か
らなる基準信号を作成し該基準信号を前記第１のフィル
タ手段に入力する規準信号作成手段とを備え、前記第１
のフィルタ手段の適応型デジタルフィルタは、タップ数
が２タップで構成されると共に、前記分割信号発生手段
により発生する分割信号の発生個数Ｎが、３≦Ｎ≦７（但し、Ｎは実数）の範囲に設定されていることを特徴としている。

【００２４】また、好ましくは、前記分割信号発生手段
により発生する分割信号の発生個数Ｎが、「４」に設定
されていることを特徴としている。

【００２５】さらに、前記第１のフィルタ手段のフィル
タ係数の出力及び更新を行う一連の動作を支配するサン
プング周期を、前記回転体を制御する制御手段が有する
駆動周波数に基づいて作成するサンプリング周期作成手
段と、前記駆動周期信号検出手段により検出された駆動
周期信号の発生周期と前記サンプリング周期とに基づい
て適応型デジタルフィルタの遅延期間を決定する遅延期
間決定手段とを備え、前記パルス信号の発生周期が変動
したときは該発生周期の変動に応じて前記遅延期間を変
更する遅延期間変更手段を有すると共に、該遅延期間変
更手段により遅延期間が変更されたときは斯く変更され
た前記遅延期間に基づいて前記適応型デジタルフィルタ
のフィルタ係数を強制的に変更するフィルタ係数変更手
段を有していることを特徴とするのも好ましい。

【００２６】さらに、本発明は、上記振動騒音制御装置
に代えて、周期性又は擬似周期性を有する振動騒音が発
生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対し、該
振動騒音源を制御する制御信号を出力する適応型デジタ
ルフィルタを備えた第１のフィルタ手段と、前記制御信
号を駆動信号に変換する駆動信号生成手段と、該駆動信
号生成手段により発生する駆動信号と前記振動騒音源か
らの振動騒音信号との誤差信号を検出する誤差信号検出
手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手段
との間に形成される振動騒音伝達経路の伝達特性を表現
する第２のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検
出結果と前記第２のフィルタ手段から出力される参照信
号と前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数に基づいて
前記誤差信号が最小値となるように前記第１のフィルタ
手段のフィルタ係数を更新する制御信号更新手段とを備
えた振動騒音制御装置において、前記振動騒音源の構成
部位に特有の振動騒音周期に応じた駆動周期信号を前記
回転体の所定角度毎に検出する駆動周期信号検出手段
と、該駆動周期信号検出手段により検出された駆動周期
信号の発生周期を所定微小角度毎に分割する多数の分割
信号を発生する分割信号発生手段と、前記分割信号の発
生タイミングに応じた第１のフィルタ手段に出力するた
めの規準信号を記憶する規準信号記憶手段とを備え、前
記第１のフィルタ手段の適応型デジタルフィルタは、タ
ップ数が２タップで構成されると共に、前記基準信号記
憶手段が、前記振動騒音源の前記振動騒音周期に応じた
単一周期の正弦波を記憶する正弦波記憶手段と、該正弦
波記憶手段により記憶された正弦波に対し所定遅延周期
Ｍを有する遅延正弦波を記憶する遅延正弦波記憶手段と
を有し、かつ、前記所定遅延周期Ｍが、１／３≧Ｍ≧１／７（但し、Ｍは実数）の範囲に設定されていることを特徴とするのも、尚好ま
しい。

【００２７】さらに、好ましくは、前記所定遅延周期Ｍ
が、「１／４」に設定されていることを特徴としてい
る。

【００２８】また、前記第１のフィルタ手段のフィルタ
係数の出力及び更新を行う一連の動作を支配するサンプ
ング周期を、前記回転体を制御する制御手段が有する駆
動周波数に基づいて作成するサンプリング周期作成手段
を有していることを特徴とするのも好ましい。

【００２９】また、前記第１のフィルタ手段のフィルタ
係数の出力及び更新を行う一連の動作が、前記分割信号
の発生と同期して実行されることを特徴としてもよい。

【００３０】さらに、本発明は、前記第２のフィルタ手
段が、振動騒音伝達経路の位相・振幅伝達特性を記憶す
る伝達特性記憶手段からなり、前記分割信号発生手段に
より発生する分割信号の発生間隔に応じて前記伝達特性
記憶手段に記憶された位相・振幅伝達特性が読み出され
ることを特徴としている。

【００３１】

【作用】タップ数が「２」の適応型デジタルフィルタ
（ＡＤＦ）の振幅条件及び位相条件は、〔発明が解決し
ようとする課題〕の項で述べたように、夫々数式
（７′）及び数式（８′）で示される。

【００３２】（Ｔ(1) ＋Ｔ(2)cos K)²＋Ｔ(2)²sin²K ＝１……（７′） tan φ＝−Ｔ(2)sin K／（Ｔ(1) ＋Ｔ(2)cos K ）……（８′）ここで、ｋはｋ＝（２π／Ｎ）であり、Ｎは振動騒音周
期内において発生する分割信号の発生個数Ｎである。

【００３３】図１３は分割信号の発生個数Ｎと等振幅楕
円及び等位相直線（位相遅れφはφ＝０、±π／４、±
π／２、±π３／４、±π）との関係を示した図であ
る。横軸がＡＤＦの第１のフィルタ係数Ｔ(1)であり、
縦軸は第２のフィルタ係数Ｔ(2)である。また、図１３
（ａ）は前記発生個数Ｎが「４」、図１３（ｂ）は前記
発生個数Ｎが「８」、図１３（ｃ）は前記発生個数Ｎが
「１６」の場合を夫々示している。

【００３４】この図１３から明らかなように、等振幅楕
円の軌跡は発生個数Ｎが「４」のときは真円であるが、
発生個数Ｎが「４」以上となると第２象限及び第４象限
に長軸を有する楕円を形成し、しかも発生個数Ｎが多く
なればなる程長軸と短軸との比が大きくなる。また、図
示は省略するが発生個数Ｎが「４」以下となると第１象
限及び第３象限に長軸を有する楕円を形成する。

【００３５】一方、等位相直線の軌跡についても、位相
遅れφが「０」又は「±π」であって全く位相遅れφが
生じないときは等位相直線は常に第１のフィルタ係数Ｔ
(1)を示すＸ軸と一致するが、発生個数Ｎが「４」を境
界にしてそれ以上になると他の３個の等位相直線（φ＝
±π／４、±π／２、±π３／４）は前記第２象限及び
第４象限に形成された楕円の長軸に接近するため、［発
明が解決しようとする課題］で述べた理由から（図１４
参照）適応制御の収束性が困難となることが判る。ま
た、図示は省略するが発生個数Ｎが「４」以下となると
等位相直線は第１象限及び第３象限に形成された楕円の
長軸に接近するため、やはり適応制御の収束性が困難と
なる。すなわち、発生個数Ｎには最適範囲が存在する。

【００３６】すなわち、本願発明は上記構成に記したよ
うに、分割信号の発生個数Ｎを３≦Ｎ≦７（但し、Ｎは
実数）の範囲に設定しているので、位相遅れφが生じて
も短時間でフィルタ係数を収束させることができる。特
に発生個数Ｎが「４」のときは振幅軌跡が真円となり、
位相遅れφが生じたときの等位相直線も各第１〜第４象
限に平均的に形成されるため、最適制御が行われる。

【００３７】また、単一周期の正弦波と該正弦波に対し
所定遅延周期Ｍ（所定遅延周期Ｍは、１／３≧Ｍ≧１／
７（但し、Ｍは実数）（好ましくは、１／４））を有す
る遅延正弦波とを第１のフィルタ手段に入力した場合
も、上述と同様の作用を得ることができる。すなわち、
２タップからなる適応型デジタルフィルタのうちの一方
のタップが正弦波に基づいて出力された規準信号により
係数更新され、他のタップが遅延正弦波に基づいて出力
された規準信号により係数更新される。このように１周
期を微小分割すると共に、分割信号に応じて正弦波と所
定の遅延周期Ｍだけ遅延した遅延正弦波を同時に出力さ
せることにより、正弦波を４分割して得られた正弦波値
を出力させることと同一の作用を得ることができる。

【００３８】また、前記回転体を制御する制御手段が有
する駆動周波数に基づいてサンプング周期を作成するこ
とにより、固定のサンプリング周期で適応制御を実行す
ることができ、第１のフィルタ手段のフィルタ係数の出
力及び更新を行う一連の動作が分割信号の発生と同期し
て実行されることにより、可変のサンプリング周期で適
応制御を実行することができる。

【００３９】さらに、振動騒音伝達経路の伝達特性を伝
達特性記憶手段に記憶することにより、分割信号の発生
間隔に応じて前記伝達特性を読み出すことができる。

【００４０】

【実施例】以下、本発明に係る振動騒音制御装置を自動
車等の車輌に適用した場合について、その実施例を図面
に基づき詳説する。

【００４１】図１は、周期性または擬似周期性を有する
振動騒音を発する振動騒音源としてのエンジンの車体へ
の取付状態を示した図である。

【００４２】図中１は、例えば直列４気筒を有する車輌
駆動用パワープラントの４サイクルエンジン（以下、単
に「エンジン」という）であって、該エンジン１は、エ
ンジンマウント２と、前輪（駆動輪）４の懸架装置５
と、排気管６の支持体７とで車体８に支持されている。

【００４３】また、エンジンマウント２は、振動伝達特
性を変化させ得る電気機械変換手段としての適数個の自
己伸縮型エンジンマウント２ａと、前記振動伝達特性を
変化させ得ない適数個の通常のエンジンマウント２ｂと
から構成されている。

【００４４】前記自己伸縮型エンジンマウント２ａには
ボイスコイルモータ（ＶＣＭ）や圧電素子或いは磁歪素
子等のアクチュエータが内有され、エンジンの振動に応
じて電子マウントコントロールユニット（ＥＭＣＵ）
（図示せず）からの信号によりエンジンの振動を制御す
る。すなわち、自己伸縮型エンジンマウント２ａは、液
体が充填された液室を有し、振動源（エンジン１）側に
固定された弾性ゴムを介して振動源の振動が前記アクチ
ュエータにより車体８に伝達されるのを制御する。

【００４５】また、エンジン２ｂ近傍には振動エラーセ
ンサ９が配設されている。さらに、エンジン１の図示し
ないクランク軸に固着されたフライホイール近傍には、
磁気センサ等の回転検出センサが配設されている。

【００４６】図２は、本発明に係る振動騒音制御装置の
一実施例（第１の実施例）を示すシステム構成図であ
る。

【００４７】すなわち、該振動騒音制御装置は、フライ
ホイールの回転信号Ｘを検出する上記回転検出センサ１
０と、該回転検出センサ１０からの出力信号を波形整形
してエンジンの各構成部位に応じた振動騒音周期を示す
タイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂を生成する電子コントロ
ールユニット（以下、「ＥＣＵ」という）１１と、該Ｅ
ＣＵ１１から出力されるタイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂
をトリガ信号として適応制御を行う高速演算可能なＤＳ
Ｐ（Digital Signal Processor)１２と、該ＤＳＰ１２
から出力される制御信号Ｖ（デジタル信号）が通過する
振動騒音伝達系１３と、該振動騒音伝達系１３を通過し
た制御信号Ｖが駆動信号Ｚとして入力される前記振動エ
ラーセンサ９と、該振動エラーセンサ９から出力された
誤差信号（アナログ信号）εをデジタル信号に変換して
前記ＤＳＰ１２にフィードバックするＡ／Ｄコンバータ
１４とを主要部として構成されている。

【００４８】具体的には、回転検出センサ１０は、フラ
イホイールのリングギアを計数してそのパルス信号を検
出し、該パルス信号をＥＣＵ１１に供給する。尚、エン
ジン１の回転を検出する手段としては、上述のようなフ
ライホイールのリングギアを計数して検出する手段に限
定されるものではなくエンコーダ等によりクランク軸や
カム軸の回転信号を直接検出してもよいが、クランク軸
の回転を直接検出する場合はクランク軸の捩り振動等に
より回転変動が生じる虞があり、またカム軸の回転を直
接検出する場合においてもカム軸用プーリとクランク軸
用プーリとを連結させているタイミングベルトの伸び等
によりカム軸の回転が微小ながら変動する虞があるのに
対し、クランク軸に固着されているフライホイールは慣
性モーメントが大きく回転変動が少ないため、比較的簡
易且つ高精度で所望のサンプリング周波数を得ることが
できるという利点がある。

【００４９】しかして、ＤＳＰ１２は、エンジンの各構
成部位に特有の振動騒音周期に応じた適応制御が可能と
なるように複数種の適応制御回路（本実施例では、２種
類の適応制御回路１５₁、１５₂）が内蔵されている。さ
らに該適応制御回路１５₁、１５₂は、前記タイミングパ
ルス信号Ｙ₁、Ｙ₂の発生周期に基づいて基準信号Ｕ₁、
Ｕ₂を生成する基準信号作成回路１６₁、１６₂と、前記
基準信号Ｕ₁、Ｕ₂をフィルタリングするタップ数が
「２」のＦＩＲ形ＡＤＦとしてのＷフィルタ１７₁、１
７₂（第１のフィルタ手段）と、Ｗフィルタ１７₁、１７
₂のフィルタ係数を更新するための演算処理を行う適応
アルゴリズムとしてのＬＭＳ（Least Mean Square)処理
部１８₁、１８₂（制御信号更新手段）と、振動騒音伝達
系１３に起因して生じる伝達特性の位相振幅変化を補正
する伝達特性補正手段（以下、「Ｃフィルタ」という）
１９₁、１９₂（第２のフィルタ手段）とを備えている。
そして、ＤＳＰ１２は、第１及び第２の分周回路２
０₁、２０₂によりタイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂の発生
周期を４分周して生成された可変サンプリングパルスＰ
sr（分割信号）により駆動される。

【００５０】具体的には、前記基準信号作成回路１
６₁、１６₂は、振動騒音源である動弁系やクランク軸周
囲或いは燃焼室等エンジンの各構成部位に特有の振動騒
音特性に応じた正弦波値を生成し、該正弦波値をＷフィ
ルタ１７₁、１７₂に入力する。本実施例では、エンジン
の回転に同期して規則的な振動騒音特性が生じるピスト
ン系等の振動成分（１次振動成分）を制御するのに適し
た正弦波値としての基準信号Ｕ₁（１次基準信号）と、
燃焼状態に応じて不規則な振動騒音特性が生じる爆発圧
（加振力）の振動成分（２次振動成分）を制御するのに
適した正弦波値としての基準信号Ｕ₂（２次基準信号）
とが生成される。すなわち、前記規準信号作成回路１６
₁は、図３（ａ）（ｂ）に示すように、タイミングパル
ス信号Ｙ₁の発生周期内を第１の分周回路２０₁により４
分周して生成された可変サンプリングパルスＰsrが入力
される。そして、規準信号作成回路１６₁には可変サン
プリングパルスＰsrの入力信号に対応した正弦波値が予
め記憶されており、１次振動成分の１周期に相当するフ
ライホイールが１回転する毎に１周期分の正弦波値、す
なわち、４個のデジタル正弦波値が出力される。また、
前記規準信号作成回路１６₂についても略同様であり、
図３（ｃ）（ｄ）に示すように、タイミングパルス信号
Ｙ₂の発生周期を第２の分周回路２０₂により４分周して
生成された可変サンプリングパルスＰsrが入力される。
そして、２次振動成分の１周期に相当するフライホイー
ルの０．５回転毎に１周期分の正弦波値がデジタル出力
され、したがってフライホイールが１回転すると２周期
分の正弦波値、すなわち８個のデジタル正弦波値が出力
される。

【００５１】このように、上述の如く振動次数の概念を
導入し、振動次数成分を複数種に区分して適応制御を行
うことにより、より効果的な振動騒音の低減化を図るこ
とができる。すなわち、１次振動次数成分はクランク軸
の回転等規則的に発生する振動成分に関するものであ
り、かかる１次振動次数成分のみを個別に適応制御を行
うことにより、エンジンの回転等慣性力に起因して発生
する振動騒音を効率よく低減することができる。また、
クランク軸が２回転する間に１気筒当たり１回爆発行程
が実行されるので、４気筒エンジンの場合はクランク軸
が２回転する間に４回の爆発行程があり、したがって振
動次数が２次とは爆発圧に関する振動成分を示している
こととなる。そして、このように不規則な振動騒音特性
を有する爆発圧に関する２次振動次数成分を規則的な振
動騒音特性を有する１次振動次数成分と区分して適応制
御を行うことにより、振動騒音をより効果的に低減する
ことができる。

【００５２】しかして、振動騒音伝達系１３には、図２
に示すように、制御信号Ｖの有する所定高周波をエンジ
ン回転数に応じてフィルタリングする可変ローパスフィ
ルタ２１（遮断周波数Ｆｃ；Ｆｃ＝Ｆsr／２）と、該可
変ローパスフィルタ２１によりフィルタリングされた制
御信号Ｖ′をアナログ信号に変換するＤ／Ａコンバータ
２２と、該Ｄ／Ａコンバータ２２の出力信号（矩形信
号）を平滑化するための固定ローパスフィルタ２３（遮
断周波数Ｆｃ；Ｆｃ＝Ｆs／２）と、増幅器２４と、上
記した自己伸縮型エンジンマウント２ａとが配設されて
いる。そして、これら振動騒音伝達系１３、振動エラー
センサ９及びＡ／Ｄコンバータ１４は、第３の分周回路
２５によりＥＣＵ１１の駆動周波数（例えば、２０ＭＨ
ｚ）を分周して生成された固定サンプリング周波数（例
えば、１０ＫＨｚ）Ｆｓ（固定サンプリングパルスＰ
ｓ）により、その駆動が制御される。

【００５３】また、Ｃフィルタ１９は、図４に示すよう
に、タップ数が「２」の適応型デジタルフィルタ２８
（以下、「同定用フィルタ」という）のフィルタ係数Ｃ
(1)、Ｃ(2)をエンジン回転数に応じて発生する可変サン
プリングパルスＰsrに応じて予め同定し、斯く同定した
フィルタ係数Ｃ(1)、Ｃ(2)がテーブル化されて記憶され
ている。

【００５４】具体的には、エンジン回転数に応じて発生
する可変サンプリングパルスＰsrを同定用フィルタ２８
及び可変ローパスフィルタ２１に入力する。そして前記
同定用フィルタ２８からの出力信号は同定用可変ローパ
スフィルタ（遮断周波数Ｆｃ；Ｆｃ＝Ｆsr／２）２９で
所定の高域周波数が遮断されて加算器３０に入力され
る。すなわち、同定用可変ローパスフィルタ２１により
同定用フィルタ２８からの出力信号が有する高域周波数
が遮断されて所望の正弦波が得られ、該正弦波が加算器
３０に入力される。

【００５５】一方、振動騒音伝達系１３の伝達特性を同
定するために可変ローパスフィルタ２１とＤ／Ａコンバ
ータ２２との間には補償用可変ローパスフィルタ（遮断
周波数Ｆｃ；Ｆｃ＝Ｆsr／２）３１が介装されている。
これは、同定用フィルタ２８と加算器３０との間に上述
した同定用可変ローパスフィルタ２９を介装したため、
該同定用可変ローパスフィルタ２９の挿入による系の伝
達系を補償するために介装されている。そして、可変ロ
ーパスフィルタ２１からの出力信号は補償用可変ローパ
スフィルタ３１、Ｄ／Ａコンバータ２２、固定ローパス
フィルタ２３、増幅器２４及び自己伸縮型エンジンマウ
ント２ａを経て平滑化された正弦波が加算器３０に入力
される。そして、加算器３０からは自己伸縮型エンジン
マウント２ａからの出力信号と前記同定用可変ローパス
フィルタ２９からの出力信号とが相殺された相殺信号η
が出力され、ＬＭＳ処理部３２に入力されて相殺信号η
の自乗η ²が「０」となるように同定用フィルタのフィ
ルタ係数Ｃ(1)、Ｃ(2)が同定される。そして、可変ロー
パスフィルタ２１、同定用可変ローパスフィルタ２９及
び補償用可変ローパスフィルタ３１の夫々の遮断周波数
Ｆｃは、エンジン回転によって生じ得る各可変サンプリ
ング周波数Ｆsrに応じて更新されると共に、同定用フィ
ルタのフィルタ係数Ｃ(1)、Ｃ(2)も前記各可変サンプリ
ング周波数Ｆｓｒに応じて逐次更新され、これら各可変
サンプリング周波数Ｆsrに応じて同定されたフィルタ係
数Ｃ(1)、Ｃ(2)がテーブル化されてＣフィルタ１９に記
憶される。

【００５６】しかして、このように構成された振動騒音
制御装置においては、図２に示すように、回転検出セン
サ１０により検出された回転信号ＸがＥＣＵ１１が入力
され、該ＥＣＵ１１からはエンジンの各構成部位に特有
の振動騒音周期に応じたタイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂
が基準信号生成回路１６₁、１６₂及びＣフィルタ１
９₁、１９₂に入力される。一方、第１及び第２の分周回
路２０₁、２０₂では前記タイミングパルス信号Ｙ₁、Ｙ₂
の発生周期を４分周した可変サンプリングパルスＰsrが
前記回転検出センサ１０の検出タイミングに基づいて作
成され、該可変サンプリングパルスＰsrが規準信号作成
回路１６₁、１６₂に入力される。そして、可変サンプリ
ングパルスＰsrが基準信号作成回路１６₁、１６₂に入力
される毎に所定の正弦波値が順次出力される。すなわ
ち、基準信号作成回路１６₁からは１次振動次数成分の
制御に適した１次基準信号Ｕ₁が出力され、基準信号作
成回路１６₂からは２次振動次数成分の制御に適した２
次基準信号Ｕ₂が出力される。

【００５７】次いで、１次及び２次基準信号Ｕ₁、Ｕ
₂は、夫々のＷフィルタ１７₁、１７₂でフィルタリング
されて制御信号Ｖ₁、Ｖ₂として出力され、これら制御信
号Ｖ₁、Ｖ₂は加算器２６で加算され、該加算されて生成
された制御信号Ｖは、振動騒音伝達系１３により駆動信
号Ｚに変換されて振動エラーセンサ９に入力される。ま
た、振動騒音制御系１３は、第３の分周回路２５により
ＥＣＵ１１の駆動周波数（例えば、２０ＭＨｚ）を分周
して生成された固定サンプリングパルスＰsにより駆動
制御される。具体的には、制御信号Ｖは、まず可変サン
プリングパルスＰsrの発生周期（可変サンプリング周波
数τ（＝１／Ｆsr））に応じて更新される可変ローパス
フィルタ２１に入力される。すなわち、エンジン回転数
に基づいて生成される可変サンプリングパルスＰsrでデ
ジタル信号処理する場合は、系の特性上、制御対象とな
る信号以外の高調波周波数が発生するため、ローパスフ
ィルタで高域周波数を遮断する必要がある。しかしなが
ら、遮断周波数Ｆｃは通常帯域周波数の（１／２）程度
とされるため、エンジン回転数が例えば６００rpm（１
次振動次数の周波数換算で１０Ｈｚ）のときの遮断周波
数は２０Ｈｚであるのに対し、エンジン回転数が例えば
６０００rpmのときの遮断周波数は２００Ｈｚとなって
遮断したい周波数帯域が広く、遮断周波数を一定にする
ことができない。このため、エンジン回転数に応じて決
定される可変サンプリングパルスＰsrの発生周期（可変
サンプリング周波数τ）に応じて制御信号Ｖの遮断周波
数Ｆcが更新される。

【００５８】次いで、このように可変ローパスフィルタ
２１を通過した制御信号Ｖ′（デジタル信号）はＤ／Ａ
コンバータ２２でアナログ信号に変換された後、所定の
遮断周波数Ｆc（＝Ｆs／２）を有する固定ローパスフィ
ルタ２３で平滑化され、増幅器２４及び自己伸縮型エン
ジンマウント２ａを経て駆動信号Ｚとして振動エラーセ
ンサ９に入力される。

【００５９】一方、振動騒音源であるエンジン１からの
振動騒音信号Ｄも前記振動エラーセンサ９に入力され、
該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｚと前記振動騒音
信号Ｄが相殺されてその誤差信号εが該振動エラーセン
サ９から出力される。そして、該誤差信号（アナログ信
号）εはＡ／Ｄコンバータ１４でデジタル信号に変換さ
れ（誤差信号ε′）、ＬＭＳ処理部１８₁、１８₂に入力
される。そして、該ＬＭＳ処理部１８₁、１８₂では、上
述の如く予め同定されてＣフィルタ１９₁、１９₂に記憶
されている振動騒音伝達系１３の伝達特性、すなわち参
照信号Ｒ₁、Ｒ₂と誤差信号ε′と基準信号Ｕ₁、Ｕ₂とＷ
フィルタ１７₁、１７₂の現在のフィルタ係数とに基づい
てＷフィルタ１７₁、１７₂のフィルタ係数が更新され、
新たな制御信号Ｖ₁、Ｖ₂がＷフィルタ１７₁、１７₂から
出力され、振動騒音の適応制御が実行される。

【００６０】図５は上記第１の実施例の適応制御が開始
されてからの収束性を比較例（１周期当たりの可変サン
プリングパルスＰsr、すなわち分割信号の発生個数Ｎ：
１００）との比較において示したものであり、横軸が時
間〔sec]、縦軸が振幅を示す。図中、実線が第１の実施
例、破線が比較例である。振動騒音伝達系１３の位相遅
れφは時間換算で０．０５〔sec]である。図５（ｂ）は
適応制御を行っていない場合を示し、図５（ａ）は適応
制御が開始されてからの振幅の経時変化を示したもので
ある。

【００６１】この図５（ａ）から明らかなように、比較
例では適応制御が開始されてから０．２秒程度で或る程
度振幅が減衰するものの、０．２秒経過後は波形が減衰
しなくなるのに対し、本第１の実施例においては、０．
２秒経過後もさらに急激に減衰し、０．６秒経過後には
振幅は殆ど「０」となり、比較例に比べ高収束性を有し
ているのが判る。

【００６２】このように上記振動騒音制御装置において
は、基準信号作成回路１６から出力される基準信号Ｕは
制御対象である振動次数成分の１周期分の振動騒音に対
して４分割した正弦波値で構成されているので、位相遅
れφによる収束性の悪化を回避することができる。

【００６３】図６は第２の実施例の振動騒音制御装置の
概略を示したシステム構成図であって、本第２の実施例
はＷフィルタ１７₁、１７₂のフィルタ係数の更新及び出
力を行う一連の動作が固定のサンプリング周波数Ｆｓに
より支配されている。

【００６４】すなわち、本第２の実施例においては、Ｅ
ＣＵ１１の駆動周波数（例えば、２０ＭＨｚ）を分周回
路３３で分周されて生成された固定サンプリングパルス
Ｐｓ（サンプリング周波数Ｆｓは例えば１ＫＨｚ）に基
づいて適応制御される。

【００６５】具体的には、上記第１の実施例と同様、回
転検出センサ１０により検出された回転信号ＸがＥＣＵ
１１に入力され、該ＥＣＵ１１からはエンジンの各構成
部位に特有の振動騒音周期に応じたタイミングパルス信
号Ｙ₁、Ｙ₂が基準信号作成回路１６₁、１６₂及びＣフィ
ルタ１９₁、１９₂に入力される。一方、ＥＣＵ１１の駆
動周波数（例えば、２０ＭＨｚ）は、分周回路３３で分
周されて固定サンプリングパルスＰｓを作成し、該固定
サンプリングパルスＰｓが基準信号作成回路１６₁、１
６₂及びＣフィルタ１９₁、１９₂に入力される。

【００６６】規準信号作成回路１６₁，１６₂ではタイミ
ングパルス信号Ｙの発生周期に応じてＷフィルタ１
７₁，１７₂の第１のフィルタ係数Ｔ(1)と第２のフィル
タ係数Ｔ(2)との遅延期間を示すＷフィルタ１７₁，１７
₂の次数ｍを算出する。例えば、タイミングパルス信号
Ｙの発生周波数Ｆが１０Ｈｚのときにサンプリング周波
数１ＫＨｚで適応制御を行うときは、タイミングパルス
信号Ｙの発生周期の間に１００個のサンプリングパルス
Ｐｓが検出される。したがって、このときは所望の正弦
波値を利用して２タップのＷフィルタ１７で処理するた
めにＷフィルタの遅延期間、すなわちＷフィルタ１７の
次数ｍは「２５」に設定される。また、タイミングパル
ス信号Ｙの発生周波数Ｆが５０Ｈｚのときにサンプリン
グ周波数１ＫＨｚで適応制御を行うときは、タイミング
パルス信号Ｙの発生周期の間に２０個のサンプリングパ
ルスＰｓが検出される。したがって、このときは２タッ
プのＷフィルタ１７で処理するためにＷフィルタ１７の
遅延期間、すなわちＷフィルタ１７の次数ｍは「５」に
設定される。このように基準信号作成回路１６₁、１６₂
では、２タップのＷフィルタ１７で処理するための次数
ｍがタイミングパルス信号Ｙの発生周波数Ｆに応じて適
宜算出される。

【００６７】次いで、１次及び２次基準信号Ｕ₁、Ｕ
₂は、夫々のＷフィルタ１７₁、１７₂でフィルタリング
されて制御信号Ｖ₁、Ｖ₂が出力され、これら制御信号Ｖ
₁、Ｖ₂は加算器２６で加算され、該加算されて生成され
た制御信号Ｖは、Ｄ／Ａコンバータ２２でアナログ信号
に変換された後、固定ローパスフィルタ２３、増幅器２
４及び自己伸縮型エンジンマウント２ａを経て駆動信号
Ｚに変換され、振動エラーセンサ９に入力される。

【００６８】一方、振動騒音源であるエンジン１からの
振動騒音信号Ｄも前記振動エラーセンサ９に入力され、
該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｚと前記振動騒音
信号Ｄが相殺されてその誤差信号εが該振動エラーセン
サ９から出力される。そして、該誤差信号（アナログ信
号）εはＡ／Ｄコンバータ１４でデジタル信号に変換さ
れ（誤差信号ε′）、ＬＭＳ処理部１８₁、１８₂に入力
される。そして、該ＬＭＳ処理部１８₁、１８₂では、上
述の第１の実施例と同様、予め同定されてＣフィルタ１
９₁、１９₂に記憶されている振動騒音伝達系１３の伝達
特性、すなわち参照信号Ｒ₁、Ｒ₂と誤差信号ε′と基準
信号Ｕ₁、Ｕ₂とＷフィルタ１７₁、１７₂の現在のフィル
タ係数とに基づいてＷフィルタ１７₁、１７₂のフィルタ
係数が更新され、新たな制御信号Ｖ₁、Ｖ₂がＷフィルタ
１７₁、１７₂から出力され、振動騒音の適応制御が実行
される。

【００６９】しかして、上述の如く固定サンプリングパ
ルスＰｓの発生に同期してＬＭＳ処理部１８₁、１８₂が
駆動しＷフィルタ１７₁、１７₂の第１のフィルタ係数Ｔ
(1)及び第２のフィルタ係数Ｔ(2)の係数更新が逐次なさ
れるが、エンジン回転数が急変してＷフィルタ１７₁、
１７₂の次数ｍが変更されたときにＷフィルタ１７₁、１
７₂のフィルタ係数更新が前回更新値に基づいて更新さ
れると制御信号Ｖ₁、Ｖ₂に不連続部が生じ、振動騒音の
低減化に支障を来す虞がある。そこで、本実施例では、
エンジン回転数が急変してＷフィルタ１７₁、１７₂の次
数ｍが変更されたときは制御信号Ｖ₁、Ｖ₂に不連続部が
生じないようにＷフィルタ１７のフィルタ係数を強制的
に変更している。以下、斯かるＷフィルタ１７のフィル
タ係数Ｔ(1)、Ｔ(2)の設定手順について詳述する。

【００７０】図７はフィルタ係数の変更手順を示すフロ
ーチャートであって、本プログラムはタイミングパルス
の発生と同期してＤＳＰ１２内で実行される。

【００７１】まず、ステップＳ１では回転検出センサ１
０によりエンジンの回転を検出し、タイミングパルスＹ
の発生周波数Ｆを算出する。

【００７２】次いで、Ｆテーブルを検索し、発生周波数
Ｆに応じたＷフィルタ１７の次数ｍを算出する（ステッ
プＳ２）。Ｆテーブルは、具体的には図８に示すよう
に、発生周波数Ｆ₀、Ｆ₁、Ｆ₂、……、Ｆｎ−１、Ｆｎ
の所定範囲に対してテーブル値ｍ(０)、ｍ(１)、……ｍ
(ｎ)が与えられており、Ｗフィルタ１７の次数ｍは該Ｆ
テーブルを検索することにより読み出される。

【００７３】次に、ステップＳ３に進み、今回タイミン
グパルス発生時のＷフィルタ１７の次数ｍ（ｎ）が前回
タイミングパルス発生時のＷフィルタ１７の次数ｍ(ｎ
−１）と異なるか否かを判別し、前回の次数ｍ（ｎ）と
今回の次数ｍ（ｎ−１）が等しいときはそのまま本プロ
グラムを終了する一方、前回の次数ｍ（ｎ）と今回の次
数ｍ（ｎ−１）が異なるときはステップＳ４に進んでフ
ィルタ係数Ｔ(1)、Ｔ(2)を変更し、本プログラムを終了
する。

【００７４】すなわち、Ｗフィルタのフィルタ係数Ｔ
(1)、Ｔ(2)と規準信号Ｕ₁、Ｕ₂とを積和して得られる制
御信号Ｙは、数式（１）で与えられる。

【００７５】

【数６】したがって、Ｗフィルタ１７による位相・振幅の変化
は、数式（２）で示されることとなる。

【００７６】

【数７】上記数式（２）が現在の位相・振幅を表しているものと
すると、前回タイミングパルス発生時の位相・振幅は数
式（３）で示すことができる。

【００７７】

【数８】Ｗフィルタ１７の次数が前回値ｍ′から今回値ｍに変更
された場合、数式（２）と数式（３）とは恒等的に等し
くなければならず、したがって数式（４）及び数式
（５）が成立する。

【００７８】

【数９】

【００７９】

【数１０】したがって、数式（４）及び数式（５）からＷフィルタ
１７のフィルタ係数Ｔ(1)、Ｔ(2)は、数式（６）及び数
式（７）のようになる。

【００８０】

【数１１】

【００８１】

【数１２】このようにして、固定サンプリングの場合にエンジン回
転数が変動してＷフィルタ１７の次数がｍ′からｍに変
更されても所望のフィルタ係数Ｔ(1)、Ｔ(2)が得られ、
制御信号Ｖに不連続性が生じるのを回避することができ
る。

【００８２】尚、上記フィルタ係数Ｔ（１），Ｔ（２）
の算出において、三角関係の演算はその演算負荷が大き
いので、（２π（Ｆ／Ｆｓ）ｍ）や（２π（Ｆ／Ｆｓ）
ｍ′）等の変数を例えば０．５°毎に区切ると共に前記
変数に対応する関数値が格納されたsinテーブルやtanテ
ーブル等の三角関数テーブルを記憶手段に記憶してお
き、必要に応じてこれら三角関数テーブルから所望の関
数値を読み出し、或いは補間法により算出するのも好ま
しい。

【００８３】また、上記実施例では分割信号の発生個数
を「４」の場合について説明したが、Ｎ＝４の場合に比
べ制御性は若干劣るものの、３≦Ｎ≦７（Ｎは実数）で
あれば等振幅楕円の長軸と短軸との比がそれほど大きく
はならず良好な収束性が得られるため、充分に所期の効
果を奏することができる。

【００８４】図９は振動騒音制御装置の第３の実施例を
示すシステム構成図であって、適応制御回路３４₁、３
４₂は、エンジン１の所定微小回転角度毎に発生する可
変サンプリングパルスＰsr（分割信号）が供給されると
共に該可変サンプリングパルスＰsrに応じた規準信号Ｕ
₁、Ｕ₂及び基本参照信号Ｒ₁′、Ｒ₂′を出力する規準信
号記憶手段（以下、「Ｒテーブル」という）３５₁、３
５₂と、振動騒音伝達系１３の位相振幅特性を記憶する
位相振幅特性記憶手段（以下、「Ｃテーブル」という）
３６₁、３６₂と、Ｒテーブル３５₁、３５₂から出力され
る基本参照信号Ｒ₁′、Ｒ₂′の振幅を所定のゲイン変数
で増幅する増幅器３８₁、３８₂と、Ｗフィルタ３７₁、
３７₂のフィルタ係数を更新するための演算処理を行う
ＬＭＳ処理部３９₁、３９₂とを備えている。

【００８５】具体的には、図１０に示すように、Ｒテー
ブル３５には単一周期の正弦波と該正弦波に対しπ／２
の位相遅れを有する遅延正弦波が可変サンプリングパル
スＰｓｒの発生タイミングに対応する微小角度毎に、例
えば３．６°毎にデジタル的に記憶されている。そし
て、例えば、エンジンの１次振動成分を制御対象とする
場合は１次振動成分の１周期に相当するフライホイール
が１回転する間に０番地、１番地、……、９９番地の順
で等間隔で１００個の可変サンプリングパルスＰｓｒが
入力され、該可変サンプリングパルスＰｓｒの入力タイ
ミングを読み出しポインタとして該可変サンプリングパ
ルスＰｓｒに対応した正弦値、及び遅延正弦値が出力さ
れる。

【００８６】また、Ｃテーブル３６は、図１１に示すよ
うに、規準信号Ｕに対する位相遅れφを示すシフト量Δ
Ｐが記憶されたΔＰテーブル４０と、Ｒテーブル３５か
ら出力される基本参照信号Ｒ′のゲイン変数Δａが記憶
されたΔａテーブル４１とが格納されている。すなわ
ち、可変サンプリングパルスＰｓｒの入力に応じて決定
される正弦波及び遅延正弦波の読み出しポインタ（図
中、矢印Ａで示す）に応じたシフト量ΔＰ及びゲイン変
数Δａが予め系に応じて同定されており、該Ｃテーブル
３６を検索することにより読み出しポインタに対応した
位相遅れΔＰ及びゲイン変数Δａが読み出される。

【００８７】すなわち、基準信号Ｕ₁を正弦波及び基準
信号Ｕ₂を遅延正弦波としたことによって、可変サンプ
リングパルスＰｓｒの発生タイミングに対応する読み出
しポインタＡの位相振幅情報（シフト量ΔＰ及びゲイン
量Δａ）はＣテーブル３６を検索することにより決定さ
れる。したがって、複雑な演算処理を要することなく、
可変サンプリングパルスＰｓｒが入力される毎に、Ｒテ
ーブル３５及びＣテーブル３６の検索を介して可変サン
プリングパルスＰｓｒの発生タイミングに応じた一組の
正弦値Ｕ（１）、遅延正弦値（２）、参照信号Ｒ
（１），Ｒ（２）が一義的に決定される。

【００８８】このように構成された振動騒音制御装置に
おいては、前記可変サンプリングパルスＰｓｒがＥＣＵ
５０からＲテーブル３５及びＣテーブル３６に入力され
る。そして、可変サンプリングパルスＰｓｒの入力に同
期して読み出しポインタ（図中、矢印Ａで示す）に相当
する正弦値及び遅延正弦値を読み出し、該正弦波値及び
遅延正弦波値を規準信号Ｕ（１）、Ｕ（２）としてＷフ
ィルタ３７に入力する。一方、Ｃテーブル３６において
は、可変サンプリングパルスＰｓｒが入力される毎に、
対応する読み出しポインタのシフト量ΔＰ及びゲイン変
数Δａを読み出す。そして、シフト量ΔＰは、Ｒテーブ
ル３５に入力され、該シフト量ΔＰだけシフトした正弦
値及び遅延正弦値を基本参照信号Ｒ′（１）及びＲ′
（２）としてＲテーブル３５から出力し、増幅器３８に
供給する。そして、増幅器３８ではゲイン変数Δａによ
り基本参照信号Ｒ（１）及びＲ（２）の振幅を増幅して
参照信号Ｒ（１）及びＲ（２）を作成し、ＬＭＳ処理部
３９に入力する。

【００８９】次いで、ＬＭＳ処理部３９では、数式
（８）及び数式（９）に基づいてＷフィルタ３７の第１
及び第２のフィルタ係数Ｔ（１），Ｔ（２）についてそ
の係数更新を行う。

【００９０】

【数１３】

【００９１】

【数１４】ここで、Ｔ（１）(i＋１)及びＴ（２）(i＋１)は第１及
び第２のフィルタ係数Ｔ（１），Ｔ（２）の新たなフィ
ルタ係数値、Ｔ（１）(i)及びＴ（２）(i)は第１及び第
２のフィルタ係数Ｔ（１），Ｔ（２）の現在のフィルタ
係数値である。μは毎回の係数更新補正量を規制するス
テップサイズパラメータであって、制御対象に応じた所
定値に予め設定されている。

【００９２】次いで、Ｗフィルタ３７の係数更新部４２
でＷフィルタのフィルタ係数更新を実行し、乗算部４３
で斯く決定された今回のフィルタ係数Ｔ（１），Ｔ
（２）と規準信号Ｕ（１）及びＵ（２）とを乗算し、制
御信号Ｖを出力する。

【００９３】そして、制御信号Ｖは、図９に示すよう
に、ＥＣＵ１１から出力される可変サンプリングパルス
（Ｐｓｒ）をトリガとしてＤ／Ａコンバータ２２でサン
プリングされてアナログ信号に変換され、次いでローパ
スフィルタ２３、増幅器２４及び自己伸縮型エンジンマ
ウント２ａを経て振動エラーセンサ９に駆動信号Ｚとし
て入力される。一方、振動騒音源であるエンジン１から
の振動騒音信号Ｄが前記振動エラーセンサ９に入力さ
れ、該振動エラーセンサ９で前記駆動信号Ｚと前記振動
騒音信号Ｄが相殺され、その誤差信号εが該振動エラー
センサ９から出力される。そして、前記誤差信号εはＤ
／Ａコンバータ２４と同様、ＥＣＵ１１から出力される
前記可変サンプリングパルスＰｓｒをトリガとしてＡ／
Ｄコンバータ１９でサンプリングされ、ＬＭＳ処理部３
９₁、３９₂に入力され、上述した第１及び第２の実施例
と同様、Ｗフィルタ３７のフィルタ係数更新が実行され
る。

【００９４】このように上記第３の実施例においては、
正弦波と該正弦波に対してπ／２の位相遅れを有する遅
延正弦波は同時に出力しているので、正弦波と該正弦波
に対して１／４周期遅延させた余弦波が出力されること
となり、上記第１及び第２の実施例において分割信号の
発生個数を「４」としたのと略同様の結果が得られるこ
ととなる。

【００９５】また、基準信号Ｕが正弦波であることから
系の伝達特性に関する高次の周波数特性やタップ長の長
いフィルタは必要なく、したがって多くの記憶素子を使
用して系の伝達特性を予め記憶しておく必要もなく、予
め同定された系の伝達特性を記憶し、エンジン回転数等
に応じて適宜読み出すことにより、位相及び振幅を補正
することができ、装置の簡素化を図ることができると共
に収束速度の向上を図ることができる。

【００９６】図１２は上記第３の実施例の適応制御が開
始されてからの収束性を第１の実施例との比較において
示したものであり、横軸が時間［sec］、縦軸が振幅を
示す。図中、二点鎖線が第３の実施例、実線が第１の実
施例である。振幅騒音伝達系１３の位相遅れφは時間換
算で０．０５［sec］である。図１２（ｂ）は適応制御
を行っていない場合を示し、図１２（ａ）は適応制御が
開始されてからの振幅の経時変化を示したものである。

【００９７】この図１２（ａ）から明らかなように、第
３の実施例においては、第１の実施例よりもさらに高収
束性を有することが判る。これは、第１の実施例が振動
騒音周期の１周期を単に４分割して読み出された正弦波
値に基づいて基準信号を生成しているのに対し、第３の
実施例では振動騒音周期の１周期を１００分割した正弦
波値及び遅延正弦波値を逐次読み出して基準信号を生成
しているため、より極細かい制御を行うことができるか
らであると思われる。

【００９８】また、上記第３の実施例では、所定遅延周
期Ｍを１／４に設定しているが、１／３≧Ｍ≧１／７
（Ｍは実数）の範囲であれば上記第１及び第２の実施例
のところで述べた理由と同様の理由から充分所期の効果
を奏することができる。

【００９９】また、上記第３の実施例ではサンプリング
周波数を可変にしているが、第２の実施例と同様、ＥＣ
Ｕ５０の駆動周波数（例えば、２０ＭＨｚ）を分周した
所定周波数をサンプリング周波数としても同様に適応制
御を実行することができる。この場合、タイミングパル
ス信号Ｙの発生周期はエンジン回転数に応じて変動する
ため、タイミングパルス信号Ｙの発生周期に比べサンプ
リングパルスの発生周期が短いときは同一の正弦波値、
シフト量ΔＰ及びゲイン変数Δａを何回か読み出すこと
により、可変サンプリングで正弦波値やシフト量さらに
はゲイン変数を得る場合と同様の処理を行うことができ
る。

【０１００】尚、本発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、要旨を逸脱しない範囲で変更可能なことはい
うまでもない。例えば、上記実施例においては、電気機
械変換手段としてアクチュエータが内蔵された自己伸縮
型エンジンマウントを使用しているが、スピーカ等で騒
音制御する場合にも同様に適用することができるのはい
うまでもない。また、上記実施例では１次振動次数及び
２次振動次数の２個の振動次数を制御対象として適応制
御しているが、３個以上の振動次数を制御対象としても
同様に収束性の良好な適応制御を実行することができる
のはいうまでもない。

【０１０１】

【発明の効果】以上詳述した本発明は、本発明は、周期
性又は擬似周期性を有する振動騒音が発生する少なくと
も回転体を有する振動騒音源に対し、該振動騒音源を制
御する制御信号を出力する適応型デジタルフィルタを備
えた第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に
変換する駆動信号生成手段と、該駆動信号生成手段によ
り発生する駆動信号と前記振動騒音源からの振動騒音信
号との誤差信号を検出する誤差信号検出手段と、前記駆
動信号生成手段と前記誤差信号検出手段との間に形成さ
れる振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２のフィ
ルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第
２のフィルタ手段から出力される参照信号と前記第１の
フィルタ手段のフィルタ係数に基づいて前記誤差信号が
最小値となるように前記第１のフィルタ手段のフィルタ
係数を更新する制御信号更新手段とを備えた振動騒音制
御装置において、前記振動騒音源の構成部位に特有の振
動騒音周期に応じた駆動周期信号を前記回転体の所定回
転角度毎に検出する駆動周期信号検出手段と、該駆動周
期信号検出手段により検出された駆動周期信号の発生周
期間に複数個の分割信号を発生する分割信号発生手段
と、該分割信号発生手段により発生する分割信号の発生
タイミングに応じて単一周期の正弦波からなる基準信号
を作成し該基準信号を前記第１のフィルタ手段に入力す
る規準信号作成手段とを備え、前記第１のフィルタ手段
の適応型デジタルフィルタは、タップ数が２タップで構
成されると共に、前記分割信号発生手段により発生する
分割信号の発生個数Ｎが、３≦Ｎ≦７（但し、Ｎは実数）の範囲（好ましくは、Ｎ＝４）設定されているので、振
動騒音伝達系に起因する位相遅れφが生じる場合でも、
発散することなく短時間でフィルタ係数を収束させるこ
とができ、所望の振動騒音低減化を図ることができる。

【０１０２】さらに、前記第１のフィルタ手段のフィル
タ係数の出力及び更新を行う一連の動作を支配するサン
プング周期を、前記回転体を制御する制御手段が有する
駆動周波数に基づいて作成するサンプリング周期作成手
段と、前記駆動周期信号検出手段により検出された駆動
周期信号の発生周期と前記サンプリング周期とに基づい
て適応型デジタルフィルタの遅延期間を決定する遅延期
間決定手段とを備え、前記パルス信号の発生周期が変動
したときは該発生周期の変動に応じて前記遅延期間を変
更する遅延期間変更手段を有すると共に、該遅延期間変
更手段により遅延期間が変更されたときは斯く変更され
た前記遅延期間に基づいて前記適応型デジタルフィルタ
のフィルタ係数を強制的に変更するフィルタ係数変更手
段を有することにより、サンプリング周期を固定にして
も制御信号に不連続部が生じるのを回避することがで
き、不要な振動騒音成分が発生することもなく制御効果
が悪化することもない。

【０１０３】さらに、本発明は、上記振動騒音制御装置
に代えて、前記振動騒音源の構成部位に特有の振動騒音
周期に応じた駆動周期信号を前記回転体の所定角度毎に
検出する駆動周期信号検出手段と、該駆動周期信号検出
手段により検出された駆動周期信号の発生周期を所定微
小角度毎に分割する多数の分割信号を発生する分割信号
発生手段と、前記分割信号の発生タイミングに応じた第
１のフィルタ手段に出力するための規準信号を記憶する
規準信号記憶手段とを備え、前記第１のフィルタ手段の
適応型デジタルフィルタは、タップ数が２タップで構成
されると共に、前記基準信号記憶手段が、前記振動騒音
源の前記振動騒音周期に応じた単一周期の正弦波を記憶
する正弦波記憶手段と、該正弦波記憶手段により記憶さ
れた正弦波に対し所定遅延周期Ｍを有する遅延正弦波を
記憶する遅延正弦波記憶手段とを有し、かつ、前記所定
遅延周期Ｍが、１／３≧Ｍ≧１／７（但し、Ｍは実数）の範囲（好ましくは、Ｍ＝１／４）に設定されているの
で、上述した振動騒音周期の１周期を４分割したのと同
様の作用が得られ、したがって上述と同様、収束性の優
れた適応制御を実行することができる。特に、この場合
は微小角度毎に分割信号を検出しているので、単に振動
騒音周期の１周期を４分割した場合に比べより極細かい
制御が可能となり、より一層収束性の優れた適応制御を
行うことができる。

【０１０４】さらに、本発明は、前記第２のフィルタ手
段が、振動騒音伝達経路の位相・振幅伝達特性を記憶す
る伝達特性記憶手段からなり、前記分割信号発生手段に
より発生する分割信号の発生間隔に応じて前記伝達特性
記憶手段に記憶された位相・振幅伝達特性が読み出され
ることとすることにより、位相・振幅伝達特性の同定を
高次の周波数特性を予め記憶して行う必要もなく、また
複雑な演算処理を要することもなく行うことが可能とな
る。すなわち、第２のフィルタ手段から出力される参照
信号を振動騒音周期に応じて簡単且つ迅速に得ることが
でき、高精度の適応制御を行うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】エンジンの車体への取付状態を示した図であ
る。

【図２】本発明に係る振動騒音制御装置の一実施例（第
１の実施例）を示す全体構成図である。

【図３】可変サンプリングパルスの入力信号と正弦値の
出力信号との関係を示す図である。

【図４】振動伝達系の伝達特性の同定手順を示したブロ
ック回路図である。

【図５】第１の実施例の適応制御の収束性を比較例と共
に示した図である。

【図６】本発明に係る振動騒音制御装置の第２の実施例
を示す全体構成図である。

【図７】エンジン回転数が急変したときのＷフィルタの
フィルタ係数の算出手順を示すフローチャートである。

【図８】Ｗフィルタの最適次数を算出するためのＦテー
ブルである。

【図９】本発明に係る振動騒音制御装置の第３の実施例
を示す全体構成図である。

【図１０】規準信号記憶手段に記憶されている正弦波と
遅延正弦波を示す図である。

【図１１】第３の実施例の要部詳細を示したブロック構
成図である。

【図１２】第３の実施例の適応制御の収束性を第１の実
施例と共に示した図である。

【図１３】分割信号の発生個数Ｎの数値限定の根拠を説
明するための図である。

【図１４】先行技術の問題点を説明するための図であ
る。

【符号の説明】

１内燃エンジン（振動騒音源）９振動エラーセンサ（誤差信号検出手段）１１ＥＣＵ（駆動周期信号検出手段）１２ＤＳＰ（遅延期間決定手段、遅延期間変更手段、
フィルタ係数変更手段）１６基準信号作成回路（基準信号作成手段）１７₁、１７₂Ｗフィルタ（第１のフィルタ手段）１９₁、１９₂Ｃフィルタ（第２のフィルタ手段）２０₁第１の分周回路（分割信号発生手段）２０₂第２の分周回路（分割信号発生手段）２５第３の分周回路（サンプリング周期作成手段）３３分周回路（サンプリング周期作成手段）３５₁、３５₂Ｒテーブル（規準信号記憶手段）３６₁、３６₂Ｃテーブル（第２のフィルタ手段）５０ＥＣＵ（駆動周期信号検出手段、分割信号発生手
段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号ＦＩＨ０３Ｈ 21/00 Ｈ０３Ｈ 21/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】周期性又は擬似周期性を有する振動騒音
が発生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対
し、該振動騒音源を制御する制御信号を出力する適応型
デジタルフィルタを備えた第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換する駆動信号生成手段
と、該駆動信号生成手段により発生する駆動信号と前記振動
騒音源からの振動騒音信号との誤差信号を検出する誤差
信号検出手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手段との間に
形成される振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２
のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ
手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段
のフィルタ係数に基づいて前記誤差信号が最小値となる
ように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新す
る制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置におい
て、前記振動騒音源の構成部位に特有の振動騒音周期に応じ
た駆動周期信号を前記回転体の所定回転角度毎に検出す
る駆動周期信号検出手段と、該駆動周期信号検出手段に
より検出された駆動周期信号の発生周期間に複数個の分
割信号を発生する分割信号発生手段と、該分割信号発生
手段により発生する分割信号の発生タイミングに応じて
単一周期の正弦波からなる基準信号を作成し該基準信号
を前記第１のフィルタ手段に入力する規準信号作成手段
とを備え、前記第１のフィルタ手段の適応型デジタルフィルタは、
タップ数が２タップで構成されると共に、前記分割信号
発生手段により発生する分割信号の発生個数Ｎが、３≦Ｎ≦７（但し、Ｎは実数）の範囲に設定されていることを特徴とする振動騒音制御
装置。
【請求項２】前記分割信号発生手段により発生する分
割信号の発生個数Ｎが、「４」に設定されていることを
特徴とする請求項１記載の振動騒音制御装置。
【請求項３】前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数
の出力及び更新を行う一連の動作を支配するサンプング
周期を、前記回転体を制御する制御手段が有する駆動周
波数に基づいて作成するサンプリング周期作成手段と、
前記駆動周期信号検出手段により検出された駆動周期信
号の発生周期と前記サンプリング周期とに基づいて前記
適応型デジタルフィルタの遅延期間を決定する遅延期間
決定手段とを備え、前記駆動周期信号の発生周期が変動したときは該発生周
期の変動に応じて前記遅延期間を変更する遅延期間変更
手段を有すると共に、該遅延期間変更手段により遅延期
間が変更されたときは斯く変更された前記遅延期間に基
づいて前記適応型デジタルフィルタのフィルタ係数を強
制的に変更するフィルタ係数変更手段を有していること
を特徴とする請求項１又は請求項２記載の振動騒音制御
装置。
【請求項４】周期性又は擬似周期性を有する振動騒音
が発生する少なくとも回転体を有する振動騒音源に対
し、該振動騒音源を制御する制御信号を出力する適応型
デジタルフィルタを備えた第１のフィルタ手段と、前記制御信号を駆動信号に変換する駆動信号生成手段
と、該駆動信号生成手段により発生する駆動信号と前記振動
騒音源からの振動騒音信号との誤差信号を検出する誤差
信号検出手段と、前記駆動信号生成手段と前記誤差信号検出手段との間に
形成される振動騒音伝達経路の伝達特性を表現する第２
のフィルタ手段と、前記誤差信号検出手段の検出結果と前記第２のフィルタ
手段から出力される参照信号と前記第１のフィルタ手段
のフィルタ係数に基づいて前記誤差信号が最小値となる
ように前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数を更新す
る制御信号更新手段とを備えた振動騒音制御装置におい
て、前記振動騒音源の構成部位に特有の振動騒音周期に応じ
た駆動周期信号を前記回転体の所定角度毎に検出する駆
動周期信号検出手段と、該駆動周期信号検出手段により
検出された駆動周期信号の発生周期を所定微小角度毎に
分割する多数の分割信号を発生する分割信号発生手段
と、前記分割信号の発生タイミングに応じた第１のフィ
ルタ手段に出力するための規準信号を記憶する規準信号
記憶手段とを備え、前記第１のフィルタ手段の適応型デジタルフィルタは、
タップ数が２タップで構成されると共に、前記基準信号
記憶手段が、前記振動騒音源の前記振動騒音周期に応じ
た単一周期の正弦波を記憶する正弦波記憶手段と、該正
弦波記憶手段により記憶された正弦波に対し所定遅延周
期Ｍを有する遅延正弦波を記憶する遅延正弦波記憶手段
とを有し、かつ、前記所定遅延周期Ｍが、１／３≧Ｍ≧１／７（但し、Ｍは実数）の範囲に設定されていることを特徴とする振動騒音制御
装置。
【請求項５】前記所定遅延周期Ｍが、「１／４」に設
定されていることを特徴とする請求項４記載の振動騒音
制御装置。
【請求項６】前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数
の出力及び更新を行う一連の動作を支配するサンプング
周期を、前記回転体を制御する制御手段が有する駆動周
波数に基づいて作成するサンプリング周期作成手段を有
していることを特徴とする請求項４又は請求項５記載の
振動騒音制御装置。
【請求項７】前記第１のフィルタ手段のフィルタ係数
の出力及び更新を行う一連の動作が、前記分割信号の発
生と同期して実行されることを特徴とする請求項１、請
求項２、請求項４又は請求項５のいずれかに記載の振動
騒音制御装置。
【請求項８】前記第２のフィルタ手段が、振動騒音伝
達経路の位相振幅伝達特性を記憶する伝達特性記憶手段
からなり、前記分割信号発生手段により発生する分割信
号の発生間隔に応じて前記伝達特性記憶手段に記憶され
た位相振幅伝達特性を選択・出力することを特徴とする
請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の振動騒音制御
装置。